KR20000069922A - 무선 통신 장치 - Google Patents

Abstract

직접 변환 직교 수신기가 셀룰러 무선 시스템에 사용하기 위해 공지된다. 그러한 수신기는 단일 시스템용으로 설계되어 여러 주파수 대역과 여러 대역폭을 갖는 신호를 가지는 다른 시스템에는 적절하지 않다. 또한 각 대역에 적절한 다수의 전면 수신기(front-receiver)를 갖는 다중 대역 셀룰러 수신기가 공지된다. 그러한 수신기는 아주 효율적이지 못하며, 고가이고 또한 부피가 크다. 저가이고 자동적으로 특정 시스템으로부터 수신되는 신호를 그 자체가 적응하는 무선 다중 대역 통신이 제안된다. 상기 수신된 희망하는 신호의 대역폭을 기초로 하여, 혼합된 다운 신호(mixed down signal)를 위한 샘플링 대역폭 및/또는 샘플링 시간이 선택된다. 더욱이, 상기 샘플링 수단은 잡음 때문에 대역 제한된다. 샘플링 수단에 연결되는 적응 필터는 결정된 인접한 채널에 따라 희망하는 채널의 간섭 레벨로 조정된다.

Description

무선 통신 장치{A WIRELESS COMMUNICATION DEVICE}

위에서 언급된 종류의 통신 장치는 PCT 특허 출원 WO 91/02421호로부터 공지되어 있다. WO 91/02421호에서, 이동 통신 시스템에서 디지털 방식으로 변조되는 신호를 위한 수신기가 기술되어 있다. 수신된 무선 신호를 더 낮은 주파수 대역으로 직교 혼합(quadrature mixing) 한 후에, 다운 혼합 직교 신호를 샘플링하며, 또한 아날로그-디지털 변환을 한 후에, 처리를 위해 저장한다. 상기 신호의 변조는 셀룰러 이동 통신 세계화 시스템(GSM: Global System for Mobile Communications), 또는 임의의 다른 적절한 변조 타입에서 사용되는 바와 같은 가우스 최소 이동키 방법(Gaussian Minimum Shift Keying)일 수 있다. 수신된 신호가 다운 혼합되기 이전에, 안테나에서 무선 주파수 신호에 대한 거친 필터링(coarse filtering)을 조정 가능한 증폭 인자를 가지는 동조 가능 필터/증폭기에 의하여 수행한다. 공지된 통신 장치는, 다운 혼합 후에 더 낮은 주파수 대역 신호가 기저 대역 신호인 소위 직접 변환 수신기, 즉 중간 주파수가 없는 것(zero-IF: Intermediate Frequency)이다. WO 91/02421호에서, 다운 혼합 후 기저 대역 신호는 희망하는 신호, 인접 채널로부터 나오는 신호들, 및 중첩된 잡음을 포함한다. 상기 희망하는 신호를 필터링하기 위하여 혼합된 다운 직교 신호의 각 필터링을 위한 한 쌍의 저역 통과 필터를 제공한다. 저역 통과 필터링 후 상기 직교 신호는 샘플링되고, 디지털화되며 처리된다. 수신기 설계 관점에서 보면, 상기의 기술된 수신기 구조는, 원리적으로 직접 변환 수신기는 완전히 집적될 수 있기 때문에 종래의 슈퍼헤테로다인(superheterodyne) 수신기에서 바람직하다.

본 발명은 청구항 1항의 전문에서 한정된 바와 같은 무선 통신 장치에 관한 것이다. 그러한 무선 통신 시스템은 셀룰러 전화기, 무선 전화기, 무선 통신부를 가지는 랩톱(laptop) 컴퓨터, 또는 그와 같은 것일 수 있다.

도 1은 본 발명에 따른 무선 통신 장치의 블록도.

도 2는 본 발명에 따른 대역폭의 예비 선택을 예시하는 주파수 대 시간의 도표.

도 3은 희망하는 신호의 주파수 대역의 대역폭 추정의 실시예.

도 4는 본 발명에 따른 샘플링 네트워크.

도 5는 변경된 샘플링 네트워크.

