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KR102074000B1 - 진성 적응형의 자율 압전 변환기 회로 - Google Patents

진성 적응형의 자율 압전 변환기 회로 Download PDF

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KR102074000B1
KR102074000B1 KR1020147005312A KR20147005312A KR102074000B1 KR 102074000 B1 KR102074000 B1 KR 102074000B1 KR 1020147005312 A KR1020147005312 A KR 1020147005312A KR 20147005312 A KR20147005312 A KR 20147005312A KR 102074000 B1 KR102074000 B1 KR 102074000B1
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로스 버드
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가레스 제이. 놀스
존 머레이
로스 버드
윌리암 브래들리
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Abstract

본 발명은 진성 압전 변환기 회로에 관한 것으로 압전 변환기는 제1 및 제2 전극을 구비한 1차측 요소, 제1 및 제2 전극을 구비한 2차측 요소 및 제1 및 제2 전극을 구비한 적어도 하나의 제3 요소를 포함한다. 파워 브리지가 제공되고 파워브리지는 하나 이상의 스위치를 포함하고, 각각의 스위치는 압전 변환기의 제3 요소의 제2 전극에 직접 접속된 게이트 단자를 구비한다. 압전 변환기의 제3 요소의 제1 전극은 파워 브리지의 하나 이상의 스위치에 대한 리퍼런스에 접속된다. 압전 변환기의 1차 요소의 제1 전극은 파워 브리지 출력에 전기 접속되고 압전 변환기의 1차 요소의 제2 전극은 그라운드 단자에 접속된다.

Description

진성 적응형의 자율 압전 변환기 회로{INTRINSIC ADAPTIVE AND AUTONOMIC PIEZOTRANSFORMER CIRCUITS}
본 출원은 2011년 8월 1일 출원되고 본 명세서에 참조로서 내포된 미국 가출원번호 61/531,810호의 이득을 주장한다.
본 발명은 진성(instrinsic) 또는 자율(autonomic) 제어를 통해 동작 파라미터에 있어서의 큰 변화을 거쳐 높은 성능 효율을 가능하게 한 압전식 변환기에 관한 것이다.
압전식 변환기(PT)의 초기 컨셉은 씨.에이.로젠(C.A. Rosen), 케이. 피시(K. Fish), 그리고 에이치.씨. 로젠버그(H.C. Rothenberg)에 의해 제안되었으며, 1954년 출원된 미국 특허 2,830,274호에 개시되어 있다. 그 당시에, 그 대부분은 미국특허 2,969,512호에 개시되어 있는 것 처럼 그 당시에는 기초의 로젠(Rosen) 설계를 변화시켜 높은 전압 분야에서 동작하는 것에 초점되었다. 미국특허 5,118,982호와 미국특허 5,241,236호에 기재된 두께 모드(thickness mode) 압전식 변환기를 포함하는 파워-리미테이션 그리고 스텝-다운 리미테이션을 지향하여 여러 상이한 압전식 변환기가 수년에 거쳐 출현 하였다.
압전식 변환기를 포함하여 공진(resonant) 장치와 함께 동작할 때, 공진 주파수 자가조정 능력을 포함하는 것이 바람직하다. 압전식 변환기 장치는 선택된 기계 진동 모드(vibration mode)와 밀접한 그들의 공진 주파수 및 반공진 주파수 사이의 소정의 부하로의 파워 전이(또는 전달)에 있어서 가장 효율적인 것으로 알려져 있다. 왜 압전식 변환기 장치가 1차 사이드의 기계적 여자(exciation)의 그 동작 구동 주파수를 자체조절하는 능력으로부터 이득을 갖는지에 대해 몇가지 중요한 이유가 있다. 이들은 부하, 동작 환경 컨디션, 최대화 게인, 전압 게인 조절, 및 제조 공차의 변동을 포함할 수도 있다. 선택된 구동 주파수와 기계적 공진 드리프트가 멀어질수록, 구동 파형이 압전식 변환기 장치의 기계적 공진 주파수 보다 낮은 주파수를 갖도록 원인되어 순환 전류에 있어서 효율의 손실이 증가하는 것과 연관된다. 그 동작 구동 주파수의 자가조절가능한 1차측 제어 회로의 정확한 설계는 특정 스위치-제어식 압전기 또는 전자기 변환기의 개발 및 구현에 있어서 중요한 이슈이다.
이들의 높은 Qm 특성으로 인해, 매우 높은 효율을 가지지만, 압전식 변환기 장치는 공진 주파수와 가까운 오퍼레이션을 요구하는 협대역을 나타내는 것이 문헌에 알려져 있다. 최고의 성능은, 압전식 변환기 장치의 Qm 값은 매우 높지만 공진 영역은 매우 좁기 때문에, 공진 주파수와 반공진 주파수 사이의 공진보다 약간 높은 유도성 영역(inductive region)에서의 동작 주파수에 의해 달성되고, 따라서 전압 제어 전류원으로서 보여질 수 있고, 변환기 비율(ratio)과 효율은 주파수 제어, 부하 변동(fluctuation), 및 입력 전압 변화에 크게 의존된다. 즉, 최대 효율 또는 최대 파워 전달을 위한 타겟 동작 주파수는 부하 온도, 세라믹 온도, 및 서플라이 특성에 강하게 의존한다. 이들 파라미터들에 있어서 변화에 응답하여 동작 주파수를 조절할 수 없는 것은 PT의 입력-출력 파워 전달 효율을, 어떤 경우에는 매우 크게 감소시킬 것이다.
압전 변환기 설계에 대한 종래의 접근 방식은, 최대 처리(throughput) 파워 또는 입력대출력 효율과 같은 계량치를 최대화하는 주파수에서 파형 교번(alternating waveform)을 발전시킨 최적의 선형(optimal linear) 또는 스위칭 구동 회로를 개발하는 것이였다.
더 많은 제어가 동작 구동 파형 주파수의 자체조절을 가능하도록 설계되었다. 종래 기술은 동작 구동 파형 주파수의 자체조절을 가능하게 4개의 순차적으로 연결된 구성요소(elements): 피드백 신호를 생성하기 위한 측정의 일부 형태, 피드백 절연의 일부 형태, 피드백 제어의 일부 형태, AC 생성 구동 회로의 형태(변조(modulation))를 부여한다. 이들 4개의 순차적인 구성요소는, 파워 세미컨덕터 또는 선형 증폭기의 세트로 이루어진 제5 순착 구성요소가 교류 구동 신호를 생성하여 PT의 1차(구동) 사이드를 기계적으로 여기시키도록 설계 및 구성된다.
초기의 압전 변환기 장치는 전압 제어 오실레이터와 아날로그 회로의 조합을 사용하였다. 실리콘 프로세서 소자의 출현으로, 현대의 채용중인 압전 변환기 장치는 하나 이상의 디지털 프로세서를 포함하여 측정 프로세스, 제어 전략 및 스위칭 구동 제어 신호 생성를 구현하고 있다.
후에, 종래 기술은 미국특허 제5,768,111(111 특허)에 기재된 것 처럼, 부하의 증가 함수에 따라 하향으로 공진 구동 주파수를 조절하도록 압전 변환기의 2차측에 전압 제어을 채용하기 시작했다. 전압 측정 시스템은 압전 변환기의 출력 2차측에 도입되어 중간의 피드백 제어 회로에 신호를 제공한다. 피드백 제어 회로는 전압-제어 오실레이터를 포함하여, 적응식 펄스 시퀀스 생성기를 포함하는 파형 생성기로의 입력으로 동작하는 출력으로서 제어 신호를 생성한다. 피드백 제어 신호는 파형 생성기의 코멘드 변화(a commanded varriation)를 제공하여 한쌍의 MOSFET 스위치를 포함하는 스위치모드 블록에서의 게이드 구동 신호를 조절하도록 한다. 스위치모드 블록의 변경된 출력은 사인곡선형 구동 신호를 제공하고 이는 출력측 전기 부하의 변화로 인해 압전 변환기의 기계적 공진 변화에 더 잘 매칭되는 압전 변환기의 1차측에 연결된다. 이런 구성은 자체조절 회로로서 언급되기도 한다.
압전 변환기 설계에 대한 그 다음의 접근은 자체-조절 회로의 발전을 염두에 두었다. 자체-조절 회로의 변경은 피드백 제어 회로 내의 독립된(separate) 오실레이터를 내부(자체-기계적) 오실레이터로 대체하는 것; 부하 또는 온도에 있어서 보다 넓은 트랙 변화(track variations)를 위해 독립된 오실레이터를 PWM 및 PWM/PFM과 같은 제어 변조 스킴으로 대체하는 것; 1차측으로부터 신호를 출력 전기 측정으로서 회로의 측정 성분(component)으로 유도하고, 신호를 압전 변환기 장치 또는 전기 부하의 일부 조합의 2차측(구동)에서 측정된 출력 전기 신호로서 회로의 측정 성분으로 유도하는 것(도2 참조); 신호를 압전 변환기의 2차측(출력) 및 전기 부하로부터 직접적으로 출력 전기 측정으로서 자체-조절회로의 측정 성분으로 유도하는 것(도3); 신호를 압전 변환기 및 전기 부하의 1차측(구동)으로부터 직접적으로 취해진 출력 전기 측정으로서 자체-조절 회로의 측정 성분으로 유도하는 것(도4)을 포함하고, 피드백 제어 회로 내의 독립된 오실레이터를 위상차 서브회로를 내포하는 피드백 제어 오실레이터를 가진 내부(자체-기계적) 오실레이터로 대체하는 것을 포함하였다.
