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KR102128327B1 - Llc 공진컨버터 및 그 동작 방법 - Google Patents

Llc 공진컨버터 및 그 동작 방법 Download PDF

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KR102128327B1
KR102128327B1 KR1020190088149A KR20190088149A KR102128327B1 KR 102128327 B1 KR102128327 B1 KR 102128327B1 KR 1020190088149 A KR1020190088149 A KR 1020190088149A KR 20190088149 A KR20190088149 A KR 20190088149A KR 102128327 B1 KR102128327 B1 KR 102128327B1
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resonant
transformer
bridge
resonant converter
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김은수
국윤상
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주식회사 팩테크
전주대학교 산학협력단
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Abstract

본 실시예는, 직류 입력전압 Vin을 소정 레벨의 교류전압으로 변환하는 1차측 회로 및 상기 변환된 교류전압을 정류하여 직류 출력전압 Vo을 공급하는 2차측 회로를 포함하는 LLC 공진컨버터(resonant converter)에 있어서, 상기 1차측 회로는, 변압기 T1, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1을 포함하는 제1 공진회로부; 변압기 T2, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함하는 제2 공진회로부; 스위칭 동작을 통해 상기 직류 입력전압 Vin을 교류전압으로 변환하여 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부에 인가하는 복수의 스위칭소자를 포함하고, 상기 2차측 회로는, 상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 2차측 코일에 접속되어 상기 1차측 회로에 의해 변환된 교류전압을 정류하는 복수의 다이오드를 포함하는 정류부를 포함하되, 상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2는 공진요소의 허용오차(Tolerance)로 인한 상기 2차측 회로의 전류불평형을 방지하기 위하여 일단 및 타단이 각각 공통 연결되는 LLC 공진 컨버터를 제공한다.

Description

LLC 공진컨버터 및 그 동작 방법{LLC RESONANT CONVERTER AND OPERATION METHOD THEREOF}
본 발명은 LLC 공진컨버터에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 넓은 입출력전압 제어범위를 갖는 LLC 공진컨버터 및 그 동작 방법에 관한 것이다.
이 부분에 기술된 내용은 단순히 본 실시예에 대한 배경정보를 제공할 뿐 종래 기술을 구성하는 것은 아니다.
최근 마이크로그리드, 에너지저장시스템(ESS), 전기자동차(EV Charger) 및 지게차 충전시스템 등 다양한 응용분야에서 넓은 입출력 제어범위를 갖는 전력변환장치에 대한 수요가 증가하고 있다.
이에 따라, E-mobility 관련 충전시스템의 경우, 다양한 차종의 배터리를 충전시킬 수 있도록 2배 이상의 넓은 입출력 제어범위를 갖는 DC-DC 컨버터 전력변환장치에 대한 연구개발이 활발히 진행되고 있다.
특히, 고집적화 및 고효율을 달성하기 위하여, 고주파 스위칭과 모든 출력전압 및 부하조건에서 영전압스위칭(Zero Voltage Switching: ZVS)이 가능한 LLC 공진컨버터(LLC resonant converter)에 대한 연구개발이 활발히 진행되고 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 풀-브리지 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이고, 도 2는 도 1의 풀-브리지 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 2에서 가로축은 스위칭 주파수를 나타내고, 세로축은 DC 입출력 전압비(즉, 이득(gain))를 나타내며, 저항 R1 내지 R8의 부하 저항값은 'R8<R7<R6 ··· <R1'이다.
도 1를 참조하면, 풀-브리지(Full-Bridge) LLC 공진컨버터(100)는, 1차측 회로(110)의 스위치 Q1 및 Q2와, 스위치 Q3 및 Q4가 50%의 듀티비(duty ratio)로 상호 교번하여 스위칭 동작함으로써, 단자 a와 b 사이에 입력전압(Vin)과 동일한 크기의 전압이 인가되어 2차측 회로(130)로 전달된다. 구체적으로, 스위치 Q1 및 Q4가 턴-온되고 스위치 Q2 및 Q3가 턴-오프된 경우, 단자 a와 b 사이에 +Vin의 전압이 인가된다. 반대로, 스위치 Q1 및 Q4가 턴-오프되고 스위치 Q2 및 Q3가 턴-온된 경우, 단자 a와 b 사이에 -Vin의 전압이 인가된다.
도 2를 참조하면, 풀-브리지 LLC 공진 컨버터(100)는 스위칭 주파수 변조 방식으로 스위치 Q1 내지 Q4를 제어하여 이득(gain)을 조절할 수 있다. 구체적으로, 풀-브리지 LLC 공진 컨버터(100)의 이득특성은, 공진주파수(fr)를 기준으로, 스위칭 주파수가 최소제어주파수(fmin)까지 낮아질수록 높아지고, 스위칭 주파수가 높아질수록 낮아진다. 풀-브리지 LLC 공진 컨버터(100)는 이와 같은 이득특성을 이용하여 입출력전압을 넓은 범위에서 제어할 수 있다.
LLC 공진컨버터(100)의 이득특성은 부하의존성이 강하여 부하의 크기에 따라 이득특성이 다르게 나타난다. 구체적으로, LLC 공진컨버터(100)가 경부하(Light Load) 동작하는 경우(예컨대, 도 2의 V(f,R1)), 스위칭 주파수에 따른 이득특성 변화가 크므로 입출력전압의 제어범위가 넓어지게 된다. 그러나, LLC 공진컨버터(100)가 중부하(Heavy Load) 동작하는 경우(예컨대, V(f,R7)), 스위칭 주파수에 따른 이득특성 변화가 작으므로 입출력전압의 제어범위가 좁아지게 된다.
변압기(T1)의 자화 인덕턴스(Lpm1)를 아주 작게 설계하여 이득특성을 개선시킬 수 있으나, 이 경우 자화전류가 증가하여 도통손실(conduction loss)이 증가하고 효율이 감소한다는 문제가 있다.
또한, 이득특성의 부하의존성을 줄이기 위하여 병렬 동작하는 LLC 공진컨버터가 제안되었으나, 이 경우 개별 컨버터의 공진요소(예: 변압기 누설 인덕턴스 및 자화 인덕턴스, 공진 커패시터 등)의 허용오차(Tolerance)에 따른 이득차이로 인해 2차측 회로에 전류불평형이 발생할 수 있다는 문제가 있다.