직접 변환 수신기의 설계를 할 때, 직교 신호의 위상 정밀도, 국부 발진기로 인한 누출 문제(leakage problem), 및 오프셋에 의하여 야기된 문제에 특별한 주의를 주어야 할 것이다. 그러한 무선 통신 장치는 특정한 주파수 대역만을 수신하기 위하여 설계되어 있기 때문에 다중 대역 수신 장치로는 적합하지가 않다. 이 때문에, 모든 주파수 선택 수단들(measures)이 이 특정 주파수 대역만을 위해 적절한 선택성을 확보하는 것으로 향해진다.

현재, 세계 여러 부분에서, GSM 시스템, CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템, 및 미국에서는, D-AMPS 시스템(Digital Advanced Mobile Phone System)과 같은, 이동 무선 시스템의 여러 타입이 설치되었거나 설치되고 있다. 그러한 시스템은 여러 주파수 대역에서 동작하고 있으며 희망하는 신호는 여러 대역폭의 채널로 전송된다. GSM, 완전 이중 통신 방식(full-duplex TD/FDMA : Time Division/Frequency Division Multiple Access) 시스템에서, 이동 장비 수신 대역은 925 내지 960MHz 이고, 전송 대역은 880 내지 915MHz 이며 채널 간격은 200kHz이다. CDMA(IS-95 표준)에 대해, 이들 숫자는 869 내지 894MHz, 824 내지 849MHz 및 1250kHz이고, 또한 D-AMPS 에 대해서는, 채널 간격이 30kHz인 CDMA 의 경우에서와 동일한 대역이다. 이 숫자로부터 여러 시스템들의 주파수 대역이 다르다는 것과, 좀더 중요하게는, 희망하는 신호의 대역폭이 크게 다르다는 것을 볼 수 있다. 가변 대역폭의 요구 조건에 더하여, 수신기에 대한 최적 필터링은 실제 신호의 상태에 달려 있다. 만약 인접 채널에서의 전력 레벨이 높다면, 희망하는 신호의 최소 대역폭에 대한 좀더 엄격한 대역 제한을 두는 것이 상기 신호 위상과 정보를 일그러뜨리더라도 바람직하다.

사람들이 더욱더 세계를 여행하고 있으며 어디에서나 자신의 이동 전화기를 사용하기를 원하기 때문에, 다중 대역 수신 장치에 대한 강한 욕구가 있게 된다. 현재 몇몇 다중 대역 수신 장치가 시중에 나와 있다. 이들 장치의 대부분은 다중 분기 수신기(multi-branch receiver)를 가지고 있는데, 예를 들어 상기 수신기는 각 특정 시스템에 대해 최적화되는 병렬 수신기 분기 회로를 가진다. 그러한 다중 대역 수신기에서 하드웨어와 소프트웨어를 공통으로 사용하게 되는 것은 대부분 무선 신호의 주파수 변환과 샘플링한 후이다. 여러 주파수 대역에 대한 무선 기능(radio functionality)에 관하여 하드웨어와 소프트웨어의 통합(integration)은 낮은 레벨로 되기 때문에 그러한 장치들은 효율적이지 못한다.

본 발명의 목적은 고성능의 효율적이고 저렴한 다중 대역 무선 통신 장치를 제공하는 것이다.

이 때문에, 본 발명에 따른 무선 통신 장치는 청구항 1항의 특징부에서 한정된 바와 같은 특징에 의하여 특징지워진다. 본 발명은 처리되는 신호의 대역폭이 최상의 수신기를 달성하기 위하여 중요한 파라미터라는 인식에 기초를 두고 있다. 만약 대역폭이 충분히 넓다면, 예를 들어 희망하는 신호의 정보 대역폭의 2배 또는 3배 정도까지 넓다면, 희망하는 신호가 실제로 부호간 간섭(inter-symbol -interference) 없이 선택 수단을 통과하는 것이 실현되어진다. 대안적이고 균등하게 샘플링 시간을 동일한 최적 결과를 이루기 위하여 채택할 수 있는 것도 더 실현되어진다. 본 발명의 원리는 단일 대역과 다중 대역 무선 통신 장치 모두에 적용될 수 있다.

종속항에서, 실시예가 청구된다.

