KR20060036895A

KR20060036895A - 일단형 ｐｆｃ와 전력 변환기 회로

Info

Publication number: KR20060036895A
Application number: KR1020057016018A
Authority: KR
Inventors: 빈센트 시어리; 브루노 찰스 나드; 토마스 제이. 리바리치; 존 리바리치
Original assignee: 인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션
Priority date: 2003-02-27
Filing date: 2004-02-27
Publication date: 2006-05-02
Anticipated expiration: 2024-02-27
Also published as: US20040217746A1; US7554271B2; WO2005093960A1; KR100724155B1; JP2006519577A; US6934168B2; DE112004000595T5; US20060018140A1

Abstract

전력 변환기가, 소자 수와 정격이 감소한 일단형 구성에서 고역률을 달성하면서 정 부하 전력을 제공한다. 상기 전력 변환기는 부하에 전류를 공급하는 하프-브리지 스위칭으로 정류된 라인 입력을 받는다. 입력으로부터 에너지를 저장하고 상기 부하에 에너지를 공급하기 위해, 션트 스위치와 커패시터의 직렬 결합은 상기 부하 양단에 연결된다. 상기 스위치들은 입력 전압과 동일 위상인 사인형 전류를 유입하면서 상기 부하에 정전력을 공급할 수 있는 전도 각들에 따라서 작동하여, 고역률을 달성한다. 이 회로는 종래의 전력 변환기에 비해 단순한 구성을 제공하며, 전자식 안정기 혹은 AC/DC 변환기의 일부로서 공진 부하와 함께 사용될 수 있다. 전력 변환기의 구성 및 동작은 또한 입력 라인 전력상에서 총 고조파 왜곡을 낮춘다.

전력 변환기, 전자식 안정기

Description

일단형 ＰＦＣ와 전력 변환기 회로 {SINGLE-STAGE PFC AND POWER CONVERTER CIRCUIT}

본 발명은 일반적으로 역률 보상(PFC)을 구비하는 전력 변환기와 안정기 제어(ballast control)에 관한 것이고, 더욱 상세하게는 PFC 회로를 포함하는 일단형 전력 변환기나 안정기 제어에 관한 것이다.

본 출원은 2003년 2월 27일에 출원된 제목 "NEW SINGLE-STAGE PFC AND BALLAST CONTROL CIRCUIT/GENERAL PURPOSE CONVERTER"인 미국 가출원 60/450,572호에 기초하고 이의 우선권을 주장하며, 상기 출원은 그대로 본 출원에 참조로서 포함된다.

역률 보상(PFC) 회로를 포함하는 전자식 안정기 및 전력 변환기는 관련 산업에서 잘 알려져 있다. 일반적으로, 전자식 안정기를 포함하는 모든 타입의 일반적인 전력 변환기는 그 입력이 PFC 회로에 연결되어 입력 역률을 1로 보상한다. 규제적 요건에 따라서 전력 라인에 연결된 부하는 어떠한 결합성 임피던스(connective impedance)도 갖지 않는 순수 저항성 부하를 나타내는 것이 바람직하고, 종종 필요하다. 즉, 라인 입력에 의해 공급되는 교류 전압 및 전류는 서로 동일 위상으로 유지되어, 연결된 부하는 순수한 저항성을 나타낸다. 입력 전압 및 전류가 동일 위상 인 경우에, 역률은 1에 근접하고, 이에 따라서 전압과 전류가 서로 위상이 다른 경우에 발생하는 커패시턴스(capacitance) 혹은 인덕턴스(inductance)로부터의 어떠한 뚜렷한 영향도 없이 순수 저항성을 나타내는 부하가 입력 라인 상에 제공된다.