도 3은 종래 기술에 따른 6-스위치 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이고, 도 4는 도 3의 6-스위치 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 3의 6-스위치 LLC 공진컨버터는 한국등록 제10-1837603호(등록일: 2018.03.06)에서 개시된다.
또한, 도 4에서 가로축은 스위칭 주파수를 나타내고, 세로축은 DC 입출력 전압비(즉, 이득(gain))를 나타낸다.
도 3 및 4를 참조하면, 6-스위치 LLC 공진컨버터(300)는, 2차측 회로(330)의 전류불평형을 방지하기 위하여, 제0 모드(Mode 0) 및 제1 모드(Mode 1)에서, 제1 공진회로부(311)와 제2 공진회로부(313)는 직렬 동작하고, 2차측 회로(330)의 각 변압기의 2차측 권선 NS11과 NS22, NS12과 NS21은 각각 병렬 동작하며 정류 다이오드(D1과 D3, D4와 D6)를 통해 정류된 공진전류를 부하에 공급함으로써 전력을 전달한다.
또한, 6-스위치 LLC 공진컨버터(300)는, 제2 모드(Mode 2)와 제3 모드(Mode 3)에서, 제1 공진회로부(311)와 제2 공진회로부(313)는 병렬 동작하고, 2차측 회로(330)의 정류부의 각 변압기의 2차측 권선 NS11과 NS21, NS12와 NS22는 각각 직렬 동작하며 정류 다이오드(D2와 D5)를 통해 정류된 공진전류를 부하에 공급함으로써 전력을 전달한다.
따라서, 공진회로부(311, 313)의 공진요소에 허용오차가 있더라도, 다이오드 출력정류부는 각 모드에서 전류불평형없이 안정적으로 동작하며, LLC 공진컨버터(300)는 넓은 입출력 제어범위(입력전압 : Vin/16 ~ Vin, 출력전압 : Vo ~ 16Vo)를 갖게 된다.
그러나, 공진회로부(311, 313)의 각 모드에서 변압기(T1, T2)의 1차측 또는 2차측은 직렬 동작하므로, 스위칭 주파수 변조 제어를 하는 경우 누설인덕턴스(Lpl1, Lpl2) 및 자화인덕턴스(Lpm1, Lpm2)로 인해 원하는 이득특성을 얻기 어렵다는 문제가 있다.
또한, 출력이 저전압 대전류의 경우 2차측 정류부에 필요한 다이오드의 개수가 많아지고, 제2 모드(Mode 2) 및 제3 모드(Mode 3)의 경우 2차측 직렬 동작에 따라 일부 다이오드(D2, D5)가 대전류를 모두 부담해야 하는 문제가 있다.
이와 같은 문제를 해결하기 위하여, 1차측 스위칭 패턴 및 변압기(T1, T2)의 1,2차측 권선극성을 바꾸어 공진회로부(311, 313)의 1차측 및 2차측 정류부가 각각 병렬로 동작하도록 할 수 있지만, 이 경우 공진요소의 허용오차에 따라 2차측 회로에 전류불평형이 크게 발생할 수 있다는 문제가 있다.
본 실시예는 2차측 회로의 전류불평형없이 넓은 범위에서 입출력을 제어할 수 있는 LLC 공진컨버터 및 그 동작 방법을 제공하고자 한다.
본 실시예의 일 측면에 의하면, 직류 입력전압 Vin을 소정 레벨의 교류전압으로 변환하는 1차측 회로 및 상기 변환된 교류전압을 정류하여 직류 출력전압 Vo을 공급하는 2차측 회로를 포함하는 LLC 공진컨버터(resonant converter)에 있어서, 상기 1차측 회로는, 변압기 T1, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1을 포함하는 제1 공진회로부; 변압기 T2, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함하는 제2 공진회로부; 스위칭 동작을 통해 상기 직류 입력전압 Vin을 교류전압으로 변환하여 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부에 인가하는 복수의 스위칭소자를 포함하고, 상기 2차측 회로는, 상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 2차측 코일에 접속되어 상기 1차측 회로에 의해 변환된 교류전압을 정류하는 복수의 다이오드를 포함하는 정류부를 포함하되, 상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2는 공진요소의 허용오차(Tolerance)로 인한 상기 2차측 회로의 전류불평형을 방지하기 위하여 일단 및 타단이 각각 공통 연결되는 LLC 공진 컨버터를 제공한다.
본 실시예의 다른 측면에 의하면, 직류 입력전압 Vin을 소정 레벨의 교류전압으로 변환하는 1차측 회로 및 상기 변환된 교류전압을 정류하여 직류 출력전압 Vo을 출력하는 2차측 회로를 포함하는 LLC 공진컨버터(resonant converter)에 있어서, 상기 1차측 회로는, 변압기 T1, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1을 포함하는 제1 공진회로부; 변압기 T2, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함하는 제2 공진회로부; 스위칭 동작을 통해 상기 직류 입력전압 Vin을 교류전압으로 변환하여 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부에 인가하는 복수의 주 스위칭소자 및 적어도 하나의 보조 스위칭소자를 포함하고, 상기 2차측 회로는, 상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 2차측 코일에 접속되어 상기 1차측 회로에 의해 변환된 교류전압을 정류하는 복수의 다이오드를 포함하는 정류부를 포함하되, 상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2는 공진요소의 허용오차(Tolerance)로 인한 상기 2차측 회로의 전류불평형을 방지하기 위하여 일단 및 타단이 각각 공통 연결되는 LLC 공진 컨버터를 제공한다.
본 실시예에 따른 LLC 공진컨버터는 1차측 및 2차측 전류분담을 통해 컨버터 용량을 증대시키고, 일정한 스위칭 주파수에서 출력전압을 제어함으로써 컨버터 효율을 개선시킬 수 있는 효과가 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 풀-브리지 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1의 풀-브리지 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 3은 종래 기술에 따른 6-스위치 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이다.
도 4는 도 3의 6-스위치 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이다.
도 6은 도 5의 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 7은 도 5의 LLC 공진컨버터의 2차측 정류부를 예시적으로 나타내는 도면이다.