도 1 내지 도 4에 도시된 각각의 접근법을 이하에 설명한다. 도 1을 참조하면, 일세트의 전극(11)은 압전 변환기 장치(100)의 2차 출력(구동) 요소의 일부분으로 기재되며, 이들은 전기 신호 정보를 절연 블록(12)을 거쳐 측정 및 프로세싱 블록(13)으로 전달한다. 절연 블록(12)은 출력으로부터 측정 블록(13), 피드백 제어/필터 블록(14), 및 파형 생성기 블럭(15)의 전기화학적(galvanic) 절연을 유지한다. 이 절연 블럭(12)이 없다면, 회로 구현은 변환기의 절연 동작이 무효하게 된다. 측정 블록(13)은 전극(11)으로부터의 전기적 신호를 처리하여 이들을 2차 요소(2)에서 나타난 것과 동일한 파형 주파수로 피드백/필터 블록(14)으로의 입력으로 제공한다. 피드백 제어/필터 블록(14)은 이어서 이들 신호에 계산(calculus)을 수행하여 제어 입력을 파형 생성 블록(15)에 제공하여 탭(11)에서 관찰된 파형 주파수를 조절 또는 변경한다. 이는 종종 일세트의 위상차 측정값상에서 계산을 수행하는 피드백 회로(14)로 이루어진다. 파형 생성기 블록(15)은 코맨드 신호를 파워 회로(16)로 전개하도록 동작하여 조절된 주파수의 반복적인 파형인 파워 회로(16)로부터 출력을 생성한다. 이 파형은 일반적으로 새롭게 조절된 주파수에서 펄스 트레인(pulse train)이다. 고정 진폭의 dc 전압 레벨 Vcc(21)는 파워 회로(16)로의 입력으로서 동작한다. 파워 회로(16)는 여러 요소, 통상적으로 파워 세미컨덕터 스위치 또는 선형증폭기로 구성되어, 이 dc 전압 입력에 따라 파형 생성기(17)에 의해 명령된 조절 파형 주파수의 반복적인 ac 파형인 출력을 17에 생성한다. 출력(17)은 파워 회로(16)와 압전 변환기 장치(100)의 1차(입력)측(1) 사이에 배치된 패시브 회로(18)에 대한 전기적 입력으로 동작한다. 공통적으로 패시브 회로는 펄스 생성으로부터 동일한 주파수와 진폭의 사인파로의 전환을 제공한다. 그러한 패시브 회로 블록은 제로 전압 스위칭(ZVS) 동작과 같은 바람직한 회로 토폴리지를 가능하게 하기 위해 공통적으로 이용된다. 패시브 회로(18)의 출력은 조절된 주파수에서 전압 파형을 제공한다. 전압 파형은 압전 변환기 장치(100)의 1차(입력)측(1)에 일체로 배치된 전극 세트(7a,7b)에 전기적으로 접속되어, 파형 생성기(15)에 의해 명령된 것과 동일한 조절된 파형 주파수에서 전기장에 파동을 이끈다. 전극은 압전 물질의 역효과(converse effect)를 활용하도록 구성된다. 역효과는 파형 생성기(15)에 의해 명령된 것처럼 조절된 파형 주파수에서 내부 스트레스 사이클을 야기한다. 스트레스 사이클은 전기 절연 영역(6)을 거쳐 2차(부하 출력) 요소(2)에 기계적으로 결합된다. 영역(2)은 유도된 스트레스 사이클의 역효과를 사용하는 전극의 세트를 포함하여 위치(11)에서 사인파형의 전압을 생성한다. 위치(11)와 그라운드 사이의 전위차는 장치(100)의 동작 기계 주파수의 펄스 시프트가 매우 작은 전압을 나타낸다. 위치(11) 회로 요소는 장치(100) 내에 포함한 부하 출력(20) 커넥션(9,10)으로부터 독립적이고 전기화학적으로(galvanically) 절연되고, 또는 이들은 하나 이상의 부하 출력 커넥션에 직접 접속될 수 있다.
도 2를 참조하면, 동작은 도 1에 설명한 것과 매우 유사하며, 주된 차이점은 측정 블록(12)이 부하 회로 내의 일부 회로 위치(19c)에서 취해진 부하, 전류, 위상(19b)과 같은 일세트의 파라미터의 전기적 측정값을 추가 수신하는 것이다. 측정 블록, 제어 블록, 및 구동 블록의 부분들은 커스텀 컨트롤러 마이크로칩(101)에 의해 공동으로 포함된다.
도 3은 압전 변환기 장치의 1차측 및 2차측의 양측에서 취해진 전기적 파라미터 측정값을 사용하는, 압전 변환기의 1차(입력)측 상에서 주파수 파형 구동 신호를 자체-조절할 수 있는 종래 기술의 외부 회로 방안의 변형을 나타내는 도면이다. 구동측(1)은 2개의 분리된 요소 1a 및 1b로 이루어지고, 이들이 전기적으로 절연되거나 절연되지 않을 수도 있다. 직접적인 압전 효과로 인해, 요소(1a)는 파형 생성기(15)의 것과 동일한 주파수의 전하 파형(charge waveform)을 생성한다. 위치 19a 및 19b는 이 경우에 있어서 1차의 제2 요소(1b) 및 2차(출력) 요소(2)로부터 일세트의 전기 신호를 수신한다. 측정 블록, 제어 블록 및 구동 블록은 커스텀 컨트롤러 마이크로칩(101)에 의해 공동으로 포함된다.
도 2 및 도 3의 측정 파라미터 출력의 조합인 회로인 것과 함께, 쓰루풋 파워(throughput power), 출력 레귤레이션, 또는 최대 효율과 같은 의도된 성능의 향상을 위해 위상차 제어 분기회로 또는 2차 전압 조절 스위치 분기회로와 같은 추가적인 분기회로(subcircuit)를 도입한 것에 대해 종래기술을 예시하였다. 그러한 종래 기술 모두 도 1의 순차적 회로 레이아웃에 기반하거나 이를 포함하고 있다.
도 4를 참조하면, 회로는 1차(1)와 2차(출력)(2) 모두로부터 떨어진, 압전 변환기 장치(100)의 전기적으로 절연된 제3 요소(3)를 포함한다. 일세트의 전극이 일체적으로 제3 요소에 배치되어 기계적으로 여기될 때 전하를 생성한다. 전극에 의한 전하 생성은 전기적 파라미터의 출력 세트를 제공하고 이는 피드백 회로(14)에 대한 입력 신호로서 동작한다. 5a에서 이들 신호의 출력 전기 파라미터의 공동 주파수는 사인파형이고 압전 변환기의 동작 기계 모드의 값에 근사한다. 피드백 회로(14)는 이들 인커밍 신호 상에서 계산을 직접 수행하고 결과(아날로그 또는 디지털) 출력 신호를 제공하고, 이는 요소(1)에 포함된 전극의 세트에서의 구동 주파수를 조절하도록 파형 생성기(15)에서의 입력으로 전달된다. 전압 파형은 전기적으로 압전 변환기 장치(100)의 1차(입력)측(1)에 일체로 배치된 일세트의 전극(7a,7b)에 전기적으로 접속되어 파형 생성기(15)에 의해 명령된 것과 같이 동일하게 조절된 파형 주파수에서 전기장에 변동을 유도한다. 전극은 압전 물질의 역효과를 이용하도록 구성되어 있다. 역효과는 파형 생성기(15)에 의해 명령된 것 처럼 조절된 파형 주파수에서 내부 스트레스 사이클을 야기한다.
스트레스 사이클은 전기 절연 영역(6a, 6b)를 거쳐 압전 변환기 장치(100)의 제3 출력 서브요소(3)에 기계적으로 결합된다. 영역 6a 및 6b는 영역(3)이 압전 변환기(100)의 1차(입력) 요소(1)와 2차(출력) 요소(2)와는 전기적으로 절연되도록 야기한다. 영역(3)은 전극 세트를 포함하고 이들은 유도 스트레스 사이클의 역효과를 사용하여 위치 5a 및 5b에 전압을 생성한다. 위치 5a 및 5b 사이의 전위차는 사인파형의 전압 파형 또는 사인파형의 전류를 나타내며, 이는 1차 요소(1) 또는 2차 요소(2) 중 어느 하나의 그라운드 기준에 대해 기준되지 않는다. 이 전위는 도면의 9와 10 사이의 부하 전위 차에서의 변동에 대해 둔감하다는 점에서 유리하다. 사인파형의 전압은 장치(100)의 실제 동작 기계 주파수의 작은 위상 시프트를 나타낸다. 피드백 회로는 계산된 입력 신호를 파형 생성기(15)에 포함된 공진 구동 회로와, 파워 세미컨덕터 스위치로 이루어진 구동 회로(16)에 제공한다. 공진 구동 회로의 출력은, 피드백 회로에 의해 전개(developed)된 것 같이, 명령된 주파수에서의 펄스 트레인으로 이루지고, 압전 변환기 장치는 하드(hard)한 스위칭 구동 파형을 견디지 못하므로, 따라서, 압전 변환기 장치가 손상되는 것을 방지하기 위해서, 구동 회로의 하드한 스위칭 펄스 트레인 출력을, 구동 회로와 전극 세트 7a, 7b에서의 입력 전압 파형 사이에 패시브 회로(18)를 배치하여 조절할 필요가 있다.
