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KR102009200B1 - 보조 lc 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법 - Google Patents

보조 lc 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법 Download PDF

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KR102009200B1
KR102009200B1 KR1020170084460A KR20170084460A KR102009200B1 KR 102009200 B1 KR102009200 B1 KR 102009200B1 KR 1020170084460 A KR1020170084460 A KR 1020170084460A KR 20170084460 A KR20170084460 A KR 20170084460A KR 102009200 B1 KR102009200 B1 KR 102009200B1
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switch
battery
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최우진
덕 홍 트란
Original Assignee
숭실대학교산학협력단
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Abstract

본 발명은 좁은 스위칭 주파수 범위에서 고효율의 배터리 충전 애플리케이션을 위한 정전류(CC) 모드 충전 및 정전압(CV) 모드 충전을 구현한 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법에 관한 것으로, 1차측권선과 2차측권선을 포함하여 전압 변환을 수행하는 변압부; 3차권선을 통해 상기 변압부에 연결되는 보조LC공진부; 상기 1차측권선과 연결되며, 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00538
) 내지 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00539
)를 포함하는 제1풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 상기 변압부에서 변압된 입력전원을 출력 커패시터로 전달하는 제1변환부; 및 입력 전원을 공급하는 배터리와 연결되며, 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00540
) 내지 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00541
)를 포함하는 제2풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 입력 전원을 상기 2차측권선으로 전달하는 제2변환부를 포함한다.

Description

보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법{Bidirectional Converter with Auxiliary LC Resonant Circuit and Operating Method thereof}
본 발명은 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 좁은 스위칭 주파수 범위에서 고효율의 배터리 충전 애플리케이션을 위한 정전류(CC) 모드 충전 및 정전압(CV) 모드 충전을 구현한 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법에 관한 것이다.
전기 자동차들(EVs)에 대한 수요는 환경친화적인 특성들, 더 높은 효율 및 정숙성과 같은 상당한 장점들로 인해 전 세계적으로 급속하게 증가하고 있다. EVs의 중요한 기능들 중 하나는, EV 내의 배터리로부터의 전력을 수요 요청에 따라 전력망으로 전송하는, V2G 동작일 수 있다. V2G 특징을 사용하기 위하여, 전기 자동차들은 양방향 DC-DC 컨버터를 수반하는 양방향 AC-DC 컨버터로 구성된 양방향 충전기를 요구한다. DC-DC 컨버터는 충전 모드 도중에 전력망에서 배터리로, 방전 모드에서는 배터리에서 전력망으로의 양방향 전력 흐름을 처리할 수 있다. 많은 양방향 DC-DC 컨버터 토폴로지들이 제안되었다. 이들의 주요 목표들은, 자성 및 필터 구성 요소의 크기, 비용이 줄어들 수 있도록, 넓은 범위의 부하 변동에 대해 전력 스위치들의 소프트 스위칭을 달성하고, 고주파수로 작동시키는 것이다.
한국공개특허 제10-2013-0013092호(2013.02.06.)는 고압 또는 저압에서 전력의 흐름과 관계없이 양방향 모두 대칭적인 동일한 회로 구조를 가지며 CLLC 공진 구조를 어느 방향으로든 얻으므로 높은 입, 출력 전압 이득이 주파수에 의해 자유롭게 얻을 수 있는 대칭형 양방향 공진형 컨버터에 관하여 기재되어 있는데, 입력 직류 전원을 승압 또는 강압 직류 변환하기 위한 대칭형 양방형 공진형 컨버터에 있어서, 제1 브릿지 회로와 제2 브릿지회로 사이에 결합된 제1공진회로, 변압기, 제2공진회로를 포함하고, 상기 제1 브릿지 회로의 출력 양단 사이에, 제1인덕터와 제1커패시터로 이루어진 상기 제1공진회로를 연결하되, 상기 제1인덕터, 상기 변압기의 일차측 코일, 및 상기 제1커패시터를 직렬연결시키며, 상기 제2 브릿지 회로의 입력 양단 사이에, 제2인덕터와 제2커패시터로 이루어진 상기 제2공진회로를 연결하되, 상기 제2인덕터, 상기 변압기의 이차측 코일, 및 상기 제2커패시터를 직렬연결시킨 구조를 포함하고, 상기 제1 브릿지 회로를 통해 전압방향을 일정 주기로 변화시켜 상기 제1공진회로 입력하고, 상기 제2 브릿지 회로를 통해 정류된 공진 전압을 생성하거나, 상기 제 2브릿지 회로를 통해 전압방향을 일정 주기로 변화시켜 상기 제2공진회로 입력하고, 상기 제1 브릿지 회로를 통해 정류된 회생전압을 생성하는 것을 특징으로 한다. 기재된 기술에 의하면, 경부하에서 전부하에 이르기까지 일정한 소프트 스위칭을 통해 회로의 고효율화가 가능하고 전력전달 방향에 관계없이 동일한 회로 구조를 가지므로 설계가 용이하고 제어기구조가 전력방향에 관계없이 동일하며 사용하는 공진소자의 값들이 절연 변압기의 입력과 출력이 동일하도록 환산할 경우 같은 값이므로 설계와 구현이 간단해질 수 있다.
한국등록특허 제10-1000561호(2010.12.06.)는 변압기의 이차측에 LC 공진 회로부의 공진 커패시터보다 작은 커패시터 값을 갖는 별도의 커패시터를 추가함으로써, 공진 전류 초반에 전류가 부하단이 아닌 추가된 커패시터를 통해 흐르면서 일차측 공진 전류를 급격히 상승시킬 수 있게 되고, 이에 대략 사다리꼴 형태를 갖는 전류 파형을 얻을 수 있는 바, 기존의 사인파 형태의 전류보다 동일 주파수로 운전되는 경우 실효 전류를 증대시킬 수 있는 직렬 공진형 컨버터에 관하여 기재되어 있는데, 기재된 기술에 의하면, 직류 전압을 교번적으로 스위칭하여 교류 전압으로 변환하는 복수의 스위치를 포함하는 스위칭부와; 상기 스위칭부에 연결되어 직렬 접속된 공진 인덕터와 공진 커패시터의 공진 현상을 이용해 스위칭부에서 전달되는 교류 전압의 주파수 특성을 변환하는 LC 공진 회로부와; 상기 LC 공진 회로부에 연결된 일차측 권선, 및 상기 일차측 권선과 소정의 권선비로 구비되는 이차측 권선을 포함하는 변압기와; 상기 변압기의 이차측에 변압기와 병렬로 연결되는 이차측 커패시터와; 상기 변압기의 이차측에 유기된 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 복수의 정류 다이오드를 포함하는 브리지 정류 회로부와; 상기 각 스위치에 연결된 역병렬 다이오드의 도통 상태를 감지하여 역병렬 다이오드의 도통 시점에서 상기 스위치를 턴온시키기 위한 턴온 게이트 신호를 출력하도록 된 게이트 구동 회로부;를 포함하며, 상기 게이트 구동 회로부는, 펄스 전압 신호가 입력되는 입력단에 연결되는 제1저항과; 상기 입력단에 제1저항과 병렬로 연결되어 입력단을 통해 인가되는 턴온 펄스 전압에 의해 충전되는 커패시터와; 상기 입력단과 커패시터의 출력단, 스위칭부의 스위치에 연결되는 출력단의 게이트 연결단에 각각 소스, 게이트, 드레인이 연결되어 구비되는 반도체 스위치와; 상기 반도체 스위치의 드레인과 출력단의 게이트 연결단 사이에 연결되는 제3저항과; 상기 입력단에 제1저항 및 커패시터)를 매개로 연결되어 전류 도통 경로를 형성하는 제4저항을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같은 종래의 위상 시프트 풀-브리지(PSFB) 컨버터는 고출력 응용에서 가장 널리 사용되는 토폴로지이다. 이 컨버터는 제로-전압 천이 특징에 의해 전력 변환 효율을 향상시킬 수 있다. 그러나 이 컨버터는 EMI 잡음, 정류기 다이오드들에 대한 높은 응력 전압과 같은 넓은 부하 범위에 대해 몇 가지 문제점들을 겪는다. 또한 전체 부하에 대해 ZVS(Zero Voltage Switching, 제로 전압 스위칭)를 달성하기 위하여, 큰 누설 인덕턴스를 규정해야 한다. 이는 증대된 듀티 사이클 손실을 초래하여, 컨버터 효율 감소를 초래한다. 컨버터의 성능을 향상시키기 위하여, 스위치들의 전압 응력을 억제하기 위한 무손실, 스너버(snubbers) 또는 능동 클램프 회로들을 사용함으로써 많은 풀-브리지 제로 전류 스위칭 DC-DC 컨버터가 개발되었다. 그러나 추가적인 스너버 회로들은 크기, 비용 및 복잡성이 증가하여, 토폴로지가 고출력 전압 애플리케이션에 적합하지 않게 한다.