도 8a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 일 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 8b 내지 8e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 일 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 9a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 다른 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 9b 내지 9e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 다른 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 10a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제2 모드의 일 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 10b 내지 10e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제2 모드의 일 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 11은 도 5의 LLC 공진컨버터의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 12는 도 5의 LLC 공진컨버터와 종래 기술에 따른 LLC 공진 컨버터의 동작 성능을 비교한 실험결과를 나타내는 그래프이다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이다.
도 14는 도 13의 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 15a는 도 13의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 일 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 15b 내지 15g는 도 13의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 일 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 16a는 도 13의 LLC 공진컨버터가 제2 모드의 일 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이다.
도 16b 내지 16e는 도 13의 LLC 공진컨버터가 제2 모드의 일 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 17은 도 13의 LLC 공진컨버터의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 18은 도 13의 LLC 공진컨버터와 종래 기술에 따른 LLC 공진 컨버터의 동작 성능을 비교한 실험결과를 나타내는 그래프이다.
이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의하여야 한다. 또한, 본 발명의 실시예를 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 '포함', '구비'한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 '…부,' '모듈' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 일 실시예들에 대해서 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이고, 도 6은 도 5의 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 7은 도 5의 LLC 공진컨버터의 2차측 정류부를 예시적으로 나타내는 도면이다.
우선 도 5를 참조하면, LLC 공진컨버터(500)는 1차측 회로(510)로서 6개의 스위칭소자(Q1 내지 Q6), 제1 공진회로부(511) 및 제2 공진회로부(513)를 포함할 수 있다. 또한, LLC 공진컨버터(500)는 2차측 회로(530)로서 정류부를 포함할 수 있다.
1차측 회로(510)에서, 스위칭소자 Q1 및 Q2가 직렬 연결된 제1 브리지암(Br1), 스위칭소자 Q3 및 Q4가 직렬 연결된 제2 브리지암(Br2) 및, 스위칭소자 Q5 및 Q6가 직렬 연결된 제3 브리지암(Br3)은, 입력전원(Vin)의 +단자와 -단자 사이에 병렬 연결된다.
6개의 스위칭소자(Q1 내지 Q6)는 스위칭 동작을 통해 DC 입력전압을 AC 전압으로 변환하여 공진회로부에 인가하는 기능을 수행하며, 트랜지스터 등으로 구현될 수 있다.
제1 공진회로부(511)는, 스위칭소자 Q1의 소스(source)와 Q2의 드레인(drain) 사이의 노드 a와, 스위칭소자 Q3의 소스와 Q4의 드레인 사이의 노드 b 사이에 연결된다.
또한, 제2 공진회로부(513)는, 스위칭소자 Q3의 소스와 Q4의 드레인 사이의 노드 b와, 스위칭소자 Q5의 소스와 Q6의 드레인 사이의 노드 c 사이에 연결된다.
제1 공진회로부(511)는 제1 변압기 T1의 1차측 코일, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1를 포함할 수 있다. 본 실시예의 일 측면에 따르면, 공진 인덕터 Lpl1은 제1 변압기 T1의 누설 인덕터(leakage inductor)일 수 있다.
제2 공진회로부(513)는 제2 변압기 T2의 1차측, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함할 수 있다. 본 실시예의 일 측면에 따르면, 공진 인덕터 Lpl2는 제2 변압기 T2의 누설 인덕터일 수 있다.
제1 및 제2 공진회로부(511,513)은 각 변압기(T1, T2)의 1,2차 권선비에 따라 변압된 AC 전압을 2차측 회로(530)에 전달하는 기능을 수행한다.
도 5에서 LLC 공진컨버터(500)는 각 변압기(T1, T2)를 개별적으로 사용하는 것을 도시하고 있으나, 이는 예시적인 것이고, LLC 공진컨버터(500)는 하나의 변압기를 이용하여 구현될 수도 있다.
제1 및 제2 공진 커패시터(Cr1, Cr2)의 일단은 스위칭소자 Q3의 소스와 Q4의 드레인 사이의 노드 b에 공통 접속되며, 제1 및 제2 공진 커패시터(Cr1, Cr2)의 타단은 공통 연결된다. 여기서, 제1 및 제2 공진 커패시터(Cr1, Cr2) 각각의 정전용량(capacitance)은 서로 같을 수 있다(즉, Cr1=Cr2=C).
공진 커패시터(Cr1, Cr2)를 공통 연결함으로써, 공진요소(예: 누설 인덕턴스(Lpl1, Lpl2), 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2) 및 공진 커패시터(Cr1, Cr2) 등)에 허용오차(5% 이내)가 있더라도 2차측 회로(530)는 큰 전류불평형없이 전류분담 동작을 수행할 수 있다.
2차측 회로(530)의 정류부(다이오드 Dr1 내지 Dr4)는 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선을 통해 각각 병렬 연결로 구성된다. 본 실시예의 일 측면에 따르면, 2차측 정류부는, 도 5에 도시된 바와 같이, 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선 각각의 센터탭(center tap)을 이용한 병렬 연결로 구성될 수 있다. 본 실시예의 다른 측면에 따르면, 2차측 정류부는 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선 각각의 풀-브리지(full-bridge)를 이용한 병렬 연결로 구성될 수도 있다. 다만, 이는 예시적인 것이고, 본 실시예가 이에 한정되는 것은 아님에 유의하여야 한다.
이와 같은 정류부를 포함하여, 2차측 회로(530)는 도 7의 (a)에 도시된 3-브리지 정류회로 또는 도 7의 (b)에 도시된 병렬 브리지 정류회로 등 다양한 형태로 구현될 수 있다.
도 6를 참조하면, LLC 공진컨버터(500)는 1차측 회로(510)의 스위칭 패턴에 따라 2가지 모드(즉, 제1 모드 및 제2 모드)로 동작하며, 스위칭 주파수 변조 제어를 통해 입력전압을 '1/4Vin ~ Vin' 범위에서 또는 출력전압을 'Vo ~ 4Vo' 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
LLC 공진컨버터(500)의 모드별 입출력전압 제어범위를 정리하면 아래와 같다.