청구항 4항에서, 대역폭 추정의 실시예가 청구된다. 여기에서, 수신부 그자체에 완전히 자동적인 적용(adaptation)이 달성된다. 현재 수신된 신호와 시스템에 대한 선행 지식도 또한 포착될 수 있다. 그러한 선행 지식은 수신기가 아직도 최적 수신 모드에 있지 않을 때 시스템 방송 채널을 통하여 얻어질 수 있다. 그러한 선행 지식을 기초로 하여, 선택 수단은 현 시스템에 대한 최적의 수신 모드로 수신기를 두기 위하여 제어된다.

청구항 8항, 청구항 9항, 및 청구항 10항에서 대역 제한이 있는 본 발명에 따른 샘플링 수단을 위한 실시예들이 청구된다. 여기에 더하여, 상기 샘플링 수단은 미리 선택된 더 낮은 주파수 대역 신호들에 실질적인 영향(substantial contribution)을 추가하지 않는 것이 달성된다. 이것은 실질 인자로 미리 선택된 신호의 잡음 대역폭을 효과적으로 감소시킴으로써 달성된다. 예를 들어, 병렬로 된 10개의 커패시터를 스위칭할 때, 잡음 대역폭이 10의 인자만큼 감소된다. 디지털 처리 수단을 사용하여 일종의 평균을 냄으로써 동일한 잡음 감소를 달성할 수 있다. 샘플링 수단의 입력과 출력에서 샘플링률이 가변될 수 있거나 가변된다.

청구항 11에서 샘플링 후 적응 필터링이 청구된다. 여기에 더하여, 수신기가 그 자체로 인접 채널을 간섭 레벨까지 변화시키는 것에 동적으로 적응될 수 있다. 그러한 필터는 적응 롤오프 인자(adaptive roll-off factor) 및/또는 대역폭을 가지는 가우스 필터일 수 있다.

상기 수신기는 직접 변환 수신기인 것이 바람직하다. 여기에 더하여, 완전한 수신기는 가능한 단일 칩 수신기로서 집적될 수 있다.

이제, 본 발명은 예를 들어, 첨부된 도면을 참조로 하여 기술될 것이다.

도면 전체에 걸쳐 동일한 참조 번호는 동일한 요소에 대해 사용된다.

도 1은 본 발명에 따른 무선 통신 장치(1)의 블록도를 도시한다. GSM 네트워크, CDMA 네트워크, D-AMPS 네트워크 또는 임의의 다른 적절한 셀룰러 무선 통신 네트워크와 같은 여러 가지 셀룰러 무선 네트워크에 사용하기에 적합하여 적응된, 무선 통신 장치(1)는 수신 분기 회로가 좀더 상세하게 도시되어 있는 원리적으로 양방향 통신 장치이다. 여기에서는 상세하게 도시되지 않은 송신 분기 회로는 다중 대역 전송에 적절한 임의의 송신 분기 회로일 수 있다. 상기 수신 분기 회로 내에서 시스템의 타입이 결정되기 때문에, 송신 분기 회로 내의 필터는 상기 수신 분기 회로에 포착된 희망하는 신호의 대역폭의 지식에 따라 최적으로 쉽게 조정될 수 있다. 여기에 더하여, 수신 분기 회로에서와 같이, 최적 하드웨어와 소프트웨어의 공유가 달성될 수 있다. 또한 통신 장치(1)는 POCSAG(Post Office Code Standardisation Advisory Group, a UK Standard)와 ERMES(European Radio MEssage System, a European Standard)에 적절한 수신기와 같이 다중 대역 페이저 수신기와 같은 수신 전용 장치일 수 있으며, 또는 GPS(Global Positioning System) 신호를 위한 지리적 위치 수신기(geographical positioning receiver)와 같은 부가 수신 전용 장치를 포함할 수 있다.