'111 특허의 자체-조절 구동 파형 압전 변환기 장치를 향상시키는 것을 탐구하는 그들의 모든 참조에 내포된 설계와 함께, 도 1 내지 도 4에 도시된 변형은, '111 특허에서와 동일한 순차적 회로 토폴로지 연결을 제공한다. 이는 피드백 측정 블록, 절연 블록, 피드백 제어 블록 및 파형 생성기(변조) 블록의 순차적 또는 직렬의 접속으로 일세트의 파워 세미컨덕터 또는 선형 증폭기를 구동한다. 그런 '외부(extrinsic)' 압전 변환기 회로는 도 1에 도시된 것 처럼 PT 장치의 1차측의 자체-조절 전압 파형 여기를 제공하여, 관심있는 기계적 여기 설계점의 업데이트 값을 반영하도록 조절한다. 공진 주파수 구동 신호의 정확한 조절을 획득하기 위해 필요한 다기능 블록을 압전 변환기 회로 내에 채용하는 것으로 인해, 종래 기술의 장치는 비용, 복잡도, 부품 수, 및 디지털 요소 사용과 같은 어려움을 수반한다.
일부 종래의 기술은 표준 제어된 파워 스위치 사인파 전압 파형 1차측 여기에 대한 대체 구성을 채용하는 것을 탐구하엿다. 대신 이런 접근 방안은 자체-조절가능 주파수 변동 구동을 생성하기 위해 피드백-제어 오실레이터 네트워크의 사용하는 것을 시도하였다. 그럼에도 불구하고 이 접근 방안은 측정 블록, 측정 절연 블록, 측정 제어 블록 및 구동 회로 블록의 모두 4개의 요소를 여전히 포함한다. 따라서, 이런 접근 방법에 있어서, 측정, 측정, 제어, 및 구동 회로 블록은 출력으로부터의 전기화학적 절연을 유지해야만 하고, 또는 피드백 구현은 변환기의 무효하게 고립된 동작으로 된다.
(전기화학적) 절연된 제3 요소를 압전 변환기 구성에 도입시켜 압전 변환기의 1차(구동)측, 압전 변환기의 2차(출력)측 또는전기 부하로부터 나오지 않는 직접적인 신호 생성을 제공하도록 '111 특허 및 그 변형의 기본 회로 설계를 향상시키려는 노력이 있었다. 이 설계의 이점은 이 설계가 측정 블록에 대한 어떤 필요성 및 일부 경우에 있어서 절연 블록에 대한 필요성을 우회한다는 것이다. 절연된 측정의 도입은 전체적인 성능과 효율을 향상시킬 수 있다. 이 종래 기술에서, 부하 또는 온도에서의 변동에 응답하여 주파수를 조절하기 위한 제어 구동 회로는 압전 변환기의 하나 이상의 절연된 제3 요소의 출력을 입력으로서 취하고, 이어서 이들을 외부적 회로의 피드백 제어 회로로의 직접적인 신호 입력으로서 사용한다. 직접적인 신호 입력 외적 회로 변형이 도 4에 도시된다.
공진 주파수의 추적 및 조절 또는 등가의 계측(metric)을 위해 복잡한 회로가 요구된다. 공지된 외부 회ㄹ는 측정 블록, 절연 블록, 이들의 조합을 필요로 하며, 출력 신호를 받아 파워 스위치 또는 선형 증폭기 블록을 구동하여 압전 변환기 장치의 1차측에서 자체-조절 파형 여기를 가능하게 한다. 가변 주파수 구동 압전 변환기 설계에 대한 이런 타입의 외부 회로 해책은 민감하고 복잡하며 비용이 비싸다. 이는 유효한 동작 영역을 최대화하기 위해 구동 파형 생성기 회로를 변경하는 목적에 맞는 고정된 주파수에서만 동작하는 단순한 설계로 이어진다. 그러나 고정된 주파수 구동 PT는 변환기의 1차측에 2차 기준 공진 소스를 필요로한다.
종래 기술의 고정 주파수 구동 압전 변환기 장치가 부하, 열 또는 공급 조건에 있어서 상당한 변화를 견딜 수 없고 그에 반해 가변 주파수 구동은 복잡하고 비용이 비싸면 결함 모드라는 것은 상당한 딜레마이다.
본 발명의 목적은 높은 효율의 전력조류(power flow) 변환을 제공하고, 부화 변동, 공급 전압 변동 및 온도 변동과 같은 동작 조건을 넓은 변화에 거쳐 유지할 수 있는 새로운 압전 변환기 회로를 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 회로 요소의 수를 최소로 사용하고, 높은 효율의 전력조류변환을 제공하는 새로운 압전 변환기 회로를 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 디지털 요소를 포함하지 않는 매우 효과적인 새로운 압전 변환기 회로를 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 최소수의 자기 요소를 사용하면서 효율이 매우 높은 새로운 압전 변환기 회로를 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 전용의 측정회로, 절연 회로 또는 피드백 회로를 포함하지 않으면서 효율이 높은 새로운 압전 변환기 회로를 제공하는데 있다.
본 발명의 일양태에 따르면, 압전 변환기 회로가 제공되고, 압전 변환기 회로는 압전 변환기를 포함하고, 압전 변환기는 제1 및 제2 전극을 구비한 1차측 요소, 제1 및 제2 전극을 구비한 2차측 요소 및 제1 및 제2 전극을 구비한 적어도 하나의 제3 요소를 포함한다. 파워 브리지가 제공되고 파워브리지는 하나 이상의 스위치를 포함하고, 각각의 스위치는 압전 변환기의 제3 요소의 제2 전극에 직접 접속된 게이트 단자를 구비한다. 압전 변환기의 제3 요소의 제1 전극은 파워 브리지의 하나 이상의 스위치에 대한 리퍼런스에 접속된다. 압전 변환기의 1차 요소의 제1 전극은 파워 브리지 출력에 전기 접속되고 압전 변환기의 1차 요소의 제2 전극은 그라운드 단자에 접속된다.
적어도 하나의 실시예에서, 본 발명의 압전 변환기 회로는 파워 브리지의 드라이브로의 압전 변환기의 보조 출력(auxiliary outputs)의 피드백을 통해 동작 조건의 넓은 변화에 거쳐 높은 출력 전달 효율을 가능하게 한다.
적어도 하나의 실시예에서, 본 발명의 압전 변환기 회로는 내부 적응식 반응 회로(internal adaptive reactive circuit)를 포함하고, 이는 큰동작 변화에 거쳐서 파워 전달 효율 성능을 유지하는데 도움을 준다. 적어도 하나의 실시예에서, 본발명의 압전 변환기 회로는 피드백 회로의 전용 측정을 채용함이 없이 동작 조건에 있어서의 변화에 응답하여 입력측 구동 파형의 적응식 자체-조절을 가능하게 한다.
본 발명의 적어도 하나의 실시예의 이점은 디지털 요소와 자기 요소를 실질적으로 사용하지 않고 높은 효율의 전력조류 dc/ac 레벨 쉬프팅을 가진 압전 변환기 회로를 제공할 수 있다는데 있다.
본 발명의 적어도 하나의 실시예의 이점은 부하 및 전압의 변동이 있더라도 효율이 높은 전력조류 dc/ac 레벨 쉬프팅을 가진 압전 변환기 회로를 제공할 있다는데 있다.
본 발명의 적어도 하나의 실시예의 이점은 파워 세미컨덕터의 높은 안전 동작 영역을 가지며 종래의 것보다 구동 세미컨덕터 요소에서 큰 순환 전류가 가능한 압전 변환기 회로를 제공할 수 있다는데 있다.
본 발명의 적어도 하나의 실시예의 이점은 전용의 측정 블록, 파형 생성 블록, 절연 블록 및/또는 피드백 회로의 필요성을 제거한 것에 있다.
본 발명의 적어도 하나의 실시예의 이점은 온도 및 부하를 포함한 동작 환경에 있어서의 변화에 응답하여 압전 변환 성능에 대한 그 주파수를 자동으로 조절하는 압전 변환기 회로를 제공할 수 있다는데 있다.
본 발명의 적어도 하나의 실시예의 이점은 그 파워 세미컨덕터의 게이트로부터 전기화학적 절연된 제3 탭의 출력에 직접 연결하여 압전 변환기 회로가 압전 변환기의 1차측에 최소의 패시브 요소만을 갖도록 구성한 것에 있다.