우수한 성능, 즉 전체 1차 전력 스위치, 매우 높은 주파수 동작, 낮은 EMI, 간단한 제어, 고효율 및 적은 부품 수를 위한 소프트 스위칭 특징을 갖는 공진 컨버터는 양방향 애플리케이션을 위한 매력적인 후보가 된다. 넓은 전압 범위의 애플리케이션을 위한 대부분의 공진 컨버터는 LLC 공진 풀-브리지 컨버터이다. 이 컨버터는 부하 변동에 관계없이 모든 1차 스위치에 대해 완전한 제로 전압 스위칭 범위를 달성할 수 있다. 작은 전류 턴-오프는 큰 자화 인덕턴스 설계로 달성될 수 있다. 그러나, LLC 공진 컨버터는 그들 자신의 단점을 갖는다. 방전 모드에서 자화 인덕턴스는 브리지 전압과 병렬이어서, 토폴로지를 직렬 공진 컨버터(SRC)로 변환시킨다. 동작 주파수가 직렬 공진 주파수로부터 멀어져 용량성 영역에서 동작하게 함에 따라 SRC의 효율은 상당히 감소한다.
현재 개발된 양방향 풀-브리지 CLLC 공진 컨버터는 짝수 방전 모드에서 제로 전압 스위칭을 달성하기 위해 2차 측의 LC 회로를 사용함으로써 V2G 시스템을 위하여 도입되었다. 그러나 이러한 토폴로지는 넓은 범위의 출력 전압의 애플리케이션을 요구하는 배터리 충전기 애플리케이션에 적용할 때, 많은 도전 과제에 직면한다. 자화 인덕턴스는 정전류(CC) 모드 충전에서 원하는 출력 전압 범위를 생성하기 위하여 충분히 작아야 할 필요가 있다. 이것은 높은 턴 오프 전류를 야기하여, 1차 측 스위치들의 높은 스위칭 손실을 초래한다. 또한 스위칭 주파수는 넓은 부하 변동에 따라 크게 변한다. 이는 1차 스위치들에서 높은 순환 전류를 야기하고, 전력 변환 효율이 감소시키고, 시스템을 최적화하기 어렵게 한다.
턴-오프 전류를 줄이기 위해, LLC 공진 컨버터에 추가적인 LC 회로를 사용하는 방법이 제안되었다. 주파수를 통해 가변 인덕터로 작동하는 LC 회로는 자화 인덕턴스와 병렬로 연결된다. 따라서, 더 높은 유효 인덕턴스가 생성된다. 결과적으로 1차 측 스위치들은 작은 턴-오프 전류로 거의 ZCS(Zoro Current Switching, 제로 전류 스위칭) 조건을 달성할 수 있는 반면, 출력 전압 이득은 넓은 부하 변동 동안 충전하기 위하여 여전히 넓게 유지한다. 그러나 이러한 토폴로지는 또한 단방향 토폴로지이고, 따라서 V2G 애플리케이션 시스템에 적용하기에 적합하지 않다.
한국공개특허 제10-2013-0013092호 한국등록특허 제10-1000561호
본 발명의 일측면은 유효 자화 인덕턴스를 증가시키기 위하여 보조 LC 공진회로를 3차 권선에 추가하여 좁은 스위칭 주파수 범위에서 고효율의 배터리 충전 애플리케이션을 위한 정전류(CC) 모드 충전 및 정전압(CV) 모드 충전을 구현한 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법을 제공한다.
본 발명의 기술적 과제는 이상에서 언급한 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터는, 1차측권선과 2차측권선을 포함하여 전압 변환을 수행하는 변압부; 3차권선을 통해 상기 변압부에 연결되는 보조LC공진부; 상기 1차측권선과 연결되며, 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00001
) 내지 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00002
)를 포함하는 제1풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 상기 변압부에서 변압된 입력전원을 출력 커패시터로 전달하는 제1변환부; 및 입력 전원을 공급하는 배터리와 연결되며, 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00003
) 내지 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00004
)를 포함하는 제2풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 입력 전원을 상기 2차측권선으로 전달하는 제2변환부를 포함하며, 상기 제1변환부 또는 상기 제2변환부는, 배터리를 충전시키는 배터리충전모드 또는 배터리를 방전시키는 배터리방전모드로 동작한다.
일 실시 예에서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00005
에서 상기 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00006
) 및 상기 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00007
)가 제로 전류 스위칭(Zero Current Switching) 조건 하에서 턴-오프(Turned-Off) 되는 제1배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00008
)를 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00009
에서 상기 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00010
) 및 상기 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00011
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-온(Turned-On) 되는 제2배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00012
)를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00013
에서 상기 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00014
) 및 상기 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00015
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-오프 되고, 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00016
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00017
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-온 되는 제3배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00018
)를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00019
에서 상기 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00020
) 및 상기 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00021
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-오프 되며, 상기 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00022
) 및 상기 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00023
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-온 되는 제4배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00024
)를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00025
에서 상기 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00026
) 및 상기 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00027
)가 제4배터리충전모드에서 생성된 제로 전류 스위칭으로 턴-온 되는 제5배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00028
)를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00029
에서 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00030
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00031
)가 제로 전류 스위칭 조건으로 턴-오프 되고, 상기 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00032
) 및 상기 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00033
)가 제로 전압 스위칭 조건으로 턴-온 되는 제6배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00034
)를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00035
에서 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00036
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00037
)가 턴-오프 되는 제1배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00038
)를 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00039
에서 상기 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00040
) 및 상기 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00041
)가 턴-온 되고, 상기 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00042
) 및 상기 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00043
)가 제로 전류 스위칭 조건으로 턴-오프 되는 제2배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00044
)를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00045
에서 공진이 정지되어 상기 제2변환부로의 전력 전달이 중단되는 제3배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00046
)를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00047
에서 상기 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00048
) 및 상기 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00049
)가 턴-오프 되며, 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00050
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00051
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-온 되는 제4배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00052
)를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00053
에서 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00054
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00055
)가 턴-온 되는 제5배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00056
)를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00057
에서 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00058
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00059
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-오프 되는 제6배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00060
)를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터의 구동 방법은 전압의 변환을 수행하는 변압부가 1차측권선과 2차측권선을 포함하고,3차권선을 통해 상기 변압부에 보조LC공진부가 연결되며, 상기 1차측권선과 연결되는 제1변환부가 제1풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 상기 변압부에서 변압된 입력전원을 출력 커패시터로 전달하며, 입력 전원을 공급하는 배터리와 연결되는 제2변환부가 제2풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 입력 전원을 상기 2차측권선으로 전달하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터의 구동 방법에 있어서, 상기 제1변환부 또는 상기 제2변환부는 배터리를 충전시키는 배터리 충전 모드 또는 배터리를 방전시키는 배터리 방전 모드로 구동된다.