1. 제1 모드(Mode 1)
1차측 하프-브리지 스위칭 동작 중 스위칭 주파수 변조 제어를 통해 입력전압을 '1/2Vin ~ Vin' 범위에서 또는 출력전압을 'Vo ~ 2Vo' 범위에서 제어할 수 있다.
2. 제2 모드(Mode 2)
1차측 풀-브리지 스위칭 동작 중 스위칭 주파수 변조 제어를 통해 입력전압을 '1/4Vin ~ 1/2Vin' 범위에서 또는 출력전압을 '2Vo ~ 4Vo' 범위에서 제어할 수 있다.
이하, 도 5 및 도 8a 내지 도 8e를 참조하여, 본 실시예의 일 측면에 따른 LLC 공진컨버터(500)의 모드에 대해 상세하게 설명하기로 한다.
제1 모드 (Mode 1) - 예시 1
도 8a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 일 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이고, 도 8b 내지 8e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 일 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 8a를 참조하면, LLC 공진컨버터(500)는, 제1 모드(Mode 1)에서, 스위칭소자 Q2/Q6 및 Q1/Q5가 50%의 듀티비(duty ratio)로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, 스위칭소자 Q3는 턴-온되고 Q4는 턴-오프 상태(또는, 그 반대도 가능)이므로, 1차측 스위칭소자들(Q1 내지 Q6)은 하프-브리지 스위칭 동작을 수행한다.
1차측 회로(510)의 하프-브리지 스위칭 동작 중, LLC 공진컨버터(500)의 시구간별 전류패스(current path)는 도 8b 내지 8e에 도시된 바와 같다. 구체적으로, 도 8b는 't0 ~ t1 구간', 도 8c는 't1 ~ t2 구간', 도 8d는 't2 ~ t3 구간' 및 도 8e는 't3 ~ t4 구간'에서 LLC 공진컨버터(500)의 전류패스를 나타낸다.
LLC 공진컨버터(500)는, 1차측 스위치소자들(Q1 내지 Q6)을, 하프-브리지 스위칭 동작 하에서 스위칭 주파수 변조 방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 출력전압을 'Vo ~ 2Vo' 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
제1 모드 (Mode 1) - 예시 2
도 9a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 다른 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이고, 도 9b 내지 9e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 다른 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 9a를 참조하면, LLC 공진컨버터(500)의 제1 모드(Mode 1)에서, 스위칭소자 Q3 및 Q4는 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, 스위칭소자 Q2 및 Q6는 턴-온되고 Q1 및 Q5는 턴-오프된 상태인 경우, 1차측 스위칭소자들(Q1 내지 Q6)은 하프-브리지 스위칭 동작을 수행한다.
또는, LLC 공진컨버터(500)의 제1 모드(Mode 1)에서, 스위칭소자 Q3 및 Q4는 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, 스위칭소자 Q2 및 Q6는 턴-오프되고 Q1 및 Q5는 턴-온된 상태인 경우, 1차측 스위칭소자들(Q1 내지 Q6)은 하프-브리지 스위칭 동작을 수행한다.
1차측 회로(510)의 하프-브리지 스위칭 동작 중, LLC 공진컨버터(500)의 시구간별 전류패스는 도 9b 내지 9e에 도시된 바와 같다. 구체적으로, 도 9b는 't0 ~ t1 구간', 도 9c는 't1 ~ t2 구간', 도 9d는 't2 ~ t3 구간' 및 도 9e는 't3 ~ t4 구간'에서 LLC 공진컨버터(500)의 전류패스를 나타낸다.
LLC 공진컨버터(500)는, 1차측 스위치소자들(Q1 내지 Q6)을, 하프-브리지 스위칭 동작 하에서 스위칭 주파수 변조 방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 출력전압을 'Vo ~ 2Vo' 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
제2 모드 (Mode 2)
도 10a는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제2 모드의 일 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이고, 도 10b 내지 10e는 도 5의 LLC 공진컨버터가 제2 모드의 일 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 10a를 참조하면, LLC 공진컨버터(500)의 제2 모드(Mode 2)에서, 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5는 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭 동작을 수행하므로, 1차측 스위칭소자들(Q1 내지 Q6)은 풀-브리지 스위칭 동작을 수행한다.
1차측 회로(510)의 풀-브리지 스위칭 동작 중, LLC 공진컨버터(500)의 시구간별 전류패스는 도 10b 내지 10e에 도시된 바와 같다. 구체적으로, 도 10b는 't0 ~ t1 구간', 도 10c는 't1 ~ t2 구간', 도 10d는 't2 ~ t3 구간' 및 도 10e는 't3 ~ t4 구간'에서 LLC 공진컨버터(500)의 전류패스를 나타낸다.
LLC 공진컨버터(500)는, 1차측 스위치소자들(Q1 내지 Q6)을, 풀-브리지 스위칭 동작 하에서 스위칭 주파수 변조 방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 출력전압을 '2Vo ~ 4Vo' 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
도 11은 도 5의 LLC 공진컨버터의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 11을 참조하면, LLC 공진컨버터 응용회로(1100)는, 입력단에 3상 AC/DC 컨버터(예: 비엔나정류기, 승압컨버터, PWM 정류기 등)를 적용하여 VLINK 전압을 일정하게 제어하고, LLC 공진컨버터 2대를 병렬 연결하여 구현된다. 이 때, LLC 공진컨버터는 각각 병렬 동작하여 각각의 입출력전압을 넓은 범위(입력전압 : 1/4 Vin ~ Vin, 출력전압 : Vo ~ 4Vo)에서 제어할 수 있다.
도 12는 도 5의 LLC 공진컨버터와 종래 기술에 따른 LLC 공진 컨버터의 동작 성능을 비교한 실험결과를 나타내는 그래프이다.
도 12의 (a)는 공진 커패시터가 공통으로 연결되지 않은 LLC 공진컨버터의 동작파형을 나타내고, 도 12의 (b)는 본 실시예에 따른 공진 커패시터가 공통으로 연결된 LLC 공진컨버터의 동작파형을 나타낸다.