무선 통신 장치(1)는 하나 이상의 시스템의 하나 이상의 무선 주파수 대역 내에서의 무선 신호를 수신하기 위한 안테나(2)를 포함한다. 이 안테나는 수신/송신 듀플렉서(duplexer)(3)에 연결된다. 수신기가 페이저인 경우에, 그러한 듀플렉서는 존재하지 않는다. 이 듀플렉서는 거친 대역 제한(coarse band limitation)을 하는 동조 가능 필터 증폭기 체인(4)을 포함하는 수신 분기 회로에 연결된다. 일단 희망하는 시스템이 결정되면, 필터 증폭기 체인(4)은 그러한 시스템에 조정된다. 이 체인(4)은, 그 출력 측에서 전력 분할기(5)에 연결되고, 이 전력 분할기(5)의 출력은 각 혼합기(6 및 7)를 가지는 직교 혼합기 분기 회로에 공급된다. 직교 국부 발진기 신호는 각 혼합기(6 및 7)에 동위상 및 직교 국부 발진기 신호를 제공하는 위상 이동 네트워크(9)에 연결되는 전압 제어 발진기(8)나 제어 가능한 신시사이저에 의하여 생성된다. 송수신기의 기능을 위해 필요한 것으로서 공지되어 있는, 증폭기나 자동 이득 제어 회로와 같은 다른 블록은 다음 설명 내에서 상세하게 설명되지 않는다.

혼합기(6)는 혼합기(6)의 출력측에 저항-커패시터 필터 네트워크(14, 15 및 16) 및 제어 가능 스위치(11, 12 및 13)가 각각 직렬 연결된 다수의 배열을 경유하여 샘플링 수단(10)에 연결된다. 마찬가지로, 혼합기(7)는 스위치(17, 18 및 19)와 저항-커패시터 필터 네트워크(20, 21 및 22)가 각각 직렬 연결된 다수의 배열을 경유하여 샘플링 수단(10)에 연결된다. 그러한 분포된 저항-커패시터 네트워크는, 그러한 것으로서 공지되어 있고 또한 선형 위상과 급격한 주파수 롤오프 특성(steep frequency roll-off characteristics)을 가질 뿐만 아니라 이상적으로 선형 진폭인 것으로 공지되어 있다. 잡음 성능 상태의 관점으로 볼 때, 등가 저항값(R_i)과 등가 커패시터값(C_i)이 샘플링 수단(10)에 할당될 수 있다. 그후 이들 저항과 커패시턴스 값은 신호 대역폭, 잡음 결합 대역폭 및 샘플링 회로의 열잡음 레벨을 결정한다. 샘플링 수단(10)은 샘플링 수단(10)의 출력 측에서 적응 필터링 수단(23)에 연결되고 상기 적응 필터링 수단(23)은 결정된 채널에 따라 상기 수신되고 복조된 신호 내의 간섭 레벨에 적응된다. 필터링 수단(23)은 롤오프 인자(roll-off factor)가 조정될 수 있는 가우스 필터 또는 선형 저역 통과 필터일 수 있다. 인접 채널 간섭에 대한 채널 신호의 높은 레벨에 대해, 주파수 응답의 롤오프(roll-off)는 간섭에 대한 채널의 낮은 레벨을 대한 경우보다 덜 가파르게 설정된다. 롤오프(roll-off), 대역폭, 또는 둘 모두에 적응함으로써, 간섭에 대한 채널과 기호간 간섭 사이에 트레이드 오프가 일어난다. 필터(23)의 출력 신호는 아날로그-디지털 변환 수단(24)에 의하여 디지털화 된다. 그 디지털 값들은 데이터를 저장하고 회소할 수 있는 휘발성 임의 접근 기억장치와 프로그래밍 가능 비휘발성 메모리 및, 입력 출력 제어 수단을 구비하는 마이크로 제어기로서 형성될 수 있는 저장 및 처리 수단(25)에서 저장 및 처리가 된다. 그러한 마이크로제어기는 위와 같이 이미 공지되어 있다. 프로그래밍된 마이크로제어기(25)는 스위치(11, 12, 13, 및 17, 18, 19)를 제어하고, 기술된 바와 같은 모든 다른 조정기를 제어한다. 마이크로제어기(25)는 모든 기술된 기능들을 수행하도록 프로그래밍 된다.