일 실시 예에서, 상기 배터리 충전 모드는, 상기 제1풀-브리지회로 또는 상기 제2풀-브리지회로를 구성하는 스위치들의 턴-온 또는 턴-오프에 대응하여 제1배터리충전모드 내지 제6배터리충전모드로 구동될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 배터리 방전 모드는, 상기 제1풀-브리지회로 또는 상기 제2풀-브리지회로를 구성하는 스위치들의 턴-온 또는 턴-오프에 대응하여 제1배터리방전모드 내지 제6배터리방전모드로 구동될 수 있다.
상술한 본 발명의 일측면에 따르면, 종래의 양방향 컨버터에 비해 우수한 전력 효율 성능을 제공할 수 있으며, 모든 스위치에서 소프트 스위칭을 보장하며, 1차 측의 제로 전류 스위칭 및 순환 손실을 최소화함으로써 개선할 수 있으며, 요구되는 전압 이득은 작은 자화 인덕턴스를 채택함으로써 여전히 충족되어, 좁은 주파수 범위에서 작동하는 것을 허용할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 2는 도 1에 있는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터의 AC 등가 회로도이다.
도 3은 도 2에 있는 유효 자화 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00061
)를 나타낸 회로도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 양방향 컨버터의 유효 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00062
)와 CLLC 컨버터의 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00063
)의 임피던스를 나타낸 그래프이다.
도 5는 본 발명의 입력 임피던스의 위상을 나타낸 그래프이다.
도 6은 본 발명의 CLLC 공진 컨버터의 입력 임피던스의 위상을 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 전압 이득 및 출력 전류를 나타낸 그래프이다.
도 8은 본 발명의 정전류(CC) 모드 충전의 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00064
)에서의 동작을 나타낸 회로도이다.
도 9는 본 발명의 정전압(CV) 모드 충전의 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00065
)에서의 동작을 나타낸 회로도이다.
도 10은 본 발명의 방전 모드를 위한 등가 회로를 나타낸 회로도이다.
도 11은 본 발명의 방전 모드에서의 입력 임피던스의 전압 이득 및 위상을 나타낸 그래프이다.
도 12는 본 발명의 낮은 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00066
)에서 2차 측 스위치의 전류를 나타낸 그래프이다.
도 13은 본 발명의 보조 LC 회로를 사용하는 양방향 CLLC 공진 컨버터의 동작 모드를 나타낸 회로도이다.
도 14는 본 발명의 정전압(CV) 및 정전류(CC) 모드 충전에서 제안된 공진 컨버터의 주요파형을 나타낸 그래프이다.
도 15는 본 발명의 정전압(CV) 모드 충전에서 보조 LC 회로를 사용하는 양방향 CLLC 공진 컨버터의 동작 모드를 나타낸 회로도이다.
도 16은 본 발명의 방전 모드에서 제안된 공진 컨버터의 주요 파형을 나타낸 그래프이다.
도 17은 본 발명의 보조 LC 회로를 사용하는 양방향 CLLC 공진 컨버터의 동작 모드를 나타낸 회로도이다.
도 18은 본 발명의 충전 도중에 EV 배터리의 정전류(CC)/정전압(CV) 충전 프로파일 및 배터리의 등가 임피던스를 나타낸 그래프이다.
도 19는 본 발명의 컨버터를 위한 전압 및 전류 파형을 나타낸 그래프이다.
도 20은 본 발명의 컨버터의 DC 출력 전압 및 전류 파형을 나타낸 그래프이다.
도 21은 본 발명의 충전 모드에서 동작하는 컨버터에 대한 전력 스테이지의 측정된 효율을 나타낸 그래프이다.
도 22는 본 발명의 PM에서 동작하는 컨버터의 손실 분석한 그래프이다.
도 23은 본 발명의 방전 모드에서 동작하는 컨버터에 대한 전압 및 전류 파형을 나타낸 그래프이다.
도 24는 본 발명의 PM 내에서 컨버터의 DC 출력 전압 및 전류 파형을 나타낸 그래프이다.
도 25는 본 발명의 상이한 배터리 전압에 대한 전력 스테이지의 측정된 효율을 나타낸 그래프이다.
도 26은 본 발명의 방전 모드에서 동작하는 컨버터에 대한 손실 분석한 그래프이다.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예와 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하, 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터를 나타낸 회로도이다.
구체적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터는, 변압부(100), 보조LC공진부(200), 제1변환부(300) 및 제2변환부(400)를 포함한다.
변압부(100)는, n:1의 권선비를 갖는 1차측권선과 2차측권선을 포함하여 전압 변환을 수행하며, 1차측권선의 일단에 제1공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00067
)(111)의 일단이 연결되고, 제1공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00068
)(111)의 타단에 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00069
)(112)의 일단이 연결되며, 2차측권선의 일단에 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00070
)(121)일단이 연결되고, 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00071
)(121)의 타단에 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00072
)(122)의 일단이 연결된다.
보조LC공진부(200)는, 권선비 m을 제공하는 3차권선을 통해 변압부(100)에 연결되며, 3차권선의 일단에 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00073
)(201)의 일단이 연결되고, 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00074
)(201)의 타단에 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00075
)(202)의 일단이 연결된다.
제1변환부(300)는, 1차측권선과 연결되며, 제1풀-브리지회로(310)의 스위칭 동작에 따라 변압부(100)에서 변압된 입력전원을 출력 커패시터로 전달한다.
일 실시 예에서, 제1풀-브리지회로(310)는, 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00076
)(311) 내지 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00077
)(314)를 포함할 수 있다.
제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00078
)(311)는, 일단이 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00079
)의 일단 및 출력 커패시터에 연결되며, 타단이 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00080
)(112)의 타단 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00081
)(313)의 인달에 연결된다.
제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00082
)(312)는, 일단이 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00083
)(311)의 일단 및 출력 커패시터에 연결되고, 타단이 1차측권선의 타단 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00084
)(314)에 연결된다.
제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00085
)(313)는, 일단이 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00086
)(112)의 타단 및 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00087
)(311)의 타단에 연결되고, 타단이 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00088
)(314)의 타단 및 출력 커패시터에 연결된다.
제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00089
)(314)는, 일단이 1차측권선의 타단 및 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00090
)(312)의 타단에 연결되며, 타단이 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00091
)(313)의 타단 및 출력 커패시터에 연결된다.
제2변환부(400)는, 입력 전원을 공급하는 배터리와 연결되며, 제2풀-브리지회로(410)의 스위칭 동작에 따라 입력 전원을 2차측권선으로 전달한다.
일 실시 예에서, 제2풀-브리지회로(410)는, 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00092
)(411) 내지 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00093
)(414)를 포함할 수 있다.
제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00094
)(411)는, 일단이 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00095
)(412)의 일단 및 입력 커패시어터에 연결되고, 타단이 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00096
)(122)의 타단 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00097
)(413)의 일단에 연결된다.
제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00098
)(412)는, 일단이 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00099
)(411)의 일단 및 입력 커패시터에 연결되며, 타단이 2차측권선의 타단 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00100
)(413)의 일단에 연결된다.
제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00101
)(413)는, 일단이 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00102
)(122)의 타단 및 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00103
)(411)의 타단에 연결되고, 타단이 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00104
)(414)의 타단 및 입력 커패시터에 연결된다.
제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00105
)(414)는, 일단이 2차측권선의 타단 및 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00106
)(412)의 타단에 연결되며, 타단이 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00107
)(413)의 타단 및 입력 커패시터에 연결된다.