단위 역률(unity power factor)을 달성하기 위해, 일반적으로 역률 보상 회로가 전력 라인 입력에 연결된다. 또한, PFC 회로는 일반적으로 전력 변환 애플리케이션들에 사용하기 위한 인버터(inverter)에 공급되는 조절된 DC 버스 전압을 생산한다. 전형적인 전력 변환기 애플리케이션은 형광 램프와 함께 사용하기 위한 전자식 안정기이다. 종종, 전자식 안정기는 DC 버스 전압이 공급되는 전력 인버터로 이루어지며, 상기 인버터는 형광 램프에 예열, 점화, 및 정상 동작 상태 동안에 정상 공급 전력을 제공하도록 제어된다. 이러한 애플리케이션의 단순한 블록 다이어그램이 도 1에 제공된다. 도 1에 도시된 전자식 안정기는 램프에 전력을 공급하기 위한 하프-브리지 공진 출력단(half-bridge resonant output stage)을 포함한다. 전력 라인 입력에 연결된 PFC 회로는 일반적으로 고전압 스위치, 인덕터, 다이오드, 고전압 DC 버스 커패시터, 및 PFC 제어 회로를 사용하는 부스트 타입 변환기로 구현된다. 전자식 안정기 출력단은 일반적으로 두 개의 고전압 스위치, 공진 인덕터, 공진 커패시터, DC-차단 커패시터, 및 안정기 제어 회로를 사용하는 하프-브리지 구동 공진 부하로 구현된다. 종래의 안정기 회로의 단순화된 회로 다이어그램이 도 2에 도시된다.

도 2에 도시된 종래의 하프-브리지 전자식 안정기 출력단 구성은 스위칭 하프-브리지 양단에 연결된 DC 버스 커패시터(C버스)를 포함한다. 도 2의 회로 다이 어그램에서 볼 수 있는 바와 같이, 하이측 하프-브리지 스위치(high side half-bridge switch)(M1)와 DC 버스 커패시터(C버스)는 단일 노드에서 함께 결합한다. 도 2의 종래의 전자식 안정기가 스위치 온(switch on) 된 때는, 입력 전력은 우선 DC 버스 커패시터(C버스)를 충전하는데 사용되고, 그 다음, 상기 커패시터는 전자식 밸러스트가 동작하는 동안 하프-브리지 공진 출력단에 전력을 공급한다. 인덕터(Lpfc), 스위치(Mpfc), 및 다이오드(Dpfc)로 구성된 PFC 회로는 시동시(start-up)에 버스 커패시터(C버스)를 충전한다. 이러한 종래의 회로 토폴로지(topology)에서, 일반적으로 전력은 부하를 통해 단방향으로 흐르고, 버스 커패시터(C버스)는 전(entire) 전력 전달 사이클을 통해 전력을 부하에 공급한다. 따라서, 버스 커패시터(C버스)는 피크 전력 전달을 견딜 수 있도록 정격이 정해져야만 하고, 스위치들(Mpfc M1 및 M2)도 또한 높은 피크 버스 전압을 견딜 수 있도록 정격이 정해져야만 한다.

입력 PFC 회로를 구비한 전력 변환기 회로를 구현하는데 필요한 정격을 줄이고, 동시에 이 회로를 단순화하는 것이 바람직하다.

본 발명은 공진 부하에 대한 범용 전원을 위한 일단형 PFC와 전력 변환기를 제공한다. 종래의 하프-브리지 전력 변환기의 회로 토폴로지를 수정함으로써, 본 발명은 종래 설계에 비해 개선된 효율을 달성하고 부품 수를 줄일 수 있다. 또한, 본 발명의 회로 구성은 소자 정격에 대한 요구량을 감소시켜 회로 사이즈와 전력 소모를 줄인다. 일단형 전력 변환기와 PFC 회로는 모든 스위치에서 소프트 스위칭(soft switching)을 얻을 가능성이 있으며, 이에 따라서 스위칭 손실을 줄이고 또한 전력 소모를 감소시킬 수 있다.

본 발명에 따라서, 역률 보상을 위한 종래의 부스트 변환기가 제거되는바, 그 기능이 부하에 정전력(constant power)을 공급하는 동작에 결합되기 때문이다. 이 회로는 양방향 전력 흐름 제어를 제공하면서 1에 가까운 역률을 얻는다. 스위칭 하프-브리지가 정류된 라인 입력 전압에 연결되며, 이는 종래의 입력 인덕터가 제거될 수 있도록 하는 반면, DC 버스 커패시터에 대한 정격 요구량을 감소시킨다. 전력 변환기의 스위치들을 적절하게 제어함으로써, 사인형 전류(sinusoidal current)가 라인 입력으로부터 유입되어 고역률(high power factor)을 얻는다. 종래의 전력 변환기에서, 부스트 컨버터의 커패시터는 가변하는 부하 및 입력 조건에서 정전압을 유지하도록 작동했고, 따라서 매우 큰 값을 가졌다. 본 발명에서, 부스트 변환기가 제거되고, 따라서 버스 커패시터는 정전압을 유지할 필요가 없고, 오히려 입력과 부하 사이의 전력 전달을 위한 에너지 저장 장치로서 행동한다. 따라서, 버스 커패시터는 2-4배 비율로 감소할 수 있다.