마이크로제어기(25)와 함께 스위치(11, 12와 13, 및 17, 18과 19)는 더 낮은 주파수 대역 신호, 바람직하게는 IF 신호가 없는 샘플링 대역폭 및/또는 샘플링 시간을 미리 선택하기 위하여 본 발명에 따른 선택 수단을 형성한다. 희망하는 샘플링 대역폭은 희망하는 신호가 부호간 간섭 없이 전송되게 해줄만큼 충분히 넓게 선택된다. 주어진 예에서, 적절한 필터가 선택되기는 하나, 또한 하나의 대역폭에서 다른 대역폭까지 대역폭이 스위칭 될 수 있는 적응 필터도 사용될 수 있고 또는 비록 그러한 해결이 그 필터를 구현시키는데 실제 문제와 충돌할 수 있을 지라도 넓은 범위에 걸쳐 대역폭이 연속적으로 변화될 수 있는 적응 필터도 사용될 수 있다. 주어진 예에서, 필터(14)는 160kHz의 대역폭을 가지고, 필터(15)는 1.6MHz의 대역폭을, 및 필터(16)는 16MHz의 대역폭을 가진다.

도 2는 본 발명에 따른 미리 선택된 대역폭을 예시하는 주파수 대 시간의 도표를 도시한다. 혼합기(6 및 7)는 혼합기(6 및 7)의 각 출력에서 스펙트럼적으로 제로 주파수 주변에 중심을 두고 t1에서 t2까지 넓게 뻗어 있는 시간에 걸친, 희망하는 채널 정보(30)를 가지는 것으로 간주된다. 이 희망하는 정보에 대하여, 간섭 신호(31 및 32)가 존재하는데, 시간과 주파수에서 모두 흩어져(scattered) 있된다. 이리하여, 장치(1)의 동작 이전에, 희망하는 신호의 대역폭이 알려지지 않고 있다는 것이 명확해질 것이다. 희망하는 신호의 대역폭의 2배 또는 3배 정도로 선택된 대역폭(33)이 더 도시되어 있다.

도 3은 희망하는 신호의 주파수 대역의 대역폭 추정의 실시예를 도시한다. 수신된 신호의 디지털 샘플은 저장 장치(40)에 저장된다. 대역폭을 결정할 때, 저장된 디지털 샘플은 조정 가능 대역폭과 중심 주파수로 대역 통과 필터(41)에 공급된다. 조정값은 대역폭 레지스터(42)와 중심 주파수 레지스터(43)에 처리 수단(25)에 의하여 저장된다. 여기에 더하여, 일종의 지문 작업이 다중 대역 장치(1)를 위하여 계획한 시스템에서 시행될 수 있다. 대역 통과 레지스터는 에너지 임계 레지스터(45)에 저장되어 있는 공지의 에너지 임계값이 또한 공급되는 에너지 검출기(44)에 연결된다. 에너지 검출기(44), 예를 들어 급속 퓨리어 변환 수단은 예전의 공지된 시스템의 지문 작업을 이용하여 수신 신호의 상관적인 에너지와 잡음 레벨을 비교한다. 여기에 더하여, 상기 수신 시스템은 확인될 수 있고 이리하여 대역폭과 대역도 확인될 수 있다. 마이크로제어기는 따라서 적절한 샘플링 대역폭 및/또는 샘플링 시간을 선택한다. 이점에 있어서, 일정한 저장 크기가 주어질 때, 샘플링 시간과 샘플링 대역폭의 곱은 상수(constant)라는 것이 실현되어야만 할 것이다. 그래서, 좁은 대역폭에서 긴 버스트(burst)의 샘플링이 시행되거나 더 넓은 대역폭에서 짧은 버스트가 시행될 것이다.