상술한 바와 같은 구성을 가지는 조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터는, 별도의 보조LC공진부(200)가 추가적인 권선을 통해 변압부(100)에 연결된다는 점을 제외하면, 토폴로지 관점에서 CLLC 공진 컨버터와 거의 유사하다. 도 1에서 볼 수 있는 바와 같이, 제1변환부(300)의 스위치들은 입력 DC 전압을 변압기를 통해 전달하기 위해 준-구형파 AC로 변환하는 고주파 풀-브리지 인버터를 형성하는 반면, 제2변환부(400)의 스위치들은 고주파 교류를 AC를 DC 출력 전압으로 변환하는 정류기로서 작용한다. 결과적으로, 본 출원발명 컨버터의 AC 등가 회로도가 도 2에 도시되었다.
본 발명에서, n:1의 권선비를 갖는 변압기(Tr)인 변압부(100)는 1차 측과 2차 측 사이의 갈바니 절연을 제공하며, 변압부(100)의 자화인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00108
), 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00109
)(112), 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00110
)(122), 제1공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00111
)(111), 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00112
)(121), 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00113
)(202) 및 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00114
)(201)는 공진 탱크를 구성를 구성한다.
제1공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00115
)(111) 및 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00116
)(121)는 자동 자속 평형(flux balancing)을 행하는데 참여하고, 각각 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00117
)(112)와 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00118
)(122)와 공진한다. 보조LC공진부(200)는 스위치의 제로 전류 스위칭을 달성하기 위해 등가 자화 인턱턴스(
Figure 112017063734780-pat00119
)를 더 크게 만들기 위해 다른 권선비 m을 제공하는 3차 권선을 통해 삽입된다. 따라서, 스위치의 턴-오프 전류는 상당히 감소되며, 등가 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00120
)는 수학식 1과 같이 표현된다.
Figure 112017063734780-pat00121
수학식 1에서,
Figure 112017063734780-pat00122
는 스위칭 주파수이고,
Figure 112017063734780-pat00123
, 및
Figure 112017063734780-pat00124
이다.
본 발명의 실시예에 따른 경우의 유효 자화 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00125
)를 설명하면 다음과 같다.
도 2에 도시된 AC 등가 회로의 자화 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00126
), 유효 자화 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00127
) 및 입력 입피던스(
Figure 112017063734780-pat00128
) 공식은 다음의 수학식 2 내지 수학식 4와 같이 유도된다.
도 3은 도 2에 있는 유효 자화 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00129
)를 나타낸 도면이다.
Figure 112017063734780-pat00130
Figure 112017063734780-pat00131
Figure 112017063734780-pat00132
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터의 유효 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00133
)와 CLLC 컨버터의 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00134
)의 임피던스를 나타낸 도면이다.
도 4를 참조하며, 자화 인덕턴스와 병렬인 보조 회로를 사용함으로써, 유효 자화 임피던스는 자화 인덕턴스보다 훨씬 크다. 수학식 1로부터, 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00135
)가 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00136
)에서
Figure 112017063734780-pat00137
및
Figure 112017063734780-pat00138
와 공진하도록 설계되면, 유효 자화 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00139
)는 무한대가 됨을 알 수 있다.
유효 자화 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00140
)의 이점을 이해하기 위하여, 주파수에 따른 입력 임피던스의 위상 그래프가 사용된다. 큰 유효 자화 인덕턴스에 의해, 본 발명은, 이후 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00141
)에서 제로 위상 각도 조건(ZPA)을 달성할 수 있는 반면, 공진 CLLC 컨버터는 도 5 및 도 6에 도시된 바와 같이 큰 위상을 갖는 유도 영역에서 동작한다.
CLLC 공진 컨버터에서, 주 손실 성분은 1차 스위치들 내의 하드 스위칭 턴-오프 손실 및 순환 전류이다. 그러나 자화 인덕턴스는 정전류(CC) 모드와 방전 모드에서도 역시 제로 전압 스위칭 조건과 넓은 필요한 범위의 전압 이득을 얻기 위하여 충분히 작아야 할 필요가 있다. 이는 1차 측 스위치에서 높은 턴-오프 전류와 큰 순환 전류를 야기한다. 결과적으로, 종래의 CLLC 공진 컨버터에서 고효율 및 고전압 이득 사이에 절충이 존재한다.
반대로, 본 발명은, 또한 작은 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00142
)을 채택함으로써 고전압 이득을 제공하지만, 큰 유효 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00143
)의 상당한 진보와 함께 작은 턴-오프 전류 및 순환 전류를 달성할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 경우의 전압 이득 특성을 설명하면 다음과 같다.
1차 고조파 근사를 사용하여, 배터리 충전 모드에서 본 발명의 전압 이득(M)은 수학식 5와 같이 얻어진다.
Figure 112017063734780-pat00144
컨버터에 대한 전압 이득과 출력 전류 대 동작 스위칭 주파수 곡선이 도 7에 도시되었다. 컨버터의 이득은 부하와 관계없이 공진 주파수(ω0)에서 1이기 때문에 배터리 탄화 애플리케이션에서 정전압(CV) 모드 충전을 위해 설계하는 것이 바람직하다. 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00145
)에서 컨버터의 전압 이득은 부하 변동에 따라 변한다. 그러나 출력 전류는 일정하게 유지되고, 따라서 이러한 주파수에서 정전류(CC) 모드 충전을 동작시키는 것이 예상된다. 이득은
Figure 112017063734780-pat00146
과
Figure 112017063734780-pat00147
의 범위에서 부하 변동에 따라 변한다. 이 영역에서, 컨버터는 방전 모드를 위해 이를 사용한다.
본 발명의 실시예에 따른 경우의 정전류(CC) 충전 모드 구현을 설명하면 다음과 같다.
도 8에 도시된 바와 같이 정전류(CC) 모드에서의 단순화된 등가 회로는 키르히호프의 이론에 기초하여 분석된다. 회로에 대한 키르히호프 방정식은 수학식 6 내지 수학식 11과 같이 유도된다.
Figure 112017063734780-pat00148
Figure 112017063734780-pat00149
Figure 112017063734780-pat00150
Figure 112017063734780-pat00151
Figure 112017063734780-pat00152
Figure 112017063734780-pat00153
수학식 11로부터 충전 전류(
Figure 112017063734780-pat00154
)가 부하에 관계없이 거의 일정하며, 전류 크기가 입력 전압과 자화 인덕턴스 값에 의존한다는 것을 알 수 있다.
Figure 112017063734780-pat00155
과
Figure 112017063734780-pat00156
가 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00157
)에서 0을 달성하므로, 출력 전류(
Figure 112017063734780-pat00158
)는 오로지 유효 자화 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00159
)와 입력 전압(
Figure 112017063734780-pat00160
)에 의존한다.
도 7은 부하의 변화에 따라 주파수를 통한 평균 출력 전류 값을 도시한다. 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00161
)에서 출력 전류는 등가 부하 저항(
Figure 112017063734780-pat00162
)의 변화에 따라 일정하게 유지된다. 따라서 이 주파수에서 정전류(CC) 모드를 구현하는 것이 적합하다.
또한 시스템의 입력 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00163
)는 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00164
)에서 실수이고, 따라서 제로 위상 각도 조건은 수학식 12와 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112017063734780-pat00165
본 발명의 실시예에 따른 정전압(CV) 충전 모드의 구현을 설명하면 다음과 같다.
도 9에 도시된 정전압(CV) 모드에서의 단순화된 등가 회로는 키르히호프 이론에 기초하여 분석된다. 따라서 회로에 대한 키르히호프 방정식은 수학식 13과 같이 유도된다.