본 발명의 적어도 하나의 실시예의 이점은 구현에 필요한 부품의 수가 최소화되어 압전 변환기 회로가 표준 마이크로일렉트릭 패키지에 패키지될 수 있다는데 있다.
도 1은 압전 변환기의 2차(구동)측에서 취해진 측정의 피드백 제어를 사용하는 외부의 자체-조절가능 구동 주파수 파형 회로를 나타낸 도면.
도 2는 압전 변환기의 2차(구동)측과 전기 부하에서 취해진 측정값의 피드백 제어를 사용하는 외부의 자체-조절가능 구동 주파수 파형 회로를 도시한 도면.
도 3은 압전 변환기의 1차(입력)측과 2차(출력)측에서 취해진 측정값의 피드백 제어를 사용하는 외부의 자체-조절가능 구동 주파수 파형 회로를 도시한 도면.
도 4는 전압 레귤레이션에 있어서 2차측의 전기적으로 절연된 제3 서브요소를 채용한 외부의 자체-조절가능 구동 주파수 파형 회로를 도시한 도면.
도 5는 본 발명에 따른 진성 적응형의 자체-조절가능한 압전 변환기의 실시예를 도시한 도면.
도 6은 본 발명에 따른 내부 스타트 회로를 포함하는 진성 적응형의 자체-조절가능한 압전 변환기 블록도.
도 7은 본 발명에 따른 내부 스타트 회로와 2차 제어 회로를 포함하는 진성 적응형의 자체-조절가능한 압전 변환기를 도시한 도면.
도 8은 본 발명에 따른 내부 스타트 회로르ㅣ 실시예를 도시한 도면.
도 9는 본 발명에 따른 진성 적응형의 압전 변환기 DC/AC 전압 레벨 쉬프터 회로의 반(half)-브리지 실시예의 예시적인 클래스를 도시한 도면.
도 10은 본 발명에 따른 진성 적응형의 압전 변환기 DC/AC 전압 레벨 쉬프터 회로의 풀(full)-브리지 실시예의 예시적인 클래스를 도시한 도면.
도 11a는 본 발명에 따른 반-브리지 진성 자율형(autonomic)의 압전 변환기의 서브클래스를 도시한 도면.
도 11b는 압전 변환기에 대한 등가 전기 회로를 도시한 도면.
도 12는 본 발명에 따른 반-브리지 진성 자율형 압전 변환기 DC/AC 전압 레벨 쉬프터 회로의 예시적인 서브클래스를 도시한 도면.
도 13은 본 발명에 따른 풀-브리지 진성 자율형 압전 변환기 DC/AC 전압 레벨 쉬프터 회로의 예시적인 서브클래스를 도시한 도면.
도 14는 본 발명에 따른 풀-브리지 진성 자율형 압전 변환기 DC/AC 전압 레벨 쉬프터 회로의 예시적인 서브클래스를 도시한 도면.
본 발명의 실시예에 따르면, 도 5를 참조하면, 본 실시예의 회로는 압전 변환기 장치(100)의 전기적 절연된 제3 섹션(3,4)을 포함하고, 이 둘 모두 1차 부품(1)과 2차 부품(출력)(2)과 절연된다. 바람직하게 일세트의 전극은 제3 섹션(3)과 제3 섹션(4)에 일체적으로 배치되어 기계적으로 여기될 때 전하를 생성한다. 제3 섹션(3)의 플로팅(+ve) 전기 탭(5b)은 파워 스위치 서브회로(32)의 반도체 스위치 부품(41a,41b)의 게이트 구동 입력(31)에 직접적으로 부착된다. 파워스위치 서브회로(32)는 진폭 Vcc의 레일 서플라이(rail supply) dc 전압(21)과 그라운드 커넥션(22)를 가지며, 압전 변환기 장치(100)의 1차 섹션(1)과 2차 섹션(2)으로부터 완전히 절연된다. 파워 스위치 서브회로(32)의 사각파 펄스 트레인 출력(33)은 절연 커패시턴스 서브회로(34)의 입력으로 동작한다. 커패시턴스 절연 서브회로는 파워 스위치 서브회로(32)의 스위칭 파워 토폴로지를 형성하는 반도체스위치 부품(41) 사이의 커패시턴스 결합으로부터 절연된다. 절연 커패시턴스 서브회로(34)의 출력(35)은 적응형 반응(reactive) 네트워크 서브회로(51)로의 제어 입력으로 동작한다. 가능한한 분리되어 있는, 제3 섹션(3)의 플로팅(+ve) 전기 탭(5a), 압전 변환기(100)의 절연된 각각의 제3 섹션(4)의 플로팅(+ve) 및 플로팅(-ve) 전극 탭(8a,8b)은 각각이 적응형 반응 네트워크 서브회로(51)에 대한 제어 입력이다. 일부 실시예에서, 탭(5a)은 회로 부품의 개입이 없이 제어기 노드(30)에 직접 루프 접속된다. 유사하게, 탭(5b)은 회로 부품의 개입 없이 게이트 구동 노드(31)에 직접적으로 루프 접속된다. 적응형 반응 네트워크 제어기(51)는 탭(8a,8b)와 제어기 노드(30)로부터의 입력에 의해 제공된 전기값(전류/전압)을 처리하여 내부의 아날로그, 디지털 또는 하이브리드 아날로그/디지털 신호를 실행하고, 선택가능한 파라미터 회로(103)의 패시브 파라미터 값을 세팅하는 커맨드 신호(102)를 생성한다. 입력에 기반하여, 적응형 반응 네트워크 제어기(51)는 선택가능한 파라미터 회로(103)에 대한 등가의 인덕턴스 값, 등가의 커패시턴스 값 또는 이들 모두를 조절한다. 전압 파형은 전기적으로 압전 변환기 장치(100)의 1차(입력)측(1)에 일체로 배치된 일세트의 전극(7a)에 전기적으로 연결되고, 파워 스위치 서브회로(32)의 그라운드(22)와 함께 공유하는 반대측의 내부 전극(7b)의 매칭 세트의 공동 그라운드 전극(22)으로 인하여 펄스 트레인(33)과 동일하게 조절된 파형 주파수로 전기장에 있어서의 변동을 유도한다. 압전 변환기(100)의 1차 부품(1)의 전극은 압전 물질의 역효과(converse effect)를 이용하도록 구성된다. 역효과는 펄스 트레인(33)의 파형 주사수와 공동인 파형 주파수에서 내부 스트레스 사이클을 야기한다. 섹션(1)의 유도된 스트레스 사이클은 전기 절연 영역(6a,6b)를 거쳐 장치(100)의 제3 출력 섹션(3)에 기계적으로 결합된다. 영역(6a,6b)은 영역(3)이 압전 변환기(100)의 1차 부품(1)과 2차 부품(2)으로부터 전기적으로 절연되도록 야기한다. 영역(3)은 전극의 세트를 포함하고, 유도된 스트레스 사이클의 역효과를 사용하여 위치 5a 및 5b에 전압을 생성한다. 위치 5a와 5b 사이의 전위차와 위치 8a와 8b 사이의 전위차는 사인파 전압 파형, 또는 사인파 전류를 나태고, 이는 1차 부품(1) 또는 2차 부품(2) 중 어느 하나의 그라운드 기준에 대해 기준되지 않고 또는 서로에 대해 기준되지 않는다. 양자의 전위차 사인파 전압은 장치(100)의 실제 동작 기계 주파수의 작은 위상 쉬프트를 나타낸다. 이는 도 5의 회로가 모두 7a 및 7b에서 보여진 구동 파형을 조절하고 동시에 서플라이 조건 Vcc에 있어서의 변화와 함께, 압전 변환기(100)의 2차 부품(2)의 출력(10a,10b)에서의 전기적 부하 조건상의 어떤 변화라도 반영하도록 선택가능한 파라미터 회로(103), 예를 들면 LC 탱크 회로를 조절하는 점에서 유리하다.
본 발명에 있어서, 선택가능한 파라미터 회로(103)는 소프트 스타트 상태를 구현하는 LC 회로일 수도 있고, 제로 전압 스위칭(ZVS) 또는 제로 전류 스위칭(ZCS)과 같은 전압 스위칭 상태를 구현하는 LC 회로일 수도 있다. 선택가능한 파라미터 회로(103)의 토폴로지의 선택하기 위한 제한은 없다.
도 6을 참조하면, 스타트-업 회로(200)는 진폭 Vcc를 가진 버스 dc 전압(21)에 연결된다. 외부적으로 생성되거나 적응형 반응 네트워크 제어기(51) 내에서 내부적으로 생성될수 있는 "턴온(turn-on)" 상태의 실행에 따라, 전압 Vcc는 스타트 회로(200)로 유입된다. 내부적 "스테이트 변화(state change)" 부품 또는 부품들은 스타트 회로(200)의 내부에 배치된다. dc 전압 Vcc의 인플로우(inflow)은 스테이트 변화 부품이 "노멀리 온(normally on)" 상태를 채용하도록 야기하여 전기관(conduit)(220)을 따라 전압의 아웃플로우(outflow)를 허용한다. 전기관(220)은 적응형 반응 네트워크 제어기(51)에 전기적으로 접속된다. 전압 Vcc가 스타트 회로(200) 내로 계속 흐름에 따라 내부 부품 또는 부품들이 "노멀리 오프(normally off)" 상태를 채용하도록 야기하여 더 이상의 전압이 관(220)을 통해 흐르는 것을 방지한다.