도 12의 실험은, (1) 제1 공진회로, 제2 공진회로 및 2차측 정류부가 병렬 동작하도록 하였고, (2) 공진회로에 적용된 공진 커패시터(Cr1, Cr2)는 동일한 값을 사용하였고, (3) 입력은 DC 400V이고 출력은 DC 36V / 700W이며, (4) 변압기(T1, T2)의 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2)가 허용오차(5%) 이상인 6% 차이가 있다는 가정 하에 수행된다.
도 12의 (a)를 참조하면, 공진 커패시터(Cr1, Cr2)가 공통 연결되지 않은 LLC 공진컨버터는, 2차측 회로의 전류 IDr2과 IDr4 간의 전류불평형이 크게 나타남을 확인할 수 있다.
이에 반해, 도 12의 (b)를 참조하면, 공진 커패시터(Cr1, Cr2)가 공통 연결된 LLC 공진컨버터는, 2차측 회로의 전류 IDr2과 IDr4 간의 전류불평형이 거의 나타나지 않음을 확인할 수 있다.
이상을 정리하면, 본 실시예에 따른 LLC 공진컨버터(500)는 공통연결된 공진 커패시터(Cr1, Cr2)를 포함하며, 2가지 모드(제1 모드에서 하프-브리지 스위칭 동작 및 제2 모드에서 풀-브리지 스위칭 동작)에서 스위칭 주파수 변조 제어 방식으로 스위칭소자를 제어함으로써, 입출력전압을 폭넓게 제어할 수 있는 효과가 있다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 LLC 공진컨버터를 나타내는 도면이고, 도 14는 도 13의 LLC 공진컨버터의 이득특성을 나타내는 도면이다.
도 13을 참조하면, LLC 공진컨버터(1300)는 1차측 회로(1310)로서 2개의 커패시터(C1 및 C2), 6개의 주 스위칭소자(Q1 내지 Q6), 2개의 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2), 제1 공진회로부(1311) 및 제2 공진회로부(1313)를 포함할 수 있다. 또한, LLC 공진컨버터(1300)는 2차측 회로(1330)로서 정류부를 포함할 수 있다.
이하, 도 5를 참조하여 전술한 LLC 공진컨버터(500)와 중복되는 내용에 대한 설명은 생략하거나 간략히 하기로 한다.
1차측 회로(1310)에서, 커패시터 C1 및 C2가 직렬 연결된 제1 브리지암(Br1), 주 스위칭소자 Q1 및 Q2가 직렬 연결된 제2 브리지암(Br2), 주 스위칭소자 Q3 및 Q4가 직렬 연결된 제3 브리지암(Br3) 및 주 스위칭소자 Q5 및 Q6가 직렬 연결된 제4 브리지암(Br4)이, 입력전원(Vin)의 +단자와 -단자 사이에 병렬 연결된다.
또한, 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2는 커패시터 C1 및 C2의 접속단과, 주 스위칭소자 Q3의 소스(Source)와 Q4의 드레인(Drain) 사이의 노드 b 사이에 직렬 연결된다.
2차측 회로(1330)의 정류부(다이오드 Dr1 내지 Dr4)는 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선을 통해 각각 병렬 연결로 구성된다. 본 실시예의 일 측면에 따르면, 2차측 정류부는, 도 5에 도시된 바와 같이, 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선 각각의 센터탭(center tap)을 이용한 병렬 연결로 구성될 수 있다. 본 실시예의 다른 측면에 따르면, 2차측 정류부는 각 변압기(T1, T2)의 2차측 권선 각각의 풀-브리지(full-bridge)를 이용한 병렬 연결로 구성될 수도 있다. 다만, 이는 예시적인 것이고, 본 실시예가 이에 한정되는 것은 아님에 유의하여야 한다.
이와 같은 정류부를 포함하여, 2차측 회로(1330)는 도 7를 참조하여 전술한 3-브리지 정류회로 또는 병렬 브리지 정류회로 등 다양한 정류회로 등 다양한 형태로 구현될 수 있다.
도 14를 참조하면, LLC 공진컨버터(1300)는, 1차측 회로(1310)의 스위칭 패턴에 따라 2가지 모드(즉, 제1 모드 및 제2 모드)로 동작하며, 입력전압을 '1/3Vin ~ Vin' 범위에서 또는 출력전압을 'Vo ~ 3Vo' 이상의 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다. 이하, LLC 공진컨버터(1300)의 각 모드에 대해 상세하게 설명하기로 한다.
제1 모드 (Mode-1)
LLC 공진컨버터(1300)의 제1 모드(Mode-1)에서, (1) 1차측 스위칭소자 Q2/Q6 및 Q1/Q5는 일정한 스위칭 주파수 및 50%의 듀티비(duty ratio)로 교변하여 스위칭 동작을 수행하고, (2) 1차측 스위칭소자 Q3 및 Q4와 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 제어방식으로 스위칭 동작을 수행한다.
LLC 공진컨버터(1300)는, 제1 모드(Mode-1)에서, 스위칭 주파수 변조 제어 방식을 이용하지 않고, 공진주파수(resonant frequency, fr) 부근의 고정된 스위칭 주파수에서 1차측 스위칭소자들(Q3 및 Q4, SA1 및 SA2)을 펄스 폭 변조 방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2)를 크게 저감시키지 않고 적용할 수 있게 되어 자화전류 증가 및 이로 인한 도통손실(conduction loss)을 방지할 수 있다.
또한, LLC 공진컨버터(1300)는, 제1 모드(Mode-1)에서, 공진주파수(fr) 부근의 고정된 스위칭 주파수에서 1차측 스위칭소자들(Q3 및 Q4, SA1 및 SA2)을 펄스 폭 변조 방식으로 제어하여 이득을 조절함으로써, 입력전압을 '1/2Vin ~ Vin' 범위에서 또는 출력전압을 'Vo ~ 2Vo' 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
제2 모드 (Mode-2)
LLC 공진컨버터(1300)의 제2 모드(Mode-2)에서, (1) 1차측 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2)는 턴-오프된 상태에서, 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5가 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, (2) 1차측 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5는 스위칭 주파수 변조 제어방식으로 스위칭 동작을 수행한다.
LLC 공진컨버터(1300)는, 제2 모드(Mode-2)에서, 1차측 스위치소자들(Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5)를 스위칭 주파수 변조방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 출력전압(Vo)이 일정한 경우 입력전압을 '1/4Vin ~ 1/2Vin' 범위에서 또는 입력전압(Vin)이 일정한 경우 출력전압을 '2Vo ~ 4Vo' 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다.