Figure 112017063734780-pat00166
Figure 112017063734780-pat00167
수학식 14 및 도 9의 도시로부터, 충전 전압(
Figure 112017063734780-pat00168
)은 부하에 관계없이 거의 일정하다. 공진 주파수에서
Figure 112017063734780-pat00169
이면 충족될 수 있다. 그러면 충전 전압(
Figure 112017063734780-pat00170
)는 반사된 출력 전압(
Figure 112017063734780-pat00171
)와 동일하고, 이는 정전압(CV) 모드 충전의 구현을 가능케 한다. 이 경우 제안된 시스템의 입력 임피던스는 이 경우 수학식 15와 같이 계산된다.
Figure 112017063734780-pat00172
입력 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00173
)가 수학식 15에서와 같이 부하(
Figure 112017063734780-pat00174
)의 함수이기 때문에,
Figure 112017063734780-pat00175
에 의해 결정된
Figure 112017063734780-pat00176
의 위상은,
Figure 112017063734780-pat00177
의 값이 충분히 크면 거의 0이 된다. 따라서 본 설계의 가장 중요한 양상은 유효 자화 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00178
)를 최대화하는 것이다. 주파수(
Figure 112017063734780-pat00179
)에서
Figure 112017063734780-pat00180
및
Figure 112017063734780-pat00181
를 갖는 커패시터(
Figure 112017063734780-pat00182
)의 공진 주파수를 선택함으로써,
Figure 112017063734780-pat00183
의 최대값을 만들고 ZPA 조건을 달성하는 것이 가능하다.
본 발명의 실시예에 따른 방전 모드의 구현을 설명하면 다음과 같다.
도 11은 방전 모드에서 제안된 컨버터의 전압 이득을 도시한 것으로, 이 모드에서 컨버터는 공진 주파수
Figure 112017063734780-pat00184
및
Figure 112017063734780-pat00185
사이에서 동작한다. 종래의 CLLC 컨버터와 동일하게, 원하는 전압 이득 및 작은 주파수 변동을 충족시키기 위하여 작은 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00186
)가 요구된다. 도 11에 도시된 바와 같이, 입력 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00187
)의 위상은 유도성이어서, 컨버터는 2차 측 스위치를 위한 제로 전압 스위칭 조건을 달성할 수 있다.
도 12는 본 발명 및 종래의 CLLC 공진 컨버터의 2차 측 전류의 파형을 도시한 것으로, CLLC 컨버터에서. 순환 전류는 자화 인덕턴스 전류(
Figure 112017063734780-pat00188
)의 피크 값과 동일하다. 그러나 자화 인덕턴스는 넓은 전압 이득을 얻기 위하여 충분히 작아야 하는 것이 요구된다. 결과적으로, 자화 전류(
Figure 112017063734780-pat00189
)의 피크 값은 상당히 커지고, 이에 의해 도 12의 (b)에 도시된 종래의 컨버터에서 큰 순환 전류를 야기한다.
본 발명의 경우, 순환 전류는 총 전류(
Figure 112017063734780-pat00190
)의 피크 값과 동일하다. 그러나 전류(
Figure 112017063734780-pat00191
)는 자화 인덕턴스 전류(
Figure 112017063734780-pat00192
)와 반대 값을 갖는다. 그러므로, 순환 전류는 도 12의 (a)에 도시된 바와 같이, 작고 항상
Figure 112017063734780-pat00193
보다 낮다.
상술한 바와 같은 구성을 가지는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터에서, 변압부(100)의 자화인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00194
), 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00195
)(112), 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00196
)(122), 제1공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00197
)(111), 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00198
)(121), 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00199
)(202) 및 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00200
)(201)는 공진 탱크를 구성할 수 있다.
본 발명의 다른 실시 예에 따른 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터는, 제1변환부(300) 또는 제2변환부(400)는 배터리를 충전시키는 배터리 충전 모드 또는 배터리를 방전시키는 배터리 방전 모드로 구동될 수 있다.
일 실시 예에서, 배터리 충전 모드는, 제1풀-브리지회로(310) 또는 제2풀-브리지회로(410)를 구성하는 스위치들의 턴-온 또는 턴-오프에 대응하여 제1배터리충전모드 내지 제6배터리충전모드로 구동될 수 있다.
일 실시 예에서, 배터리 방전 모드는, 제1풀-브리지회로(310) 또는 제2풀-브리지회로(410)를 구성하는 스위치들의 턴-온 또는 턴-오프에 대응하여 제1배터리방전모드 내지 제6배터리방전모드로 구동될 수 있다.
상술한 바와 같은 구성을 가지는 조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터는, 배터리 충전 모드에서, 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00201
)(311) 내지 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00202
)(314)가 제어되고, 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00203
)(411) 내지 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00204
)(414)는 정류 다이오드로서 작용한다. 방전 모드에서, 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00205
)(311) 내지 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00206
)(314)의 보디 다이오드가 브리지 정류기 회로서 작용하는 동안, 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00207
)(411) 내지 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00208
)(414)은 조절된다.
본 발명에서는, 분석의 복잡성을 회피하기 위하여, 1) 모든 반도체 스위치들은 보디 다이오드들 및 출력 커패시터들(
Figure 112017063734780-pat00209
)이 없는 이상적인 구성요소로 간주되며, 2) 모든 커패시터와 인덕터의 기생 저항은 무시한다는 가정 하에 설명하기로 한다.
본 발명의 다른 실시 예에 따른 보조 LC 공진 회로 구동 방법의 정전류 동작은 스위칭 기간 동안 6개의 모드를 갖는다. 정전류(CC) 모드를 위한 주요 파형들과 전류 경로들이 도 13에 도시되었다. 이 모드에서, 수학식 16에 나타난 바와 같이 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00210
)에서 동작한다.
Figure 112017063734780-pat00211
도 13(a)에 도시된 제1배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00212
)는, 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00213
)(312) 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00214
)(313)가
Figure 112017063734780-pat00215
에서의 제로 전류 스위칭(Zero Current Switching) 조건 하에서 턴-오프(Turned-Off) 되며, 제2변환부(400)로 전력이 전송되지 아니하며, 1차측전류(
Figure 112017063734780-pat00216
)가 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00217
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00218
)(314)의 출력커패시터를 방전시킨 후 제로 전압 스위칭 조건 하에서 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00219
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00220
)(314)의 보디 다이오드(body diode)를 통과할 수 있다.
도 15(a)에 도시된 제1배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00221
)는, 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00222
)(312) 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00223
)(313)가 자화 전류(
Figure 112017063734780-pat00224
)및 보조 전류(
Figure 112017063734780-pat00225
)의 합인 작은 전류로 턴-오프 된다. 이들 2가지 전류는 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00226
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00227
)(314)의 출력 커패시터를 방전시킨다. 방전 과정 이후, 1차 전류(
Figure 112017063734780-pat00228
)는 보디 다이오드를 통해 전도되어, 스위치가 제로 전압 스위칭 조건 하에서 동작하게 한다. 이 모드에서는 2차 측 정류 회로 어떠한 전력도 전달되지 않는다.
도 13(b)에 도시된 제2배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00229
)는,
Figure 112017063734780-pat00230
에서 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00231
)(312) 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00232
)(313)가 제로 전류 스위칭으로 턴-온(Turned-On) 되며, 1차측전류(
Figure 112017063734780-pat00233
) 및 전압 소스(
Figure 112017063734780-pat00234
)의 방향이 마이너스에서 플러스로 변경되며, 전력이 변압부(100), 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00235
)(411) 및 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00236
)(414)를 통해 배터리로 전송될 수 있다.
무시할 수 있는 데드-타임(dead time) 기간을 가정하여, 1차 전류(
Figure 112017063734780-pat00237
)는 수학식 17과 같이 얻을 수 있다.