인가된 전압은 선택가능한 파라미터 회로(103)을 통해 압전 변환기(100)의 1차 부품(1)의 +ve 전극 단자로 전달된다. 이는 기계적 커플링에 의해 1차 부품(1)의 기계적 여기를 야기하고 파워 스위치 서브회로(32)의 세미컨덕터 부품의 게이트로의 공동의 전기적 접속으로 인해 압전 변환기의 절연된 제3 부품(3)의 -ve 및 +ve 탭(5a,5b)에 전압을 생성한다. 스타트 회로(200)의 패시브 부품은 스타트 회로의 초기 펄스의 주기(duration)가 공동 게이트(31)에 충분한 전압을 제공하여 모든 세미컨덕터 스위치가 "온(ON)" 상태를 달성하도록 선택되어 진다. 세미컨덕터 부품의 "on" 상태로 인해, 전압 Vcc는 dc 소스(21)로부터 흘러 전압 진폭이 증가한 펄스 트레인 파형을 제공하고 대략 진폭 Vcc에 도달할 때까지 계속하여 증가한다.
도 7을 참조하면, 그 동작은 도 6과 유사하며, 압전 변환기(100)의 추가적인 전기 절연된 제3 부품(5)를 포함하며 이는 다른 부품(1,2,3,4)로부터 절연된다. 일세트의 하나 이상의 전극(+ve), 일세트의 하나 이상의 전극(+ve)이 섹션(5)에 배치되고, 압전 변환기(100)의 1차 부품(1)의 기계적 사이클 스트레스가 출력 탭(31a)에 접속된 +ve 전극 세트와 출력 탭(31b)에 접속된 +ve 전극 세트 사이에 전위차를 유도하는 것을 가능하게 하고, 이는 압전 변환기(100)의 1차 부품(1)의 그라운드(22)로부터 떨어진 플로팅 그라운드의 1차 부품(1)에서의 사이클 스트레스의 주파수와 동일한 주파수의 사인파 전압 파형이다. 출력(31a,31b)은 2차 제어 회로(230)에 대한 입력으로 전기적으로 접속되고 2차 제어 회로는 이들 입력 상에서 계산을 수행하고 출력(231)을 생성하고 이는 하나 이상의 부품 또는 출력측 전기 회로의 서브회로에 접속되어 타이밍 또는 파라미터 제어 동작을 유도한다.
본 발명의 일 측면에 따르면, 도 8은 예시적인 스타트 회로(200)를 예시한다. p-채널 MOSFET(203)은 진폭(Vcc)의 일차 dc 전압 공급기(21)에 연결된다. p-채널 MOSFET(203)의 드레인 단자는 적응형 반응 컨트롤러(51)에 연결된다. 게이트 단자는 저항(201) 및 커패시터(202) 사이에 위치하는 접합(204)에 전기적으로 연결되도록 배치된다. 커패시터(202)의 다른 단자는 공동 그라운드(22)에 연결된다. 외부 또는 내부 명령시 전압(Vcc)은 사용가능해지고 전하는 접합(21)에서 흐르게 된다. 초기에 게이트 단말(204)과 소스 단말(205) 사이의 전위차는 MOSFET(203)의 임계값보다 작은 음의값이어서, 소스-드레인 전하가 205로부터 206으로 흐르게 할 수 있고, 이런 이유로 적응형 반응 컨트롤러(51)로 흐르게 할 수 있다. 마찬가지로 단자(21)로부터의 전하는 저항(201)을 통해 커패시터(202) 안으로 흐른다. 전하 커패시터(202)는 저항(201)을 통해 전하가 더이상 흐르지 않게 되는 시간까지 값이 꾸준히 증가할 것이다. 이때 게이트 단자(204) 및 소스 단자(205) 사이의 전위차는 이 장치의 임계값보다 더 음의 값이고, 채널은 사라지고, 매우 작은 임계값이하의 전류만이 소스와 드레인 사이에서 흐른다.
많은 다른 유사한 회로가 스타트 회로(200)의 정전 용량으로 구현될 수 있다. 스타트 회로(200)는 별개의, 비디지털(non-digital) 및 비자성(nonmagnetic) 부품으로 구성된다는 장점을 갖는다. 그러나, 일부 실시예에서, 스타트 회로(200)는 디지털 및 자성 부품을 포함할 수 있다. 게다가, 일부 실시예에서는, 스타트 회로(200)가 일차 측면 회로의 다른 부분에 연결될 수 있다. 예를 들어, 드레인 단자(206)는 파워 스위치 디바이스(32)의 공동 게이트 단자(31)에 대신에 연결될 수 있다. 이 경우, 스타트 회로(200)는 P-채널 MOSFET(203)을 대신하는 N-채널 MOSFET를 사용할 수 있다.
도9를 살펴보면, 압전 변환기(100)의 동작은 전술된 바와 같이 스타트 회로(200)에 의해 시작된다. 공동 게이트 입력 단자(31)에서 전압 신호를 수신하도록 시작되면, 정현파 전압 게이트 신호는 파워 스위치 디바이스(32)를 구동한다. 본 발명 유지시, 파워 스위치 디바이스(32)는 한 쌍의 상보형 트랜지스터 디바이스를 포함하는 하프-브리지(half bridge) 스위치 토폴로지를 포함한다. 예시된 실시예에서, 스위치(41a)는 p-채널 MOSFET이고 스위치(41b)는 상보형 n-채널 MOSFET이다. 스위치(41a)가 열리면 풀다운(pull down) 저항(38a)은 단자(31)의 게이트 구동 전압을 공동 그라운드 값(22)까지 끌려가도록 한다. 저항(38a)은 높은 값(>10MΩ)이다. 스위치(41b)가 열리면 풀업(pull up) 저항(38b)은 단자(31)에서 게이트 구동 전압이 단자(21)의 dc 전압 레벨(Vcc)까지 끌려가도록 한다. 저항(38b)은 높은 값(>10MΩ)이다. 스위치(41a)의 드레인 단자 및 스위치(41b)의 드레인 단자는 모두 매우 작은 값으로 절연된 인덕터(231a, 231b)에 각각 연결된다. 회로에서 매우 작은 값으로 절연된 인덕터의 장점은 임의의 표준 브리지 토폴로지에 의해 달성할 수 있는 것보다 더욱 안전한 계산 회로에서 파워 스위치 디바이스(32)가 동작하도록 하기 위해 스위치 부품 사이에 커패시턴스 절연을 제공하는 것이다. 하프-브리지 사전 회로의 공동 출력은 단자(31)에 보이는 동일한 주파수 및 대략적으로 Vcc의 진폭의 전압 펄스열(pulse train)을 제공하기 위한 것이다. 압전 변환기 디바이스(100)의 절연된 3차 부품의 공동 전극(+ve) 및 공동 전극(-ve)은, 이 실시예에서 그 출력이 (정현파) 전기 파라미터에 기반하여 압전 변환기 디바이스의 2차 측면을 취하는 이 제어 파라미터들에 의해 제공되는 로직 엔진을 포함하는, 적응형 반응 네트워크 컨트롤러(51)에 입력으로서 연결된다. 2차 내부 컨트롤 파라미터는 압전 변환기(100)의 두번째 절연된 3차 부품(3)의 공동 전극(+ve)에 의해 제공된다. 이 컨트롤 입력들은 가변 내부 인덕터(35) 및 가변 내부 리액턴스 회로(115)의 값을 조정한다. 이 회로 쌍(35, 115)은 내부 Q-개선 병렬 대역 통과 LC 탱크를 구성하는데, 가변 내부 인덕터(35)의 등가 인덕턴스(Lequ) 및 등가 커패시턴스(Cequ) 둘 다 및 내부 리액턴스 회로는 각각 조정가능한 파라미터이다. 8a 및 8b로부터의 컨트롤 입력은 가변 내부 리액턴스 회로(115)의 스위치의 어느 서브셋이 닫힌 상태이며, 어느 것이 가변 내부 리액턴스 회로의 등가 값(Cequ)을 제공하기 위해 선택된 해당 커패시턴스 서브셋의 병렬 결합을 가능하도록 열린 상태인지를 결정한다.