고역률을 유지하면서 정 부하 전력(constant load power)을 달성하도록 다양한 스위치들에 대한 전도 각들(conduction angles)이 유도된다. 게다가, 입력의 총 고조파 왜곡(harmonic distortion)이 매우 감소하고, 이에 따라서 방사 및 전도된 전자파 장애(EMI)를 제한한다.

본 발명의 다른 특징 및 장점이 첨부된 도면들을 참조하는 본 발명의 다음 설명들로부터 명백해질 것이다.

본 발명은 첨부된 도면을 참조하여 하기에 더욱 상세하게 설명된다.

도 1은 개별의 PFC와 출력단을 구비한 종래의 전력 변환기의 블록 다이어그램이다;

도 2는 형광 램프를 구동하는 종래의 전력 변환기의 단순화된 회로 다이어그램이다;

도 3은 결합된 PFC와 출력단을 구비한 본 발명에 따른 전력 변환기의 블록 다이어그램이다;

도 4는 형광 램프를 구동하기 위한 본 발명에 따른 회로 토폴로지를 도시하는 단순화된 회로 다이어그램이다;

도 5는 정류된 라인 입력 전압과 전류를 도시하는 그래프이다;

도 6은 입력 전력, 부하 전력, 및 커패시터 전력을 도시하는 그래프이다;

도 7은 본 발명에 따른 전력 변환기의 스위치들에 대한 전도 각들을 도시하는 그래프이다;

도 8은 입력 전류 및 전압 그리고 버스 커패시터 전압 및 전류를 도시하는 그래프이다;

도 9는 본 발명에 따른 양방향 전력 흐름을 도시하는 단순화된 회로 다이어그램이다;

도 10은 본 발명에 따른 회로의 전도각 스위칭을 도시하는 그래프와 타이밍 다이어그램이다; 그리고

도 11은 본 발명의 전력 변환기에 따른 전도각 스위칭을 도시하는 그래프와 타이밍 다이어그램이다.

도 3에서, 역률 보상(PFC)을 구비한 일단형 전력 변환기의 블록 다이어그램이 블록(30)으로 도시되어 있다. 형광 램프(32)에 전력을 공급하는 전자식 램프 안정기를 위한 공진 부하와 같은 부하를 구동하는 경우의 일단형 전력 변환기가 도시된다.

도 4에서, 본 발명에 따른 일단형 전력 변환기의 회로 다이어그램이 일반적으로 회로(40)로 도시된다. 회로(40)는 스위치들(M1 및 M2)로 구성된 스위칭 하프-브리지를 포함하며, 상기 스위치들은 인덕터(L), 커패시터(C), DC 커패시터(CDC), 및 램프(32)로 구성된 단순한 RLC 안정기 공진 출력단에 연결된다. 스위치들(M1 및 M2)은 보완적인 방식으로 동작하는바, 즉 스위치 양자 모두가 동시에 스위치 온 되지 않는다. 추가로, 스위치들(M1 및 M2)이 차례로 턴온 및 턴오프되는 경우에, 단락 상태를 피하기 위해 스위칭 시퀀스 사이에 데드 타임(dead time)이 도입된다. 예시적인 데드 타임은 대략 2 마이크로 초이다. 스위치(M3)는 DC 버스 커패시터(C버스)를 스위칭 하프-브리지의 중앙 노드에 연결한다. 회로(40)는 단일 인덕터(L)를 이용하고 커패시터(C버스)에 대한 커패시턴스 요구량을 줄임으로써, 도 2에 도시된 종래의 전자식 안정기 회로(20)와는 차별화된다. 커패시터(C버스)에 대한 정격 요구량을 줄임으로써, 비전해질 타입의 커패시터가 상기 회로에서 사용될 수 있으므로 전자식 안정기의 신뢰도를 증대하고 비용을 줄일 수 있다.