이하, 도 15a 내지 도 16e를 참조하여, 본 실시예의 다른 측면에 따른 LLC 공진커버터(1300)의 모드에 대해 상세하게 설명하기로 한다.
도 15a는 도 13의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 일 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이고, 도 15b 내지 15g는 도 13의 LLC 공진컨버터가 제1 모드의 일 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 15a를 참조하면, LLC 공진컨버터(1300)의 제1 모드(Mode-1)에서, (1) 1차측 스위칭소자 Q2/Q6 및 Q1/Q5는 공진주파수(fr) 부근의 고정된 스위칭 주파수 및 50%의 듀티비(duty ratio)로 교변하여 스위칭 동작을 수행하고, (2) 1차측 스위칭소자 Q3 및 Q4와 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 제어방식으로 스위칭 동작을 수행한다.
LLC 공진컨버터(1300)의 시구간별 전류패스는 도 15b 내지 도 15g에 도시된 바와 같다.
1. t0-t1 구간
도 15b를 참조하면, 이 구간 동안 1차측 스위칭소자 Q1, Q4, Q5가 턴-오프되어 있어 이들 스위칭소자의 기생 커패시터(Cp)는 입력전압(Vin)으로 대전되어 충전된 상태이다.
1차측 스위칭소자 Q3, Q2, Q6가 턴-온되어 있어 입력전압(Vin)이 제1 공진회로 및 제2 공진회로에 병렬로 인가되고 각각에 공진전류(IP1, IP2)가 흐른다.
제1 공진회로 및 제2 공진회로는 공진을 위한 변압기(T1, T2), 누설 인덕턴스(Lpl1, Lpl2), 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2) 및 공진 커패시터(Cr1, Cr2)로 구성되어 있다.
2차측 정류부에는 각 변압기(T1, T2) 권선의 극성에 따라 2차측 턴-비 및 이득에 의한 전압이 인가되고, 각 센터탭 정류다이오드(Dr1, Dr3)를 통해 정류된 공진전류가 부하로 흘러 전력이 전달된다.
이 구간 동안, 1차측 보조 스위칭소자 SA2는 턴-온되어 있고, SA1은 턴-오프되어 있으므로, 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp) 양단전압은 입력전압(Vin)의 1/2만큼 충전되어 있다.
2. t1-t2 구간
도 15c를 참조하면, t1 시점에 1차측 스위칭소자 Q3이 턴-오프되면 Q3의 기생 커패시터(Cp)가 충전을 시작하고, 입력전압(Vin)으로 충전되어 있던 Q4의 기생 커패시터(Cp)의 전압은 방전을 개시한다. 또한, 1차측 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp)에 충전된 전압(Vin/2)은 제1 공진회로와 제2 공진회로를 통해 1차측 스위칭소자 Q2 및 Q6를 통해 '0' 전압으로 방전된다. 스위칭소자 Q3의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 입력전압(Vin)의 1/2만큼 충전되고, 스위칭소자 Q4의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 입력전압(Vin)의 1/2만큼 방전되며, 1차측 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 0 전압으로 방전되면, 이 구간 동작은 끝나게 된다.
1차측 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 '0' 전압으로 방전된 후 턴-온되면, 영전압스위칭(Zero Voltage Switching: ZVS) 턴-온이 되므로 스위칭손실을 저감할 수 있다.
3. t2-t3 구간
도 15d를 참조하면, t2 시점 이전에 1차측 보조 스위칭소자 SA1의 기생 커패시터(Cp)의 전압이 0 전압으로 방전된 후 영전압스위칭 턴-온되어 있으므로, t2-t3 구간에는 2차측 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2가 모두 턴-온되어 입력전압(Vin)의 1/2이 제1 공진회로와 제2 공진회로에 각각 병렬로 인가되며 1차측 스위칭소자 Q2 및 Q6 각각을 통해 공진전류(IP1, IP2)가 계속해서 흐르게 된다.
2차측 정류부는 입력전압(Vin)의 1/2이 제1 공진회로와 제2 공진회로에 인가되기 때문에 각 변압기(T1, T2) 1,2차측 턴-비 및 1/2 이득에 의한 전압이 인가되고, 각 센터탭 정류다이오드(Dr1, Dr3)를 통해 정류된 공진전류가 부하로 흘러 전력이 전달된다.
4. t3-t4 구간
도 15e를 참조하면, 이전 구간(t2-t3)과 마찬가지로 2차측 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2)가 모두 턴-온되어 입력전압(Vin)의 1/2이 제1 공진회로와 제2 공진회로에 인가되어 전류가 흐르지만, 이 구간(t3-t4)은 1차측 변압기(T1, T2) 각각의 자화 인덕턴스(Lpm1, Lpm2)를 통해 자화전류만이 흐르는 구간으로 부하에는 공진전류가 흐르지 않는다.
5. t4-t5 구간
도 15f를 참조하면, t4-t5 데드타임(Dead Time) 구간에는 t4시점에서 1차측 스위칭소자 Q2 및 Q6과 보조 스위칭소자 SA2가 턴-오프된다. 따라서, 입력전압(Vin)의 1/2로 충전되어 있던 1차측 스위칭소자 Q4의 기생 커패시터(Cp)의 전압과 입력전압(Vin)으로 충전되어 있던 1차측 스위칭소자 Q1 및 Q5의 기생 커패시터(Cp)의 전압은 방전을 개시하고, 1차측 보조 스위칭소자 SA2와 1차측 스위칭소자 Q2 및 Q6의 기생 커패시터(Cp)는 충전을 시작한다. t4-t5 데드타임 구간 동안 1차측 스위칭소자 및 보조 스위칭소자의 기생 커패시터(Cp)는 변압기(T1, T2) 각각의 자화전류에 의해 충/방전되고, 1차측 스위칭소자 Q2, Q6 및 Q3는 입력전압(Vin)으로 충전되고, 1차측 스위칭소자 Q1, Q5 및 Q4가 '0' 전압으로 방전된 후 역병렬 다이오드를 통해 전류가 흐를 때 1차측 스위칭소자 Q1, Q5 및 Q4가 턴-온된다. 이 때, 1차측 스위칭소자 Q1, Q5 및 Q4는 영전압스위칭(Zero Voltage Switching: ZVS)이 되어 스위칭손실을 저감할 수 있다. 또한, t4-t5 데드타임 구간동안 1차측 보조 스위칭소자 SA2의 기생 커패시터(Cp)는 입력전압(Vin)의 1/2로 충전된다.