도10을 살펴보면, 압전 변환기(100)의 동작은 전술된 바와 같이 스타트 회로(200)에 의해 개시된다. 풀-브리지 구현 예에서, 스타트 회로(200)는 232에서 회로에 접속한다. 스타트 회로는 전류 펄스가 압전 변환기(100)를 개시하도록 허용한다. 일단 개시된 압전 변환기(100)는 각각 포인트(232, 233)에서 지점에서 참조하는 동안 위상 전압 신호를 31 및 61로 전달한다.저항(38a 및 38b, 68a, 68b)은 각각의 하프-브리지 상보형 MOSFET 쌍의 게이트 신호에 대해 전압 기준을 제공한다. 이것은 압전 변환기(100)의 3차 부품(3, 5)을 통한 효과적인 스위칭을 위한 MOSFET(41a, 41b, 71a, 71b)의 적합한 바이어싱을 허용한다. 이제 압전 변환기(100)에 의해 배달된 전압 신호는 압전 변환기(100)의 3차 부품(3, 5)으로부터 MOSFET(41a, 41b, 71a, 71b)의 활성 구동을 시작한다. MOSFET 쌍을 구동함으로써 Vcc의 진폭과 동일한 진폭에서 단자(31, 61)의 주파수에 해당하는 전압 펄스 열은 각각의 절연 인덕터(231a/231b 또는 232a/232b)를 통해 전달된다. 압전 변환기(100)의 절연된 3차 부품(4)의 공동 (+ve) 전극 및 공동 (-ve) 전극은, 이 실시예에서, 그 출력이 (정현파) 전기 파라미터에 기반하여 압전 변환기(100)의 2차 측을 취하는 이 제어 파라미터들에 의해 제공되는 로직 엔진을 포함하는, 적응형 반응 네트워크 컨트롤러(51)에 입력으로서 연결된다. 이 쌍(35 및 102, 65 및 105)은 각각의 브리지에 대한 내부 Q-개선 병렬 대역 통과 LC 탱크를 구성하는데 여기에서 내부 반응성 회로(115/35 및 105/35)의 등가 인덕턴스(Lequ) 및 등가 커패시턴스(Cequ)는 조정가능한 파라미터이다. .내부 탱크 회로의 등가 값 Cequ를 제공하기 위해 선택된 커패시턴스 값의 해당 서브셋의 병렬 결합을 가능하게 하기 위해, 적응형 반응 네트워크 컨트롤러(51)에서 냉방으로 8a 및 8b로부터의 컨트롤 입력은 스위치(36, 66)의 어느 서브셋이 닫힌 상태이고 어느 것이 개방 상태인지를 선택적으로 결정한다. 또한 동일한 컨트롤 입력(8a, 8b)은 적응형 반응 네트워크 컨트롤러(51)에서의 계산을 통해, 35 및 65의 인덕턴스 값을 능동적으로 컨트롤할 수 있다. 도10에 묘사된 실시예에서, 3차 부품(3, 5)은 각각 개재되는 회로 부품 없이, 컨트롤 노드(60)와 함께 게이트 구동 노드(61)로, 그리고 컨트롤 노드(30)와 함께 게이트 구동 노드(31)로의 각각의 루프 접속을 허용하도록 별도로 절연된다.
도10에 예시된 실시예는 상보형 하프-브리지 MOSFET 셋을 포함한다. 각각의 브리지는 교차 방식으로 압전 변환기(100)를 통해 Vcc(21)로부터 통과하도록 다른 허용 전류로부터 반대 위상으로 동작한다. 이 실시예의 중요한 장점은 압전 변환기(100)가 체험한 전위이 상당히 증가한다는 사실인데, 예를 들면, 설정된 Vcc 레벨에서 전력 처리량이 효과적으로 두 배로 증가한다는 것이다.
내장된 적응 네트워크 컨트롤러(51) 블록에 대한 다른 실시예는 압전 변환기(100)의 탭 전극의 임의의 서브 셋으로부터 전압 또는 전류 입력의 다른 조합에 의해 가능해져 1차(구동), 2차(출력) 및 임의의 절연된 3차 부품을 포함할 수 있다.
도11a를 참고하면, 압전 변환기(100)의 동작은 스타트 회로에 의해 개시될 것이다. 도10의 실시예에 존재하는 것과 같은, 스타트 회로가 추정되고, 따라서 도시되지 않는다. 다음 설명은 정상 상태 동작에 대해 다룬다. 탭(30)을 기준으로, 탭(31)에서의 전압 전위은 정현파 신호이다. 탭(31)에서의 전압 전위은 탭(5b)에서의 전압 전위과 동일하게 선택되고, 이것은 3차 부품(3)에 유도된 기계적 응력 주파수와 동일한 주파수지만 정확히 반대 위상으로 존재하는 탭(31)에서의 전위 전압 파형을 제공한다. 그러나, 이것은 이 기계적 주파수 파형을 초래하는 1차(입력) 측을 가로질러 인가된 전위 전압이다. 이것은 반응성 네트워크, 예를 들어 LC 회로, 및 지면에 연결된 탭(7b)의 출력 측에 연결된 탭(7a) 사이의 전위차에 의해 표시된다. 이것은 3차 부품(3)이 압전 변환기(100)의 1차 부품(1)으로부터 전기적으로 절연되는 것을 요구한다는 점에 주목하라. 3차 부품(3)이 비-절연된 경우, 압전 변환기(100)의 1차 부품(1)이 기준 지면이기 때문에, 압전 변환기(100)의 3차 부품(3)으로부터 지점(31) 또는 지점(71) 중 하나로의 전기적 접속은 단락(short circuit) 조건을 생성한다.
탭(31) 및 탭(30) 사이의 전위차가 (+ve) 게이트 턴온(turn on) 전압 레벨(예를 들어, +1.2V)을 초과하는 경우, 탭(30) 및 탭(31) 사이의 전위차가 (+ve) 게이트 턴온 전압 레벨 이하로 떨어지는 경우 중단시킬 펄스 발생을 개시할 것이다. 마찬가지로, 탭(30) 및 탭(31) 사이의 전위차가 (-ve) 게이트 턴온 전압 레벨(예를 들어, -1.2V) 이하로 떨어지는 경우, 탭(30) 및 탭(31) 사이의 전위차가 (+ve) 게이트 턴온 전압 레벨 위로 상승하는 경우 중단될 펄스 발생을 개시할 것이다. 이 교대 순서는 대략 21의 진폭 Vcc인 단자(30)와 지면(22) 사이에 발생하도록 펄스 열을 생성한다. 이 펄스 열은 이제 탭(7a) 및 탭(7b)(= 공동 그라운드(22)) 사이의 전위차에 대해 반대 위상으로 유사하게 존재해야 한다. 전압 전위 파형이 탭사이의 위상 차이에 반대 위상으로, 반대로 탭(30) 및 지면 사이의 전위과 반대 위상으로 존재하기 때문에, 펄스 열 파형은 이제 탭(30) 및 공동 그라운드(22)를 가로질러 얻어지는 이전의 전위차 파형과 위상이 일치한다. 이제 회로는 탭(5a 및 5b) 사이의 전위차로서 생성되는 주파수를 따르도록 동작하지만, 공동 그라운드를 기준으로 탭(30)에서 얻어진 전위을 갖는 위상으로 존재한다.
이제 압전 변환기(100)의 동작 기계 주파수의 변동을 야기하기 위해 일부 동작 변화가 존재한다고 가정한다. 예를 들어, 기계적 공진을 바꾸기 위해 전기 출력 탭(10a 및 10b)에서 부하 조건의 변화가 있다고 가정하자. 부하의 변화는 이제 압전 변환기(100)의 행동 변화를 야기할 것이다. 이것은 도11b에 예시된 바와 같은 전기 회로로서 압전 변환기(100)의 통상적인 단일 브랜치 모델 표시중 하나를 고려함으로써 최상으로 표시될 수 있다. 입력 및 출력 유전체 커패시턴스(401 및 402)는 일정하게 유지되지만, 부하(406)의 변화, 또는 다른 가변 파라미터가 발생하여 내부 기계적 값(403, 404, 405)를 이제 리셋하는 새로운 모델을 요구할 것이다. 이 새로운 값들은 압전 변환기(100)의 기계적 공진 값에 대응할 것이다. 이 값들은 이제 도11a 안으로 삽입되어 5a(-ve) 및 5b(+ve)의 전위차 사이의 주파수 이동을 야기하도록 작용할 것이다. 조정된 주파수에서의 파형은 탭(30)을 기준으로 게이트 단자 입력(31)에서의 전위 입력으로서 작용하여 30에서 보이는 것처럼 펄스 열 출력이 31을 기준으로 파형 주파수에서 유사하게 조정되도록 한다. 30에서의 주파수 조정 펄스 열은 공동 그라운드(22)를 기준으로 탭(7a)에서의 출력 전압 신호가 정현파 파형인 반응성(LC) 회로(102)의 입력으로서 적용한다. 이 정현파 파형의 주파수는 탭(30) 및 탭(31) 사이의 전위차로 보이는, 그러나 정확하게 반대 위상으로 보이는 조정을 위한 것으로, 탭(5b) 및 탭(5a) 사이의 전위차에 의해 나타나는 조정 주파수 파형과 위상이 정확하게 일치한다.
도12를 살펴보면, 이 동작은 도11a의 동작을 모방하는데, 도11a의 전력 브리지 실시예의 높은 측의 전력 출력이 압전 변환기(100)의 입력 1차 부품(1)의 구동측의 전극(7a 및 7b)에 대신에 직접 결합된다.