또한, 공진 네트워크가 등가의 압전 변압기(piezoelectric transformer)로 대체되고, AC/DC 변환기의 경우에 램프가 저항성 부하에 연결된 변압기로 대체될 수 있다. 따라서, 본 발명의 회로는 또한 역률을 보상하면서, 비용이 절감되고, 그리고 소자 수가 적은 범용 변환기로서 사용되기에 적합하다.

전자식 안정기 회로(40)는 도시된 바와 같이 연결되었을 때 부하를 통한 양방향 전력 흐름을 얻는다. 부하는 정류된 라인 입력으로부터 전력을 공급받는바, 예를 들면, 정류된 라인 입력 전압이 높을 때는 스위칭 하프-브리지를 통해서 전력을 얻고, 정류된 라인 입력 전압이 낮을 때는 버스 커패시터(C버스)로부터 전력을 또한 공급받는다. 이러한 구성에서, 커패시터(C버스)는 도 2의 종래 회로(20)의 경우와 같은 전 입력 사이클 동안이 아니라, 입력 라인 전압의 일부 사이클 동안에 전력을 공급한다. 스위치들(M1, M2, 및 M3)은 라인 입력으로부터 사인형 전류를 유입하도록 제어되어 높은 역률을 얻는다. 또한, 이 회로 구성은 입력상에서 유리한 총 고조파 왜곡(THD)을 얻는다. 이 하프-브리지는 부스트 회로의 도움없이 입력에 대한 상기 장점을 얻을 수 있는바, 그렇지 못한 경우에는 THD를 수용가능한 레벨까지 줄이도록 이 부스트 회로를 주의깊게 제어해야 한다. 추가로, 스위치들(M1,M2, 및 M3)의 제어로 인하여 버스 커패시터(C버스)상에 전하가 유지되고, 그리고 부하에 정전력이 제공된다. 이러한 구성에서, 공진 출력단은 인덕터(L), 커패시터(C), 램프(32), 및 DC 버스 커패시터(C버스)로 구성된다.

회로(40)의 토폴로지는 각 스위치가 특정 기능을 갖도록 구성된다. 예를 들면, 스위치(M1)는 정류된 라인 입력으로부터 공진 램프 로드에 전류를 공급하는바, 라인 입력으로부터 사인형 전류를 유입하도록 스위치가 온 및 오프되어 고역률을 달성한다. 스위치(M2)는 회로(40)에서 재순환 경로를 얻도록 스위치가 온 및 오프되어 공진 회로의 양방향 전류 흐름을 유지한다. 스위치(M3)는 라인 입력 전압이 높을 때 DC 버스 커패시터(C버스)를 충전하고, 그리고 라인 입력 전압이 낮을 때 전류를 부하에 공급하여, 부하에 정전력이 공급되도록 한다. 각각의 스위치에서 소프트 스위칭이 일어나도록 스위치들(M1-M3)의 동작을 구성하는 것이 가능하다. 이 경우에는 각각의 스위치에 대한 하드(hard), 혹은 비영 전압(non-zero voltage) 스위칭을 피하도록, 특정 곡선에 따라 스위치의 턴온/턴오프 동작이 구성된다.

회로(40)는 1에 가까운 고역률을 얻을 수 있는바, 이는 입력 라인 전압과 전류가 사인형으로서 서로 동일 위상이 되도록 제어되기 때문이다. 이러한 고역률에서, 회로(40)는 라인 입력 전압에 대해 저항성 부하로 나타나며, 따라서 라인 입력상의 임피던스를 줄이고 규제적 표준의 조건을 충족시킨다. 도 5에서, 정류된 라인 입력은 전파 정류(full wave rectification)를 달성하기 위해 풀-브리지(full-bridge) 정류기의 출력으로 가정한다. 도 5는 서로 동일 위상인 전파 정류된 전압과 전류를 도시하는바, 이는 전형적으로 표준 상태이거나 혹은 이상적인 전파 정류기에 가깝다. 이 경우에, 입력 전력은 입력 전압과 전류를 함께 곱함으로써 결정된다. 방정식(1)은 입력 전력의 표현을 제공한다.