6. t5-t6 구간
도 15g를 참조하면, t5시점에서 1차측 스위칭소자 Q1, Q5 및 Q4는 영전압에서 턴-온되고, 입력전압(Vin)이 제1 공진회로와 제2 공진회로에 각각 병렬로 인가되며 각 공진회로부에는 공진전류(IP1, IP2)가 흐른다. 이 때, 변압기(T1, T2) 각각의 1,2차측 턴-비 및 공진회로의 이득에 의한 전압이 인가된다.
2차측 정류부는 각 변압기(T1, T2) 권선의 극성에 따라 2차측 턴-비 및 이득에 의한 전압이 인가되고, 각 센터탭 2차측 정류다이오드(Dr2, Dr4)를 통해 정류되어 병렬로 부하공진전류가 흘러 전력이 전달된다.
이후 나머지 반주기에서, LLC 공진컨버터(1300)는 전술한 이전 반주기(즉, t0-t6 구간)의 동작을 반복하여 수행하게 된다.
이상에서 설명한 바와 같이, LLC 공진컨버터(1300)는, 제1 모드에서, 1차측 주 스위칭소자(Q3, Q4) 및 보조 스위칭소자(SA1, SA2)의 펄스 폭 변조(PWM) 제어에 따라, 제1 공진회로 및 제2 공진회로 각각에 인가되는 전압을 입력전압(Vin)과 입력전압(Vin)의 1/2전압으로 인가하며, 출력전압(Vo)을 'Vo~2Vo' 범위에서 제어할 수 있다.
도 16a는 도 13의 LLC 공진컨버터가 제2 모드의 일 예로 동작하는 경우 동작파형을 나타내는 도면이고, 도 16b 내지 16e는 도 13의 LLC 공진컨버터가 제2 모드의 일 예로 동작하는 경우 전류패스를 나타내는 도면이다.
도 16a를 참조하면, LLC 공진컨버터(1300)의 제2 모드(Mode-2)에서, (1) 1차측 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2)는 턴-오프된 상태에서, 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5가 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭 동작을 수행하고, (2) 1차측 스위칭소자 Q2/Q3/Q6 및 Q1/Q4/Q5는 스위칭 주파수 변조(Switching-Frequency Modulation) 제어방식으로 풀-브리지 스위칭 동작을 수행한다.
풀-브리지 스위칭 동작 하에서, LLC 공진컨버터(1300)의 제1 공진회로와 제2 공진회로에 각각 병렬로 입력전압(Vin)이 인가되어 공진전류가 흐르고, 2차측 정류부는 변압기(T1, T2) 각각의 권선의 극성에 따라 2차측 턴-비 및 이득에 의한 전압이 인가되고, 각 센터탭 2차측 정류다이오드(Dr1, Dr3)를 통해 정류되어 병렬로 부하공진전류가 흘러 전력이 전달된다.
풀-브리지 스위칭 동작 하에서, LLC 공진컨버터(1300)의 시구간별 전류패스는 도 16b 내지 16e에 도시된 바와 같다. 구체적으로, 도 16b는 't0 ~ t1 구간', 도 16c는 't1 ~ t2 구간', 도 16d는 't2 ~ t3 구간' 및 도 16e는 't3 ~ t4 구간'에서의 LLC 공진컨버터(1300)의 전류패스를 나타낸다.
이와 같이, LLC 공진컨버터(1300)는, 풀-브리지 스위칭 동작 하에서, 1차측 스위치소자들(Q1 내지 Q6)을 스위칭 주파수 변조방식으로 제어하여 이득(gain)을 조절함으로써, 출력전압을 '2Vo ~ 4Vo' 범위에서 폭넓게 제어할 수 있다. 이는 공진주파수(fr)에서 제2 모드(Mode-2)의 출력전압이 제1 모드(Mode-1)의 경우보다 2배가 되기 때문에 1차측으로 유도되는 자화전류가 증가하여 이득이 개선되기 때문이다.
도 17은 도 13의 LLC 공진컨버터의 응용예를 나타내는 도면이다.
도 17을 참조하면, LLC 공진컨버터 응용회로(1700)는, 입력단에 3상 AC/DC 컨버터(예: 비엔나정류기, 승압컨버터, PWM 정류기 등)를 적용하여 VLINK 전압을 일정하게 제어하고, LLC 공진컨버터 2대를 병렬 연결하여 구현된다. 이 때, 각각의 LLC 공진컨버터는 제1 모드(Mode-1) 및 제2 모드(Mode-2)에서 1차측 스위칭소자 Q3 및 Q4와 보조 스위칭소자 SA1 및 SA2를 개별적으로 펄스 폭 변조 또는 스위칭 주파수 변조방식으로 제어하여, 각각의 입출력 전압범위를 폭넓게 제어(입력전압 : 1/4 Vin ~ Vin, 출력전압 : Vo ~ 4Vo)할 수 있다.
도 18은 도 13의 LLC 공진컨버터와 종래 기술에 따른 LLC 공진 컨버터의 동작 성능을 비교한 실험결과를 나타내는 그래프이다.
도 18의 실험은 보조 스위칭소자(SA1, SA2) 및 스위칭소자(Q3, Q4)가 펄스 폭 변조방식으로 스위칭 동작하는 환경에서 출력전압을 DC 48V로 제어할 때의 실험파형으로 출력용량 2kW에 대해 나타낸다.
도 18의 (a)는 1,2차측 단자전압(Vab, VS11) 및 전류(IP1, IS11)인 경우 제1 모드(Mode-1)로 동작하는 LLC 공진컨버터의 동작파형을 나타내고, 도 18의 (b)는 1차측 단자전압(Vab), 2차측 전류(IS11, IS21)/전압(VS11)인 경우 제1 모드(Mode-1)로 동작하는 LLC 공진컨버터의 동작파형을 나타낸다.