도13을 살펴보면, 압전 변환기(100)의 동작은 전술된 바와 같이 스타트 회로(200)에 의해 개시될 것이다. 도13의 풀-브리지 실시예에서, 스타트 회로(200)는 30에서 회로와의 접점을 갖는다. 스타트 회로(200)는 압전 변환기(100)을 개시하기 위해 전류 펄스를 하용한다. 일단 개시된 압전 변환기(100)는, 각각 지점(30 및 60)을 기준으로 기준으로 하지만, 위상 전압 신호의 출력을 31 및 61로 전달한다. 저항(38a 및 38b, 68a 및 68b)는 각각의 하프-브리지 상보형 MOSFET 쌍의 게이트 신호에 대한 전압 기준을 제공한다. 이것은 압전 변환기(100)의 3차 부품(3, 5)을 통해 효과적인 스위칭하기 위한 MOSFET(41a, 41b, 61a, 61b)의 적합한 바이어싱을 허용한다. 압전 변환기(100)에 의해 전달된 전압 신호는 이제 압전 변환기(100)의 3차 부품(3 및 5)로부터 MOSFET(41a 및 41b, 71a 및 71b)의 능동 구동을 시작한다. MOSFET 쌍을 구동함으로써, Vcc의 진폭과 동일한 진폭에서 단자(31 및 61)의 주파수에 있는 해당 전압 펄스 열은 각각의 절연 인덕터(231a/231b 또는 232a/232b)을 통해 전달된다. 반응성 회로(102 및 105)는 압전 변환기(100)의 1차 부품 (1, 입력)에 대한 공진 구동 조건을 생성한다. 102 및 105의 유도성 부품(73 및 83) 및 용량성 부품(70 및 90)은 응용을 위한 주파수 및 특정 부하 조건에 대해 크기가 정해진다.
도14를 살펴보면, 이 동작은 도13의 동작을 모방하는데, 여기에서 도13의 풀-브리지 실시예의 높은 측 전력 출력은 압전 변환기(100)의 입력 1차 부품(1)의 구동측의 전극(7a 및 7b)에 직접 결합된다. 이 실시예는 상보형 하프-브리지 MOSFET 셋으로 구성된다. 각각의 브리지는 교대 방식으로 압전 변환기(100)를 통해 Vcc(21)로부터 전류가 통과하도록 허용하는 다른 것과 반대 위상으로 동작한다. 이 실시에의 장점은 압전 변환기(100)가 체험한 전위이 상당히 증가한다는 사실인데, 예를 들면 하프-브리지 실시예와 비교하여 일정한 레벨에서 전력 처리량이 효과적으로 두배로 증가한다는 것이다.
도11 내지 도14에 표시된 실시예는 출력 전류 또는 전압 변동률과 같은 추가 기능을 제공하기 위해 도9 및 도10에 표시된 바와 같이, 하나 이상의 추가적인 제 3 탭을 추가로 포함할 수 있다.
본 발명은 그러나 많은 상이한 형태로 구현될 수 있고 여기에 언급된 실시예 및 프로토타입 보기에 국한되게 구성되지 않아야 하며, 그 보다는 여기에 언급된 실시예는 이 명세서가 빈틈없게 완성되도록 하기 위해 제공되고, 당업자에게 본 발명의 범주를 충분히 전달할 것이다. 첨부된 도면은 본 발명의 실시예 및 프로토타입 보기를 예시한다.
위에 사용된 "대체로", "일반적으로", 및 정도를 나타내는 다른 단어들은 수정된 특징으로부터 허용가능한 변화를 표시하기 위한 상대적인 수식어이다. 이것은 수정하려는 특성 또는 절대적인 값에 국한하기 위한 것이 아니라 오히려 물리적 또는 기능적 특성의 반대, 및 바람직하게는 접근하거나 근사치를 갖는 물리적 또는 기능적 특성 이상을 처리하기 위한 것이다. "대체로"는 부품 제조를 위해 존재하는 제작 공차의 존재를 반영하기 위해 사용된다.
이 게시물에 기반하여, 당업자는 "동일한", "일치하는" 및 다른 유사한 단어의 사용이 이러한 종류의 제품에 대한 일반적 공차를 반영하기 위해 제작하는 동안 부각될 수 있는 차이를 포함한다는 것을 이해할 것이다.
당업자는 전술된 예시적이고 대체 실시예의 다양한 적용 및 수정이 본 발명의 범주 및 정신을 벗어나지 않고 구성될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 따라서, 첨부된 주장의 범주내에서, 본 발명은 여기에 특정하게 기재된 것과 다르게 실행될 수 있다는 것을 이해할 것이다.

Claims (16)

  1. 내부 컨트롤러의 출력 사이에 연결된 내부 적응형 반응 회로로서, 상기 컨트롤러는 압전 변환기의 1차 부품 및 내부 적응형 반응 회로의 회로 등가 반응 값을 조정할 수 있는, 내부 적응형 반응 회로;
    적응형 반응 회로의 출력에 전극이 연결된 1차측 부품을 갖는 압전 변환기로서, 2차 측상의 전기 부하를 나타내는 전기 회로에 전극이 연결되는 2차 측 단자를 갖고, 다수의 별개의 3차 부품을 더 갖는, 압전 변환기;
    절연된 3차 단자로의 접속과 내부 반응성 회로 사이에 배치된 내부 컨트롤러로서, 상기 컨트롤러는 압전 변환기의 전극 위치로부터 직접적인 입력 신호 측정이 가능한, 내부 컨트롤러;
    절연된 3차 단자에 연결된 외부 출력 컨트롤 또는 레귤레이터 회로;
    반도체 스위치 부품 사이의 커패시턴스의 연결을 끊기 위해 직렬로 연결된 압전 변환기 및 절연 인덕터의 절연된 3차 부품의 전극에 직접적으로 연결된 게이트 단자의 입력을 각각 갖는 하나 이상의 반도체 스위치 부품으로 구성되는 파워 스위치 블록으로서, 상기 절연 인덕터는 게이트 단자에 연결된 절연된 3차 부품의 반대편 탭에 연결되는, 파워 스위치 블록; 및
    상기 인덕터에 의해 상기 스위치가 과다구동되는(overdriven) 것을 방지하기 위해 상기 절연 인덕터 및 상기 스위치에 대해 전기적으로 연결된 한 쌍의 다이오드로서, 상기 다이오드는 적어도 상기 스위치 부품만큼 큰 항복(breakdown) 전압을 갖는, 한쌍의 다이오드를 포함하고,
    압전 변환기의 상기 3차 부품은 서로 전기적으로 및 전기화학적으로(galvanically) 절연되고, 상기 3차 부품 각각은 하나 이상의 3차 단자를 포함하고,
    상기 압전 변환기는 내부 적응 컨트롤러 또는 레귤레이터에 연결된 적어도 하나의 3차 단자를 갖고,
    상기 압전 변환기는 상기 컨트롤러 또는 레귤레이터의 출력 측에 연결된 적어도 하나의 3차 단자를 갖고,
    상기 압전 변환기는 파워 스위치 블록의 출력과 컨트롤러 사이에 위치하는 전기 도관상의 위치에 전기적 탭중 하나를 연결하는 3차 단자 중 적어도 하나를 갖고 다른 전기적 탭은 하나 이상의 전력 스위칭 디바이스의 게이트에 직접 연결되는 dc-ac 전압 레벨 이동 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    절연된 3차 탭의 전극으로부터 상기 파워 스위치 블록의 반도체 부품의 입력 게이트까지의 직접적인 연결 사이에 수동(passive) 네트워크가 배치되는 dc-ac 전압 레벨 이동 회로.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 내부 반응성 회로는
    파워 스위치 어셈블리의 출력 측과 내부 적응 컨트롤러 사이에 연결하기 위해 배치된 별개의 3차 단자의 출력 탭 및 내부 적응 컨트롤러에 연결된 압전 변환기의 한 쌍 이상의 전극으로부터의 가변 신호 출력의 기능으로서 값을 변화시키는 가변 인덕터 어셈블리;
    적응형 반응 회로의 등가 커패시턴스의 서브셋을 선택적으로 결합하기 위해 선택 게이트 및 선택 로직을 이용하는 커패시터 분주기 어셈블리를 이용하는 dc-ac 전압 레벨 이동 회로.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 절연 인덕터는 회로 보드의 일부로 사용가능한 미량 원소(trace element)인 dc-ac 전압 레벨 이동 회로.
  5. 제 1 항에 있어서,
    압전 변환기의 1차 부품에만 연결된 이산 전기 부품을 포함하는 초기 펄스 발생기를 포함하고,
    상기 펄스 발생기는 압전 변환기의 1차 부품 측 안으로, 압전 변환기 디바이스의 기계적 주파수에서의 정현파 신호로서 2차 및 3차 부품에서 반사되는, 초기 펄스 파형을 제공하는 dc-ac 전압 레벨 이동 회로.
  6. 제 1 항에 있어서,
    내부 적응형 반응 회로의 값은 고정되고, 내부 적응 컨트롤러 회로 및 압전 변환기의 3차 접속은 불필요하고, 상기 내부 반응성 회로는 입력으로서 절연 인덕터의 출력 및 반응성 회로 압전 변환기의 하나 이상의 절연된 3차 부품의 직접적인 출력를 갖고, 상기 내부 반응성 회로의 출력은 압전 변환기의 1차 부품에 셀프-조정 구동 신호 파형을 제공하는 dc-ac 전압 레벨 이동 회로.