만약 변환기의 목적이 부하에 정전력을 제공하는 것이라면, 버스 커패시터(C버스)에 의해 공급된 전력은 입력 전력으로부터 부하 전력을 뺌으로써 결정되고, 이는 방정식(2 및 3)에 표현된다.

도 6에서, 라인 입력 전압의 완전한 사이클 동안의 입력 전력, 부하 전력, 및 커패시터 전력을 도시하는 그래프가 제공된다. 정 부하 전력을 유지하기 위해 입력 전력과 함께 커패시터 전력이 어떻게 변하는지 주의하시오.

정 부하 전력의 설계 목적을 달성하기 위해, 스위치들(M1 및 M3)의 전도 각들이 결정된다. 완전한 부하 전류 사이클에 관해서 스위치들(M1 및 M3)에 대한 전도 각이 구해질 수 있는바, 상기 부하 전류 사이클은 라인 입력 주파수보다 매우 큰 주파수를 갖는 경향이 있다. 전도 각은 순간 라인 입력 전류와 평균 고주파수 부하 전류 사이의 관계식을 사용함으로써 결정되며, 하기 방정식(4-6)에서 표현된다.

β< 0 이면 α=α ₁ , 또는, β≥ 0 이면 α=α _{2 (4)}

전도각은 커패시터 전력과 평균 고주파수 부하 전류 사이의 관계식을 사용하여 결정되며, 하기 방정식(7)에서 표현된다.

도 7에서, 전도 각들의 그래픽 표현이 제공된다. 도 7의 그래프는 전형적인 라인 입력 전압, 부하 전력, 커패시터 전압, 및 커패시터 값에 대해서, 라인 입력 전압의 완전한 사이클 동안에 전도 각들이 어떻게 급격하게 변하는지를 도시한다.

도 8에서, 버스 커패시터(C버스)에 대한 전류와 전압의 플롯(plot)에 입력 전압과 전류의 플롯이 중첩되어 도시된다. 도시된 전압 및 전류들은 전형적인 입력 전압과 부하 전력에 대해서 제공된다.

입력 라인 전압의 각각의 저 주파수 사이클 동안의 값들에 기초하여, 전도 각들은 각각의 고주파수 부하 전류 사이클 동안에 특정 시간 및 듀레이션(duration)에 대해서 스위치들(M1, M2, 및 M3)을 턴온 및 턴오프 하는데 사용된다. 각각의 스위치에 대한 전도 각이 아래 테이블 I에 요약되어 있다.

테이블 I

스위치	0	<0
M1	β에서 α₂까지	0에서 α₁까지
M2	180에서 β까지	α₁에서 180까지
M3	α₂에서 180까지	180에서 360까지

전도각과 스위치 동작은 하기에서 도 9 내지 도 11을 참조하여 매우 상세하게 설명한다.

도 9에서, 서로 다른 스위칭과 전도 사이클 동안에 전류 경로와 루프를 보이 는 전류 루프 다이어그램이 도시된다. 도 10 및 도 11에서, 전류 경로 혹은 루프들 각각의 발생 및 듀레이션이 전류 부하 및 스위칭 사이클들을 참조하여 설명된다. 예를 들면, 도 10은 0일 때의, 전형적인 공진 부하 전류의 1주기 동안에 스위치들(M1, M2, 및 M3)에 대한 대응하는 온 및 오프 시간을 도시한다. 스위치(M1)는 β에서 α₂도(degree)까지의 각도에서 턴온된다. 도 9에 도시된 전류 iA는 Vin으로부터 스위치(M1)와 공진 부하를 통해, 그리고 다시 Vin으로의 리턴 그라운드(return ground)로 흐른다. 그 다음, 스위치(M1)는 턴오프되고, 스위치(M3)는 α₂부터 180도까지의 각도에서 턴온된다. 전류 iC는 커패시터(C버스)로부터 스위치(M3)와 공진 부하를 통해, 그리고 다시 커패시터(C버스)로의 리턴 그라운드로 흐른다. 스위치(M3)는 턴오프되고, 스위치(M2)가 180에서 360도까지 턴온된다. 전류 iD는 공진 부하로부터, 스위치(M2)를 통해, 그리고 다시 공진 부하로의 리턴 그라운드로 흐른다. 스위치(M2)는 0부터 β까지 턴온 상태로 남아있고, 전류 iB는 공진 부하의 리턴 그라운드로부터, 스위치(M2)를 통해, 다시 공진 부하로 흐른다. 그 다음, 스위치(M1)가 다시 턴온되는 것부터 상기 사이클이 그 자체로 반복된다.