Figure 112017063734780-pat00238
수학식 17에서,
Figure 112017063734780-pat00239
이며, 각 성분들은 수학식 18과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112017063734780-pat00240
위 식에서,
Figure 112017063734780-pat00241
은 변압기 권선 양단의 전압이고,
Figure 112017063734780-pat00242
은
Figure 112017063734780-pat00243
의 양단의 전압이며,
Figure 112017063734780-pat00244
는 스위칭 주기이다. 또한 자화 전류(
Figure 112017063734780-pat00245
)및 보조 전류(
Figure 112017063734780-pat00246
)는 수학식 19 내지 수학식 21과 같이 유도될 수 있다.
Figure 112017063734780-pat00247
Figure 112017063734780-pat00248
수학식 20에서,
Figure 112017063734780-pat00249
상술한 제2배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00250
)는, 1차 전류(
Figure 112017063734780-pat00251
)가 자화 전류(
Figure 112017063734780-pat00252
)및 보조 전류(
Figure 112017063734780-pat00253
,(
Figure 112017063734780-pat00254
))의 총 전류에 도달할 때 종료될 것이고, 이는 1차 측으로부터 2차 측으로 전력을 전달하는 공진 동작의 종료를 의미한다. 동작하는 컨버터가
Figure 112017063734780-pat00255
에서 동작할 때, Δ는 0과 같다.
도 15(b)에 도시된 제2배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00256
)는,
Figure 112017063734780-pat00257
에서, 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00258
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00259
)(314)는, 제로 전압 스위칭 조건으로 턴-온 된다. 전력은 변압부(100) 및 2차 정류기 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00260
)(411) 및 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00261
)(414)를 통해 배터리로 전달된다. 1차전류(
Figure 112017063734780-pat00262
)와 전압원(
Figure 112017063734780-pat00263
)은 방향을 음에서 양으로 변화시킨다.
도 13(c)에 도시된 제3배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00264
)는, 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00265
)(121)와 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00266
)(122) 와 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00267
)의 총합 사이의 공진은
Figure 112017063734780-pat00268
에서 종료되며, 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00269
)(411) 및 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00270
)(414)가 제로 전류 스위칭 조건으로 턴-오프 되는 반면, 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00271
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00272
)(413)가 제로 전압 스위칭 조건으로 턴-온 되며, 1차 전류는 수학식 22와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112017063734780-pat00273
수학식 22에서,
Figure 112017063734780-pat00274
이다.
도 15(c)에 도시된 제3배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00275
)는,
Figure 112017063734780-pat00276
에서, 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00277
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00278
)(314)는 거의 제로 전류 스위칭 조건으로 턴-오프 된다. 이 모드 동안의 동작은 제1배터리충전모드와 반대로 스위치 쌍이 변경되는 것과 유사하다. 1차 전류(
Figure 112017063734780-pat00279
)는 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00280
)(312) 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00281
)(313)의 출력 커패시터를 방전시키고, 이후 보디 다이오드를 통과한다. 이것은 이들 스위치가 제로 전압 스위칭 조건 하에서 턴-온 되게 한다.
도 13(d)에 도시된 제4배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00282
)는,
Figure 112017063734780-pat00283
에서 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00284
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00285
)(314)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-오프 되며, 1차측전류(
Figure 112017063734780-pat00286
)가 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00287
)(312) 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00288
)(313)의 출력 커패시터를 방전시킨 후 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00289
)(312) 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00290
)(313)의 보디 다이오드를 통과하여 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00291
)(312) 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00292
)(313)를 제로 전압 스위칭 조건 하에서 턴-온시킬 수 있다.
도 15(d)에 도시된 제4배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00293
)는,
Figure 112017063734780-pat00294
에서 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00295
)(312) 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00296
)(313)는 제로 전압 스위칭 조건으로 턴-온 된다. 컨버터는 변압부(100)와 2차 정류기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00297
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00298
)(413)를 통해 1차 측으로부터 배터리로 전력을 전달하기 시작한다. 1차전류(
Figure 112017063734780-pat00299
)와 전압원(
Figure 112017063734780-pat00300
)은 방향을 양에서 음으로 변경한다.
도 13(e)에 도시된 제5배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00301
)는,
Figure 112017063734780-pat00302
에서 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00303
)(312) 및 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00304
)(313)가 제4배터리충전모드에서 생성된 제로 전압 스위칭으로 턴-온 되며, 1차측전류(
Figure 112017063734780-pat00305
)와 전압 소스(
Figure 112017063734780-pat00306
)의 방향이 플러스에서 마이너스로 변경되고, 전력이 변압부(100), 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00307
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00308
)(413)를 통해 배터리로 전달될 수 있다. 이때, 1차 전류(
Figure 112017063734780-pat00309
)의 방향은 제2배터리충전모드의 방향과 반대이지만, 수학식 23에서과 같이 상이한 스위치 쌍을 갖는 동일한 동작 공식이다.
Figure 112017063734780-pat00310
도 13(f)에 도시된 제6배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00311
)는,
Figure 112017063734780-pat00312
에서 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00313
)(121)와 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00314
)(122)와 공진 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00315
)의 총합 사이의 공진이 시작하며, 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00316
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00317
)(413)가 제로 전류 스위칭 조건으로 턴-오프 되는 반면, 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00318
) (411)및 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00319
)(414)가 제로 전압 스위칭 조건으로 턴-온 될 수 있으며, 제3배터리충전모드의 방식과 같이, 1차 전류(
Figure 112017063734780-pat00320
)는 수학식 24와 같이 유도된다.
Figure 112017063734780-pat00321
수학식 24에서,
Figure 112017063734780-pat00322
이다.
정전압 동작에서 한 스위칭 주기 내에 4가지 동작 모드가 존재한다. 정전류(CC) 모드를 위한 주요 파형과 전류 경로가 도 14 및 도 15에 도시되었다. 컨버터는 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00323
)에서 동작한다.
Figure 112017063734780-pat00324
상술한 바와 같은 구성을 가지는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터는, 배터리를 방전시키는 배터리 방전 모드의 경우, 동작 주파수 범위가
Figure 112017063734780-pat00325
에서
Figure 112017063734780-pat00326
에 이르며, 제1배터리방전모드 내지 제6배터리방전모드의 6개의 모드로 구동될 수 있다.
도 17(a)에 도시된 제1배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00327
)는,
Figure 112017063734780-pat00328
에서 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00329
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00330
)(413)가 턴-오프 되며, 제2변환부(400)로 전력을 전달하지 아니하며, 2차측전류(
Figure 112017063734780-pat00331
)가 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00332
)(411) 및 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00333
)(414)의 출력 커패시터를 방전시킨 후 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00334
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00335
)(314)의 보디 다이오드를 통과할 수 있다.
도 17(b)에 도시된 제2배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00336
)는,
Figure 112017063734780-pat00337
에서 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00338
)(411) 및 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00339
)(414)가 턴-온 되며, 2차측전류(
Figure 112017063734780-pat00340
)가 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00341
)(411)를 통해 흐르며, 전력이 변압부(100)를 통해 출력단으로 전달하며, 2차측전류(
Figure 112017063734780-pat00342
)의 전류 방향이 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00343
)(411) 및 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00344
)(414)에 대응하여 플러스로 변경되며, 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00345
)(112)가 제1공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00346
)(111)와 공진하며, 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00347
)(122)가 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00348
)(121)와 공진하며, 2차측전류(
Figure 112017063734780-pat00349
)가
Figure 112017063734780-pat00350
및
Figure 112017063734780-pat00351
의 전류 총 합보다 항상 크며, 2차측전류(
Figure 112017063734780-pat00352
)가
Figure 112017063734780-pat00353
와
Figure 112017063734780-pat00354
의 합과 같은 경우 모드가 종료되며, 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00355
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00356
)(314)가 제로 전류 스위칭 조건으로 턴-오프 될 수 있다.