  7. 제 1 항에 있어서,
    제로 전압 스위칭을 구현하는 dc-ac 전압 레벨 이동 회로.
  8. 제 1 및 제 2 전극을 갖는 1차 측 부품, 제 1 및 제 2 전극을 갖는 2차 측 부품, 및 제 1 및 제 2 전극을 갖는 적어도 하나의 3차 부품을 포함하는 압전 변환기;
    하나 이상의 스위치를 포함하는 전력 브리지로서, 각각의 스위치는 상기 3차 부품의 제 2 전극에 직접 연결된 게이트 단자를 갖고, 상기 3차 부품의 제 1 전극은 상기 전력 브리지의 하나 이상의 스위치에 대한 기준에 연결되는, 전력 브리지;
    전력 브리지 출력에 연결되는 상기 1차 측 부품의 제 1 전극 및 지면 단자에 연결되는 상기 1차 측 부품의 제 2 전극을 포함하고,
    상기 전력 브리지는 공동 소스 구성에 연결된 제 1 및 제 2 반도체 스위치를 포함하고 상기 압전 변환기의 3차 부품은 1차 및 2차 측 부품으로부터 전기적으로 절연되는 압전 변환기 회로.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 1차 측 부품과 직렬로 연결된 반응성 네트워크를 더 포함하는 압전 변환기 회로.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 반응성 네트워크는 하나 이상의 직렬 인덕터 및 하나 이상의 병렬 커패시터를 포함하는 압전 변환기 회로.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 반응성 네트워크는 하나 이상의 병렬 커패시터를 포함하는 압전 변환기 회로.
  12. 삭제
  13. 제 8 항에 있어서,
    제 1 및 제 2 반도체 스위치를 바이어싱하기 위한 수단을 더 포함하는 압전 변환기 회로.
  14. 제 8 항에 있어서,
    제 1 반도체 스위치는 P-채널 MOSFET이고 제 2 반도체 스위치는 N-채널 MOSFET이고, 상기 압전 변환기 회로는 P-채널 MOSFET 및 N-채널 MOSFET의 소스 단자와 직렬로 각각 연결된 제 1 및 제 2 인덕터를 더 포함하는 압전 변환기 회로.
  15. 제 1 및 제 2 전극을 갖는 1차 측 부품, 제1 및 제2 전극을 갖는 2차 측 부품, 그리고 복수의 3차 부품을 포함하는 압전 변환기로서, 각각의 3차 부품은 제 1 및 제 2 전극을 갖는, 압전 변환기;
    상기 1차 측 부품의 제1 전극에 연결된 출력을 갖는 반응성 회로;
    상기 복수의 3차 부품 중 첫 번째 것과 상기 반응성 회로에 연결된 적응 컨트롤러로서, 상기 적응 컨트롤러는 상기 복수의 3차 부품 중 첫 번째 것으로부터의 입력에 대응하여 상기 반응성 회로의 리액턴스를 조정하는, 적응 컨트롤러;
    하나 이상의 스위치를 포함하는 전력 브리지로서, 각각의 스위치는 상기 복수의 3차 부품 중 두 번째 것의 제 2 전극에 직접 연결되는 게이트 단자를 갖고, 상기 복수의 3차 부품 중 두 번째 것의 제 1 전극은 상기 전력 브리지의 하나 이상의 스위치에 대한 기준에 절연하기 위한 수단 사이에 연결되는, 전력 브리지;
    하나 이상의 스위치의 커패시턴스를 절연하기 위한 수단으로서, 상기 수단은 상기 전력 브리지 및 상기 적응 컨트롤러 사이에 직렬로 연결되는, 커패시턴스 절연 수단; 및
    전력 브리지 출력에 연결되는 상기 1차 측 부품의 제 1 전극 및 지면 단자에 연결되는 상기 1차 측 부품의 제 2 전극을 포함하는 압전 변환기 회로.
  16. 제 15 항에 있어서,
    절연하기 위한 상기 수단의 출력에 연결된 스타트 회로를 더 포함하고, 상기 스타트 회로는 상기 압전 변환기를 초기에 여기(勵起)시키기 위해 임펄스를 인가하는 압전 변환기 회로.
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015153798A1 (en) * 2014-04-01 2015-10-08 Qortek, Inc Galvanic isolated ceramic based voltage sensors
JP6528391B2 (ja) * 2014-11-25 2019-06-12 セイコーエプソン株式会社 液体吐出装置、ヘッドユニット、容量性負荷駆動用集積回路装置および容量性負荷駆動回路
CN106329925B (zh) * 2016-09-23 2019-08-02 宁波大学 一种双向直流功率变换器
DE102019107238A1 (de) * 2019-03-21 2020-09-24 Relyon Plasma Gmbh Vorrichtung und Bauelement zur Erzeugung einer hohen Spannung oder hohen Feldstärke

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070086217A1 (en) 2005-10-17 2007-04-19 Monolithic Power System, Inc. DC/AC convert for driving cold cathode fluorescent lamp
US20100296316A1 (en) * 2007-06-11 2010-11-25 Power Systems Technologies Gmbh Piezoelectric converter with primary regulation and associated piezoelectric transformer

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2830274A (en) 1954-01-04 1958-04-08 Gen Electric Electromechanical transducer
US2969512A (en) 1960-02-17 1961-01-24 Clevite Corp Piezoelectric ceramic resonators
US3689781A (en) * 1969-11-22 1972-09-05 Denki Onkyo Co Ltd Voltage transforming devices utilizing piezoelectric elements
US3764848A (en) 1972-03-15 1973-10-09 Venitron Corp Piezoelectric starter and ballast for gaseous discharge lamps
DE3566759D1 (en) * 1984-08-07 1989-01-12 Siemens Ag Power supply with free oscillating forward converter and electrically insolated control loop
US5118982A (en) 1989-05-31 1992-06-02 Nec Corporation Thickness mode vibration piezoelectric transformer
JP3064458B2 (ja) 1991-04-02 2000-07-12 日本電気株式会社 厚み縦振動圧電磁器トランスとその駆動方法
JP2792524B2 (ja) 1992-03-13 1998-09-03 日本電気株式会社 圧電トランスコンバータ
JP2809147B2 (ja) 1995-08-30 1998-10-08 日本電気株式会社 圧電トランス駆動回路
JPH10164848A (ja) * 1996-11-26 1998-06-19 Matsushita Electric Works Ltd 電力変換装置
TW356618B (en) * 1997-01-16 1999-04-21 Nippon Electric Co AC/DC converter with a piezoelectric transformer
JPH1131856A (ja) 1997-07-10 1999-02-02 Mitsui Chem Inc 圧電トランス用圧電基板の支持構造およびそれを備えた圧電トランス
US5872419A (en) 1997-09-04 1999-02-16 Motorola Inc. Piezoelectric transformer with voltage feedback
JP3067715B2 (ja) 1997-10-31 2000-07-24 日本電気株式会社 圧電トランスの駆動装置
US6016052A (en) * 1998-04-03 2000-01-18 Cts Corporation Pulse frequency modulation drive circuit for piezoelectric transformer
AU4209299A (en) 1998-11-09 2000-05-29 Richard Patten Bishop Dc-ac converter circuit using resonating multi-layer piezoelectric transformer
JP3061043B2 (ja) 1998-12-11 2000-07-10 日本電気株式会社 電源回路
US6331748B1 (en) 1998-12-21 2001-12-18 Dongil Technology Ltd. Driving circuit of a piezo-ceramic transformer capable of controlling an input voltage and a dimming control method thereof
US6362559B1 (en) 1999-02-12 2002-03-26 Face International Corp. Piezoelectric transformer with segmented electrodes
US6738267B1 (en) 1999-10-19 2004-05-18 Alcatel Switched power supply converter with a piezoelectric transformer
DE10018229B4 (de) * 2000-12-04 2005-05-19 Friwo Gerätebau Gmbh Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstroms und/oder der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils
TWI263397B (en) * 2004-01-20 2006-10-01 Delta Electronics Inc Single stage A/D converter with piezo transformer
US7202649B2 (en) 2004-08-25 2007-04-10 Qortek, Inc. High frequency switch circuit
US8368286B2 (en) * 2008-02-15 2013-02-05 Noliac A/S Resonant power converter comprising a matched piezoelectric transformer
US8659921B2 (en) 2009-08-28 2014-02-25 General Electric Company Power supply with a piezoelectric transformer and method for power conversion
DE102010023342A1 (de) * 2010-06-10 2011-12-15 Osram Opto Semiconductors Gmbh Leuchtdiodenanordnung und Leuchtmittel insbesondere mit solch einer Leuchtdiodenanordnung
TWI458146B (zh) * 2011-12-30 2014-10-21 Champion Elite Co Ltd Piezoelectric drive circuit with zero voltage switching

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070086217A1 (en) 2005-10-17 2007-04-19 Monolithic Power System, Inc. DC/AC convert for driving cold cathode fluorescent lamp
US20100296316A1 (en) * 2007-06-11 2010-11-25 Power Systems Technologies Gmbh Piezoelectric converter with primary regulation and associated piezoelectric transformer

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