도 11은 < 0 일 때의, 전형적인 공진 부하 전류의 1 주기 동안에 스위치들(M1, M2, 및 M3)의 대응하는 온 및 오프 시간을 도시한다. 스위치(M1)은 0에서 α₁도까지의 각도에서 턴온된다.전류 iA는 Vin으로부터, 스위치(M1)과 공진 부하를 통해, 다시 전압 Vin에 대한 리턴 그라운드로 흐른다. 그 다음, 스위치(M1)는 턴오 프되고, 스위치(M2)는 α₁에서 180도까지의 각도에서 턴온된다. 전류 iB는 공진 부하의 리턴 그라운드로부터, 스위치(M2)의 몸체 다이오드를 통해, 다시 공진 부하로 흐른다. 그 다음, 스위치(M2)는 턴오프되고, 스위치(M3)는 180에서 360도에서 턴온된다. 전류 iE는 공진 부하로부터, 스위치(M3)와 커패시터(C버스)를 통해 흐르고, 공진 부하의 그라운드로 귀로한다. 그 다음, 스위치(M1)가 다시 턴온되는 것부터 상기 사이클이 그 자체로 반복된다.

도 7에 도시된 바와 같이, 라인 입력 전압의 저주파수 사이클 동안에 전도 각들이 변할 때, 스위치들의 전도 각들을 제어하여 평균 라인 입력 전류가 사인형이되고 입력 전압과 동일 위상이 되도록 한다. 이러한 제어 방법은 정 부하 전력을 유지하면서 낮은 총 고조파 왜곡과 함께 고역률을 달성할 수 있다. 정상 동작 상태하에서, 고주파수 전류는, 입력 라인 전압이 높은 때는 라인으로부터 부하 전류를 유입하고 버스 커패시터(C버스)를 충전함으로써, 그리고 라인 입력 전압이 낮은 때는 커패시터로부터 부하 전류를 유입함으로써, 혹은 필요시에는 부하 전류를 재순환함으로써 일정한 크기로 공진 부하를 통해 흐른다.

본 발명에 따른 일단형 안정기 제어와 PFC 회로는 단일 인덕터 및 낮은 DC 버스 커패시턴스 등급지정 요건들의 사용을 포함하는 수많은 장점들을 제공한다. 이 회로는 전자식 안정기/전력 변환기에 대한 입력 전류 총 고조파 왜곡을 낮춤과 아울러, 소자 수, 사이즈 및 비용을 감소시키는 보다 효율적인 구성으로 고역률을 얻는다.

본 발명은 본 발명의 특정 실시예에 관해서 설명되었지만, 다양한 다른 변경 및 수정 그리고 다른 사용이 당해 기술분야의 당업자에게는 명백할 것이다. 따라서, 본 발명은 본 명세서의 특정 개시에 의해 제한되지 않고, 오히려 단지 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다.

Claims

정류된 라인 입력에 대하여 사용하기 위한 전력 변환기 회로로서:

상기 정류된 라인 입력으로부터 입력 전압과 동일 위상인 사인형 전류를 유입하기 위해, 상기 정류된 라인 입력에 연결된 스위칭 하프-브리지와;

상기 스위칭 하프-브리지로의 혹은 상기 스위칭 하프-브리지로부터의 전류를 션트(shunt)시키기 위해, 상기 하브-브리지에 연결된 션트 스위치와; 그리고

상기 션트 스위치에 의해 션트된 전류에 관련된 에너지를 저장하거나 방출하기 위해, 상기 션트 스위치에 연결된 에너지 저장 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기 회로.
제 1항에 있어서,