도 4는 대역 제한 샘플링 수단인 본 발명에 따른 샘플링 네트워크(50)를 도시한다. 이 네트워크(50)는 이상적인 스위치(510)와 등가 저항기(R_i511)에 의하여 나타내진 샘플링 스위치(51A, 51B, 및 51C)와 각각이 단위 커패시터(C_i)에 해당하는 다수의 커패시터(C₁,C₂, ... , C_n)를 포함한다. 처리 수단(25)은 상기 커패시터가 각 스위치(52 및 53) 등을 활성화시킴으로써 병렬로 연결될 수 있도록 샘플링 네트워크(50)를 제어한다. 네트워크(50)의 출력(54)에서, 희망하는 신호 샘플링 대역폭과 신호 대역폭을 초과하지 않는 잡음 대역폭을 가진 샘플링된 신호가 이용 가능하다. 인자를 이용한 입력 신호에 대한 잡음 감소는 병렬 커패시터의 개수와 필적(equal)한다. 그러한 잡음 감소는 개개의 스위치 저항과 단일 샘플링 커패시터(C_i)의 대역폭보다도 더 적은 대역폭을 가지는 신호를 수신할 때 필요로 한다. 그러한 대책이 없으면, 더 큰 잡음 대역폭이 샘플링되고 희망하는 신호의 신호 대역폭에 대해 다중으로 겹쳐질 수 있다. 일례로서, 만약 스위치 및 샘플링 커패시터(C_i)의 샘플링 대역폭이 BW_s(예를 들어 1.6MHz)라면, 열잡음을 신호 대역으로 여러번 겹치지(folding) 않고 신호 대역폭 BW_s/4(예를 들어 400kHz)의 샘플링은 단일 스위치(51)와 병렬로 연결된 4개의 단위 커패시터(C_i)를 사용하여 수행될 수 있다. 대조적으로, 1.6MHz 대역의 샘플링은 각 커패시터에 개별적으로 샘플을 취하여 예를 들어 도 4에서 각 커패시터에 대한 스위치를 사용함으로써 일어날 수 있다. 또한 샘플링 대역폭은 스위치의 직렬 저항을 변화시킴으로써 또는 직렬 스위치로 된 다른 저항을 부가함으로써 변화될 수 있다.

등가 커패시터(C_i)와 등가 저항기(R_i)의 값은 저장 커패시터가 전체 잡음에 기여하지 않도록 선택되어야 할 것이다. 선택 수단의 출력에서, 샘플들은 선택된 저역 통과 필터의 대역폭과 동일한 저장 대역폭으로 저장된다. 그후, 등가 잡음 전압은 kT/C_i로 나타나는데, 여기서 k는 볼쯔만 상수이고, T는 절대 온도이며 C_i는 등가 저장 커패시터이다.

아래의 표(1)은 저장 커패시터가 전체 잡음 전압에 기여하지 않도록 C_i와 R_i의 값을 선택하기 위하여 주어진다.

Ci/Ri	1k	10k	100k	1M Ohms
0.1 pF	1600 M	160 M	16 M	1.6 M
1 pF	160 M	16 M	1.6 M	0.16 M
10 pF	16 M	1.6 M	0.16 M	0.016 M
40 pF	4 M	0.4 M	0.04 M	0.004 M
100 pF	1.6 M	0.16 M	0.016 M	0.0016 M

위의 표에 있는 값은 MHz로 샘플링 대역폭을 나타낸다. 위 표는 만약 샘플링 수단이 전적으로 선택 대역을 적절하게 처리할 수 있다면, 샘플링으로 인한 잡음 스펙트럼은 이상적으로 정합된 저항기(matched resistor), 예를 들어 -174㏈m/Hz 의 볼쯔만 잡음과 동일한 잡음 제한을 가진다는 것을 나타낸다. 그러한 경우에, 잡음 스펙트럼 에너지 밀도(kT)는 저장 커패시터(C_i)의 값에 독립적이다.

위 표에 따라, 1.6MHz의 샘플링 대역폭은 10pF 샘플링 커패시터와 10kOhm 스위치 저항으로 시행될 수 있다. 따라서, 필터(14 내지 16 및 20 내지 22)의 미리 선택된 대역폭은 각각 대략적으로 1.6 MHz 가 되게 선택되어야 할 것이다. 이 대역폭은 예를 들어 국제 표준 규격(IS-95 standard)에 따라 CDMA 셀룰러 시스템에 적용 가능하다. 전체 대역폭을 처리하기 위하여, 샘플링율은 약 3.2MHz이어야 할 것이다. 관심 있는 대역폭이 160kHz로 줄어드는 경우에, 잡음이 들어 있는 신호의 샘플링 대역폭은 10개의 샘플링 커패시터를 병렬로 결합시킴으로써 이 값으로 줄어든다. 이 효과는 샘플을 취하기 이전에 커패시터를 병렬로 결합시켜 줄어든 비율로 샘플링을 하거나, 3.2MHz 로 계속해서 샘플을 취하는 샘플링을 한 후에 커패시터를 병렬로 접속시키거나, 또는 위에 기술된 바와 같이 스위칭 저항을 증가시키는, 대안적인 방법들로 달성될 수 있다. 그후, 이 샘플들은 320kHz의 더 낮은 비율로 판독될 것이다.