도 17(c)에 도시된 제3배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00357
)는,
Figure 112017063734780-pat00358
에서 공진이 정지되며, 전력이 더 이상 제2변환부(400)로 전달되지 아니하며, 전류(
Figure 112017063734780-pat00359
)가 0이 되어 출력 커패시터가 1차측전류(
Figure 112017063734780-pat00360
)에 의해 더 이상 충전되지 아니하며, 2차측전류(
Figure 112017063734780-pat00361
)가 모드 동안
Figure 112017063734780-pat00362
및
Figure 112017063734780-pat00363
의 합과 동일할 수 있다.
도 17(d)에 도시된 제4배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00364
)는,
Figure 112017063734780-pat00365
에서 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00366
)(411) 및 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00367
)(414)가 턴-오프 되며, 해당 모드 역시 휴지 지속 시간(Dead Time Duration)으로서 제1배터리방전모드와 유사하게 동작하나, 스위치 쌍의 방전 커패시턴스가 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00368
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00369
)(413)로 변경되며, 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00370
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00371
)(413)의 보디 다이오드를 통해 전도되는 2차측전류(
Figure 112017063734780-pat00372
)가 제로 전압 스위칭 조건 하에서 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00373
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00374
)(413)를 턴-온시킬 수 있다.
도 17(e)에 도시된 제5배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00375
)는,
Figure 112017063734780-pat00376
에서 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00377
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00378
)(413)가 턴-온 되며, 제2변환부(400)에서 제1변환부(300)로 전력을 전송하기 시작하며, 2차측전류(
Figure 112017063734780-pat00379
)의 전류 방향이 제2배터리방전모드와 반대이지만, 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00380
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00381
)(413)의 스위치 쌍과 동일한 연산식을 가질 수 있다.
도 17(f)에 도시된 제6배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00382
)는,
Figure 112017063734780-pat00383
에서 2차측전류(
Figure 112017063734780-pat00384
)가
Figure 112017063734780-pat00385
와
Figure 112017063734780-pat00386
의 총 전류에 도달된 후 공진 및 전력 전달이 중단되며, 변압부(100)를 통해 전력이 변환되지 않기 때문에 1차측전류(
Figure 112017063734780-pat00387
)가 0이 되며, 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00388
)(412) 및 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00389
)(413)가 제로 전류 스위칭 조건으로 턴-오프 될 수 있다.
상술한 분석과 같이, 배터리 방전 모드에서 제안된 컨버터와 종래의 CLLC 컨버터의 동작 원리는 EV 배터리로부터 생성되는 전체 입력 전압 범위에 걸쳐 동일하다. 따라서 본 발명에서 제안된 컨버터의 설계 절차는 종래의 CLLC 공진 컨버터와 유사하다. 1차 측의 제1공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00390
)(111) 및 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00391
)(112)와 2차 측의 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00392
)(121) 및 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00393
)(122) 및 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00394
)의 공진 탱크는 전압 이득의 범위에 대한 여유를 고려함으로써 설계된다. 반면, 보조 회로의 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00395
)(201) 및 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00396
)(202)는, 제로 전압 스위칭 영역 및 작은 제로 전류 스위칭 스위칭 손실을 달성하기 위하여, 유효 자화 인덕턴스(
Figure 112017063734780-pat00397
)를 최대화하도록 설계된다. 또한, 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00398
)는 정전류(CC) 모드 충전에서 일정한 출력 전류를 설계하기 위하여 선택된다.
먼저 유효 자화 인덕턴스를 설명하면 다음과 같다.
큰 유효 자화 인덕턴스는 작은 턴-오프 전류를 초래할 것이고, 이는 1차 측 스위치의 스위칭 손실을 감소시킨다. 그러므로 보조인덕터(
Figure 112018106215930-pat00399
)(202) 및 보조커패시터(
Figure 112018106215930-pat00400
)(201)는 유효 자화 인덕턴스(
Figure 112018106215930-pat00587
)를 최대화하기 위하여 수학식 26과 같이 설계된다.
Figure 112017063734780-pat00402
그러나 1차 측 전류는 휴지 시간 동안 1차 측 스위치의 출력 커패시터를 방전하기에 충분히 커야만 하고, 이 전류의 자화는 유효 자화 인덕턴스와 휴지 시간의 지속 기간에 의존한다. 따라서 1차 측의 제로 전압 스위칭은 유효 자화 인덕턴스, 스위치 출력 커패시터, 동작 스위칭 주파수 및 휴지 시간에 의존한다. 따라서, 유효 자화 인덕턴스(
Figure 112018106215930-pat00588
)는 수학식 27을 충족시키도록 설계된다.
Figure 112017063734780-pat00404
위 식에서,
Figure 112017063734780-pat00405
는 1차 스위치의 휴지 시간이고,
Figure 112017063734780-pat00406
는 스위치의 출력 커패시터이며,
Figure 112017063734780-pat00407
는 최대 동작 주파수이다.
다음으로 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00408
)(201)의 전압 응력을 설명하면 다음과 같다.
보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00409
)(201)의 전압 응력은 본 발명의 또 다른 제약 조건이다. 커패시터의 전압 응력은 수학식 28과 같이 계산된다.
Figure 112017063734780-pat00410
보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00411
)(201)는, 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00412
)(112) 및 제1공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00413
)(111)와 동일한 주파수에서 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00414
)(202)및
Figure 112017063734780-pat00415
과 공진한다. 그러나 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00416
)(112)의 값은 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00417
)(202)및
Figure 112017063734780-pat00418
보다 상당히 작다. 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00419
)(201)가 매우 작은 값으로 설계되면, 수학식 28과 같이 큰 전압 응력이 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00420
)(201)에서 생성된다. 그러므로 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00421
)(202)는 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00422
)(201)에서의 전압 응력을 줄이기 위하여 더 큰 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00423
)(201)를 만들기에 충분히 작게 설계되어야 한다. 본 발명에서, 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00424
)(202)는 자화 인덕터(
Figure 112017063734780-pat00425
)의 절반이 되도록 선택된다. 이는 본 발명의 성능을 저하시킬 수 있는 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00426
)(202)의 상당한 코어 손실을 회피할 뿐만 아니라 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00427
)(201)의 전압 응력을 작은 값으로 유지할 수 있다.
다음으로 정전류(CC) 모드에서 소프트 스위칭 조건을 설명하면 다음과 같다.
정전류(CC) 모드 충전에서, 컨버터는 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00428
)에서 동작한다. ZV제로 전류 스위칭를 달성하기 위하여, 시스템의 입력 임피던스는 0이 되도록 요구된다. 이는 1차전압(
Figure 112017063734780-pat00429
)이 1차 전류(
Figure 112017063734780-pat00430
)와 동위상인 것을 의미한다. 그러므로 정전류(CC) 모드에서의 공진 주파수는,
Figure 112017063734780-pat00431
에서 입력 임피던스(
Figure 112017063734780-pat00432
)의 위상을 0으로 만들기 위하여, 수학식 29와 같이 설계된다.
Figure 112017063734780-pat00433
제안된 컨버터의 유효성을 검증하기 위해 실험실에서 3.3kW 양방향 공진 프로토 타입이 구현되었다. 실험 컨버터는 배터리 전압을 나타내는 다음의 규격
Figure 112017063734780-pat00434
=380~400V,
Figure 112017063734780-pat00435
=250~420V로 구현되었다. 따라서 컨버터의 요구되는 전압 이득은 정전압(CV) 모드 충전에서 약 1.05이다. RM에서, 요구 전압 이득은 약 0.95~1.6이다. 직렬 공진 주파수는 따라서 60kHz로 설계된다. 토폴로지의 규격은 표 1에 상세하게 도시된다.