상기 에너지 저장 장치는 커패시터인 것을 특징으로 하는 전력 변환기 회로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 하프-브리지에 연결된 공진 출력단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기 회로.
제 3항에 있어서,

상기 공진 출력단은 램프를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기 회 로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 하프-브리지에 연결된 압전 변압기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기 회로.
제 5항에 있어서,

상기 압전 변압기에 연결된 저항성 부하를 더 포함하여, AC/DC 변환기를 형성하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기 회로.
제 1항에 있어서,

상기 하프-브리지 및 션트 스위치들은 정 부하 전력을 달성하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기 회로.
제 7항에 있어서,

상기 하프-브리지 및 션트 스위치들은 다음 방정식들에 따라 정 부하 전력을 달성하도록 동작하며:

스위치 0 <0 M1 β에서 α₂까지 0에서 α₁까지 M2 180에서 β까지 α₁에서 180까지 M3 α₂에서 180까지 180에서 360까지

여기서

β< 0 이면 α=α ₁ , 또는, β≥ 0 이면 α=α _{2 (4)}

이고,

M1과 M2는 각각 하이측 및 로우측 하프-브리지 스위치들을 나타내고;

M3는 상기 션트 스위치를 나타내며;

β,α₁, 및α₂는 관련된 스위치들이 온되는 시간 기간 동안의 전도 각들을 나타내며;

Pin은 입력 전력을 나타내며;

Vin은 입력 전압을 나타내며;

i_부하는 부하 전류를 나타내며;

P_C버스는 에너지 저장 장치 전력을 나타내며; 그리고

V_C버스는 에너지 저장 장치 전압을 나타내는 것을 특징으로 하는 전력 변환기 회로.
전력 변환기 입력에 연결된 스위칭 하프-브리지와, 그리고 상기 하프-브리지 및 에너지 저장 장치에 연결된 션트 스위치를 포함하는 전력 변환기를 작동하는 방법으로서:

부하에 정전력을 전달하도록, 상기 하프-브리지와 션트 스위치들을 스위칭하는 단계와; 그리고

상기 전력 변환기 입력으로부터 입력 전압과 동일 위상인 사인형 전류를 유입하여 고역률을 달성하도록, 상기 하프-브리지와 션트 스위치들을 스위칭하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기를 작동하는 방법.
제 9항에 있어서,

다음 방정식들에 따라서 상기 하프-브리지와 션트 스위치들을 작동하는 단계를 더 포함하며:

스위치 0 <0 M1 β에서 α2까지 0에서 α1까지 M2 180에서 β까지 α1에서 180까지 M3 α2에서 180까지 180에서 360까지

여기서

β< 0 이면 α=α ₁ , 또는, β≥ 0 이면 α=α _{2 (4)}

이고,

M1과 M2는 각각 하이측 및 로우측 하프-브리지 스위치들을 나타내고;

M3는 상기 션트 스위치를 나타내며;

β,α₁, 및α₂는 관련된 스위치들이 온되는 시간 기간 동안의 전도 각들을 나타내며;

Pin은 입력 전력을 나타내며;

Vin은 입력 전압을 나타내며;

i_부하는 부하 전류를 나타내며;

P_C버스는 에너지 저장 장치 전력을 나타내며; 그리고

V_C버스는 에너지 저장 장치 전압을 나타내는 것을 특징으로 하는 전력 변환기를 작동하는 방법.
제 9항에 있어서,

상기 부하에 전류를 공급하고 상기 입력으로부터 사인형 전류를 유입하여 고역률을 달성하기 위해, 상기 하프-브리지의 스위치를 스위칭하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기를 작동하는 방법.
제 9항에 있어서,

부하 전류에 대한 재순환 경로를 얻기 위해, 상기 하프-브리지의 스위치를 스위칭하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기를 작동하는 방법.
제 9항에 있어서,

상기 에너지 저장 장치와, 상기 입력과, 그리고 상기 부하 사이에 에너지를 전달하기 위해, 상기 션트 스위치를 스위칭하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기를 작동하는 방법.
제 1항에 있어서,

상기 스위치들은 MOSFET들인 것을 특징으로 하는 전력 변환기 회로.