도 5는 2개의 샘플링 커패시터 사이의 누화(crosstalk)를 방지하기 위해서 부가적인 스위치를 포함하는 변경된 샘플링 네트워크를 도시한다. 그후, 샘플링 네트워크(50)의 2개의 연속하는 커패시터(C_j와 C_j+1)가 3개의 스위치(61, 62 및 63)를 경유하여 연결된다. 커패시터가 서로 격리될 때, 스위치(61 및 63)는 열리고 스위치(62)가 닫히게 되는데, 그 결과 C_j와 C_j+1사이의 모든 기생 정전 용량(stray capacitance)은 접지에 연결된다. 커패시터가 서로 연결될 때, 스위치(61 및 63)는 닫히고 스위치(62)는 열린다.

잡음 대역폭 감소를 위하여, 도 4에 도시된 바와 같이 커패시터 네트워크(50)를 사용하는 대신에, 그러한 대역폭 감소가 또한 샘플을 재처리함으로써 달성될 수 있다. 10MHz 샘플 입력과 1MHz의 공지된 신호 대역폭을 가정해 보자. 그러면, N 개의 신호 샘플의 합은 N 개의 잡음 샘플의 합에 신호 샘플에 N을 곱한 값을 더한 것으로써 수학적으로 기술될 수 있다는 것을 쉽게 볼 수 있다. 샘플을 재처리함으로써, 효과적인 잡음이 N의 인자로 줄어든다.

위에서 기술된 고도로 선형이며, 낮은 잡음 입력 샘플링으로, 샘플링 후, 또한 만약 그런 경우가 있을 수 있다면, 아날로그-디지털 변환 이후에도 채널 필터링의 많은 부분이 수행될 수 있는 수신기를 구성하는 것이 가능하다. 부가적인 장점은 수신 버스트와 송신 버스트 사이의 충분한 시간 간격이 있다면, 강렬한 신호 처리와 아날로그-디지털 변환이, 아날로그 RF 신호 수신이나 송신이 수신기 프런트-엔드(front-end)와 송신기 부분과 동일한 반도체 칩에 발생하게 해주면서, 아날로그 RF 신호 수신이나 송신으로 비동시적으로 수행될 수 있다.

샘플링률과 대역폭은 예를 들어 5MHz, 2MHz, 1MHz, 400kHz, 및 200kHz의 대역폭이 예를 들어 낮은 비용으로 쉽게 구성 가능한 하드웨어에 의하여 최적으로 커버될 수 있도록 배열될 수 있다. 일례로서, GSM 수신기는 400kHz의 샘플링 대역폭을 가지고, 또한 대략 130kHz로 다운 채널 필터링이 인접 채널 전력 상태에 따라, 대역폭과 스티프니스(steepness)에 의하여 적응된다. 예를 들어 40kHz의 대역폭의 다른 전치 필터(pre-filter)를 추가하고 다른 샘플링 커패시터를 병렬로 연결하여, IS-136에 대해 30kHz, GSM 에 대해 200kHz, 및 IS-95 CDMA 에 대해 1.25MHz를 커버하는 고성능 수신기를 구성하는 것은 가능한 일이다. 더욱이, 새로운 비용 절감의 무선 인터페이스의 개발을 위한 원리가 전개될 수 있다.

전술한 설명을 통하여, 이후 청구범위로 한정되는 바와 같은 본 발명의 범주와 정신 내에서 여러 가지 변경이 시행될 수 있다는 것과, 이리하여 본 발명은 제공되는 예로만 제한되지는 않는다는 것은 당업자에게는 명백할 것이다.