제1 모드(Mode-1)에서 펄스 폭 변조에 따라 하프브리지(Half-Bridge)와 풀브리지(Full-Bridge) 모드가 공존하고, 보조 스위칭소자(SA1 및 SA2) 및 스위칭소자(Q3 및 Q4)의 펄스 폭 변조 제어방식의 스위칭 동작을 통해 모드 변환이 가능하다.
이러한 동작제어에 따라, LLC 공진컨버터(1300)는 오버슈트(Overshoot) 및 언더슈트(Undershoot)를 발생시키지 않고 전류분담된 안정적인 'Vo ~ 2Vo'의 출력전압 제어범위를 갖게 된다.
이상의 설명은 본 실시예의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 실시예의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 실시예들은 본 실시예의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 실시예의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 실시예의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 실시예의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (14)

  1. 직류 입력전압 Vin을 소정 레벨의 교류전압으로 변환하는 1차측 회로 및 상기 변환된 교류전압을 정류하여 직류 출력전압 Vo을 공급하는 2차측 회로를 포함하는 LLC 공진컨버터(resonant converter)에 있어서,
    상기 1차측 회로는,
    변압기 T1, 공진 인덕터 Lpl1 및 공진 커패시터 Cr1을 포함하는 제1 공진회로부;
    변압기 T2, 공진 인덕터 Lpl2 및 공진 커패시터 Cr2를 포함하는 제2 공진회로부;
    스위칭 동작을 통해 상기 직류 입력전압 Vin을 교류전압으로 변환하여 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부에 인가하는 복수의 스위칭소자를 포함하고,
    상기 2차측 회로는,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 2차측 코일에 접속되어 상기 1차측 회로에 의해 변환된 교류전압을 정류하는 복수의 다이오드(Dr1, Dr2, Dr3 및 Dr4)를 포함하는 정류부를 포함하되,
    상기 공진 커패시터 Cr1 및 상기 공진 커패시터 Cr2는 공진요소의 허용오차(Tolerance)로 인한 상기 2차측 회로의 전류불평형을 방지하기 위하여 일단 및 타단이 각각 공통 연결되며,
    상기 스위칭소자는,
    제1 브리지암에 직렬로 연결되는 제1 스위칭소자 Q1 및 제2 스위칭소자 Q2, 제2 브리지암에 직렬로 연결되는 제3 스위칭소자 Q3 및 제4 스위칭소자 Q4 및 제3 브리지암에 직렬로 연결된 제5 스위칭소자 Q5 및 제6 스위칭소자 Q6를 포함하되,
    상기 제1 내지 제3 브리지암은 입력단자에 병렬로 연결되고,
    상기 제1 공진회로부는,
    상기 스위칭소자 Q1의 소스(source)와 상기 스위칭소자 Q2의 드레인(drain) 사이의 노드와, 상기 스위칭소자 Q3의 소스와 상기 스위칭소자 Q4의 드레인 사이의 노드 사이에 연결되고,
    상기 제2 공진회로부는,
    상기 스위칭소자 Q3의 소스(source)와 상기 스위칭소자 Q4의 드레인(drain) 사이의 노드와, 상기 스위칭소자 Q5의 소스와 Q6의 드레인 사이의 노드 사이에 연결되고,
    상기 1차측 회로는,
    상기 스위칭소자를 스위칭 주파수 변조 방식으로 제어하여 하프-브리지(half-bridge) 동작 및 풀-브리지(full-bridge) 동작 중 어느 한 동작을 수행함으로써, 상기 직류 입력전압 및 직류 출력전압 중 적어도 하나를 소정의 레벨로 제어하며,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2의 1차측 코일의 극성 방향이 모두 상기 스위칭소자 Q3의 소스와 상기 스위칭소자 Q4의 드레인 사이의 노드를 향하고, 상기 극성 방향에 의해 상기 제1 공진회로부 및 상기 제2 공진회로부가 각각 병렬 동작하고, 상기 정류부가 상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2 각각의 2차측 권선에 대해 병렬 동작하며,
    상기 하프-브리지(half-bridge) 동작은,
    상기 스위칭소자 Q3 및 상기 스위칭소자 Q4가 각각 턴-온(turn-on) 및 턴-오프(turn-off)되거나 각각 턴-오프 및 턴-온된 상태인 경우, 상기 스위칭소자 Q2 및 상기 스위칭소자 Q6와, 상기 스위칭소자 Q1 및 상기 스위칭소자 Q5가 50%의 듀티비(duty ratio)로 교번하여 스위칭하는 동작이고,
    상기 스위칭소자 Q2 및 상기 스위칭소자 Q6는 턴-온(turn-on)되고 상기 스위칭소자 Q1 및 상기 스위칭소자 Q5는 턴-오프(turn-off) 되거나, 상기 스위칭소자 Q2 및 상기 스위칭소자 Q6는 턴-오프(turn-off)되고 상기 스위칭소자 Q1 및 상기 스위칭소자 Q5는 턴-온(turn-on) 되는 경우, 상기 스위칭소자 Q3 및 상기 스위칭소자 Q4는 50%의 듀티비(duty ratio)로 교번하여 스위칭하는 동작이고,
    상기 풀-브리지(full-bridge) 동작은,
    상기 스위칭소자 Q2, 상기 스위칭소자 Q3 및 상기 스위칭소자 Q6과, 상기 스위칭소자 Q1, 상기 스위칭소자 Q4 및 상기 스위칭소자 Q5가 50%의 듀티비로 교번하여 스위칭하는 동작인
    LLC 공진 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 Lpl1은,
    상기 변압기 T1의 누설 인덕터(leakage inductor)인
    LLC 공진컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 Lpl2는,
    상기 변압기 T2의 누설 인덕터(leakage inductor)인
    LLC 공진컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 정류부는,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2 각각의 2차측 권선에 대한 병렬 센터탭(center tap) 정류회로로 구현되는
    LLC 공진컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 정류부는,
    상기 변압기 T1 및 상기 변압기 T2 각각의 2차측 권선에 대한 병렬 풀-브리지(full-bridge) 정류회로로 구현되는
    LLC 공진컨버터.
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