Claims (14)

1. 무선 주파수 대역에서 무선 신호를 수신하기 위한 무선 주파수부, 상기 수신된 무선 신호를 낮은 주파수 대역으로 다운 혼합하기 위한 혼합 수단, 상기 다운 혼합된 무선 주파수 신호를 샘플링 하기 위한 샘플링 수단, 및 상기 샘플링된 낮은 주파수 대역 신호를 저장하고 처리하기 위한 저장 및 처리 수단을 포함하는 무선 통신 장치에 있어서,

   상기 통신 장치는 하나 이상의 주파수 대역으로부터 무선 신호를 수신하기 위하여 배열된 수신 장치이고, 상기 통신 장치는 상기 낮은 주파수 대역 신호의 샘플링 대역폭 및/또는 샘플링 시간을 선택하기 위한 선택 수단을 포함하는데, 상기 선택 수단은 희망하는 신호에 대하여 먼저 공지된 주파수 대역폭이나 상기 희망하는 신호의 추정 대역폭을 기초로 하여 상기 샘플링이 상기 희망하는 신호의 상기 대역폭에 관하여 최적화되도록 제어되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
2. 제 1항에 있어서, 상기 낮은 주파수 대역 신호가 존재하는 동안, 상기 낮은 주파수 대역 신호가 대역 제한된 샘플로서 저장되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 통신 장치는 다중 대역 수신 장치인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
4. 제 1항에 있어서, 상기 샘플링되는 대역폭은, 조정 가능한 대역 통과 필터의 상기 대역폭과 중심 주파수가 미리 결정된 대역폭과 중심 주파수를 가지는 희망하는 신호에 조정 가능한, 상기 조정 가능 대역 통과 필터로 상기 낮은 주파수 대역 신호의 다수의 샘플을 필터링함으로써 결정되는데, 상기 대역폭은 상기 조정 가능 대역 통과 필터의 상기 출력 신호에서 에너지 측정 수단으로부터 추정되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
5. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 선택 수단은 희망하는 신호로서 수신되는 RF 신호의 상기 대역폭으로서 최적인 대역폭을 가지는 2개 이상의 저역 통과 필터와 상기 낮은 주파수 대역 신호를 상기 미리 선택된 저역 통과 필터의 출력에 결합하기 위한 스위칭 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
6. 제 5항에 있어서, 상기 저역 통과 필터의 상기 대역폭은 상기 각 필터에 의하여 필터링되는 상기 희망하는 신호의 상기 대역폭보다 바람직하게는 2배 또는 3배의 인자만큼 실질적으로 더 큰 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
7. 제 5항 또는 제 6항에 있어서, 상기 저역 통과 필터는 선형 통과 대역 위상 응답을 갖는 선형 분포된 저항기-커패시터 필터인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
8. 제 1항에 있어서, 상기 샘플링 수단은 상기 선택 수단의 출력에서 상기 잡음의 대역폭을 제한하기 위하여, 상기 선택 수단에 연결되는 대역 제한된 샘플링 수단인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
9. 제 8항에 있어서, 상기 대역 제한된 샘플링 수단은 하나 이상의 커패시터에 연결되는 바람직하게는 단일 샘플링 스위치의 네트워크이고, 2개 이상의 커패시터의 경우에는 상기 커패시터가 병렬로 연속해서 스위칭되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
10. 제 8항에 있어서, 상기 대역 제한된 샘플링 수단은 샘플을 얻기 위한 바람직하게는 상기 단일 샘플링 스위치와 상기 저장 및 처리 수단으로 구성되는데, 상기 처리 수단은 상기 선택 수단의 출력에 상기 잡음이 실질적으로 감소되도록 상기 샘플들을 재처리하기 위하여 배열되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
11. 제 8항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 샘플링 수단에 적응 필터링 수단이 연결되는데, 상기 통신 장치는 상기 필터가 희망하는 채널 간섭 레벨에 대해 낮은 간섭 레벨에서의 경우보다 높은 인접 채널에서 실질적으로 좀더 대역 제한되는 특성을 가지도록 상기 희망하는 채널과 인접 채널 내에 있는 상기 신호 레벨을 결정하며 상기 적응 필터링 수단을 적응하기 위해 배열되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
12. 제 11항에 있어서, 상기 적응 필터링 수단은 조정 가능한 롤오프(roll-off) 인자 및/또는 대역폭을 가지는 가우스 유한 임펄스 응답 필터인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
13. 제 1항에 있어서, 상기 장치는 거친 대역 제한을 위해서 상기 무선 주파수부 내에 동조 가능 필터 증폭기 체인을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
14. 제 1항에 있어서, 상기 장치는 직접 변환 직교 수신기인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.