Figure 112017063734780-pat00436
DC-DC 컨버터는, 인버터 회로, 공진 네트워크 및 출력 필터 커패시터에 연결된 2차 풀-브리지 회로의 세 부분을 포함한다. 풀-브리지 회로에서, 사용되는 스위칭 디바이스는 FCH76N60이다. 표 2에 도시된 바와 같이, 전체 유효 면적(
Figure 112017063734780-pat00437
=570m2)을 갖는 변압기 PQ 72/54가 변압기(
Figure 112017063734780-pat00438
)를 설계하기 위하여 사용되는 반면, 변압기 PQ 5050은 두 개의 직렬 인덕터를 위해 채택된다. 코일의 공진 보상을 위해, B32653 및 B32654의 필름 커패시터가 고려된다. 제안된 컨버터의 설계 파라미터는 표 2에 상세하게 나열되었다.
Figure 112017063734780-pat00439
먼저, 전력 공급 모드에서의 컨버터의 동작을 설명하면 다음과 같다.
전력 공급 모드에서, 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00440
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00441
)(314)는 고주파 인버터로서 작용하는 반면, 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00442
)(411) 내지 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00443
)(414)의 보디 다이오드는 정류기 다이오드로서 작용한다. 전력 공급 모드에서 배터리의 충전 프로파일이 도 18에 도시되었다. 정전류(CC) 모드 충전 도중에, 출력 전류는 낮은 배터리 전압에 대해 7.85A를 유지한다. 다음 스테이지인 정전압(CV) 모드에서, 출력 전압이 420V의 최대 전압으로 유지되는 동안 충전 전류는 감소된다.
완전한 부하 조건 하에서 2가지 모드 충전을 위해 배터리 충전 모드에서 동작하는 컨버터에 대해 측정된 1차 MOSFET의 전류(
Figure 112017063734780-pat00444
)와 전압 파형(
Figure 112017063734780-pat00445
)이 도 19에 도시되었다.
도 19의 (a)는 400V의 공칭 입력 전압에서 1차 스위치 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00446
)(311)및 2차 측 스위치 5스위치(
Figure 112017063734780-pat00447
)(411)의 파형이다. 적색 선은 1차 스위치에 양단의 전압 응력을 나타내고, 녹색 선은 순방향 전류에 대응한다. 컨버터는 공진 주파수(f정전류(CC)=38kHz)에서 동작한다. 모든 1차 스위치가 턴-온 제로 전압 스위칭 및 턴-오프 제로 전류 스위칭를 달성한 다는 것을 알 수 있다. 2차 측의 스위치는 전체 부하 범위에 대해 완전한 ZVZCS를 달성한다. 정전압(CV) 모드 충전에 대한 동작 파형은 도 19의 (b)에 도시되었다. 컨버터는 59kHz의 공진 주파수(
Figure 112017063734780-pat00448
) 하에서 동작하여, 최대 부하 조건의 70%에서 필요한 전압 이득에 도달한다. 1차 MOSFET는 제로 전압 스위칭 조건을 보장하는 음의 값에서 턴-온 된다. 턴-오프 전류는 이 경우 약 4A 정도로 매우 작다.
도 20은
Figure 112017063734780-pat00449
=3.3kW의 PM에서 컨버터의 DC 출력 전압과 전류 파형을 도시한 것이며, 도 21은 YOKOGAWA WT3000에 의해 측정된 상이한 모드 충전에서의 PM 하의 컨버터에 대한 변환 효율을 도시한다. 효율은 컨버터가 공진 주파수에서 작동할 때 입력 전압 400V에 대해 최대이다. 컨버터 효율은 공칭 입력 전압에서 500W의 낮은 부하 (부하의 15 %)에서도 96 %보다 높다. 피크 전력 스테이지 효율은
Figure 112017063734780-pat00450
=2.3kW에서 98.1%이다.
도 22의 원그래프는 2.3kW 출력 전력의 PM에서 동작하는 컨버터의 손실 항복을 도시한다. 전력 스테이지에서의 손실은 1차 스위치의 손실, 드레인 소스 다이오드 스위치의 손실 및 자성 구성요소의 손실로 나뉠 수 있다. 드레인-소스 다이오드는 26%의 컨버터의 주요 손실을 차지하고, 트랜스포머(T1)가 뒤따른다. 계산 총 손실과 측정된 값 사이의 차이는 여전히 남아있고, 따라서 상이한 부분은 "others"부분으로 표시된다.
다음으로 방전 모드에서의 컨버터 작동을 설명하면 다음과 같다.
방전 모드에서, 제5스위치(
Figure 112018106215930-pat00451
)(411) 내지 제8스위치(
Figure 112018106215930-pat00452
)(414)은 스위치로서 작용하고, 제1스위치(
Figure 112018106215930-pat00453
)(311) 및 제4스위치(
Figure 112018106215930-pat00454
)(314)의 역병렬 다이오드는 전력을 DC 버스에 전달하는 정류기로서 작용한다. 방전 모드를 위한 동작 파형은 또한 도 23의 (a)-(d)에 제공된다. 요구되는 전압 이득을 달성하기 위해, 주파수는
Figure 112018106215930-pat00455
와
Figure 112018106215930-pat00456
사이에서 감소된다. 도 23의 (a)는
Figure 112018106215930-pat00457
=420V에서 1차 MOSFET의 측정된 파형을 도시한다. 이는 파형의 형상이 정전압(CV) 모드 충전 내에서 거의 유사한 파형임을 나타내고, 이는 넓은 범위의 부하에 대해 제로 전압 스위칭 및 거의 제로 전류 스위칭를 얻는다. 그러나 입력 전압이
Figure 112018106215930-pat00458
=350V,
Figure 112018106215930-pat00459
=250V일 때, 주파수는 공진 주파수(
Figure 112018106215930-pat00460
)로부터 이동하고, 따라서 낮은 부하 조건에서 1차 MOSFET 파형의 형상이 변경된다. MOSFET은 여전히 제로 전압 스위칭을 달성하지만, 제로 전류 스위칭 조건을 얻지는 못한다. 턴-오프 전류는 공진 주파수보다 높다. 그러나 상당한 자화 인덕턴스 때문에, 전류 턴-오프는 종래의 LLC 회로와 같이 자화 전류의 피크보다 작다. 도 23의 (c)-(d)에 도시된 바와 같은 완전한 부하 조건 하에서, 입력 임피던스 위상이 거의 제로이기 때문에, 1차 스위치는 완전한 ZVZCS를 달성할 수 있다. 도 24는
Figure 112018106215930-pat00461
=3.3kW인 RM에서 컨버터의 DC 출력 전압과 전류 파형을 도시한다.
가장 높은 효율은
Figure 112017063734780-pat00462
=2.4kW,
Figure 112017063734780-pat00463
=420V에서 97.9%를 초과한다. 컨버터가 낮은 입력 전압 하에서 작동하면, 효율은 큰 순환 및 턴-오프 손실로 인해 감소하는 경향이 있다. 2.3kW 출력 전력의 방전 모드에서 동작하는 컨버터의 손실 항복은 도 26의 원형 그래프에 도시되었다.
결론적으로 본 발명은 전력망 시스템에 대한 차량용 추가적인 LC 보조 회로를 사용하는 새로운 양방향 LLC 컨버터를 제안하였다. 이 컨버터는 종래의 양방향 컨버터에 비해 우수한 성능을 제공한다. 전력 변환 효율은, 모든 스위치에서 소프트 스위칭을 보장하고, 1차 측의 제로 전류 스위칭 및 순환 손실을 최소화함으로써 개선된다. 요구되는 전압 이득은 작은 자화 인덕턴스를 채택함으로써 여전히 충족되어, 제안된 컨버터가 좁은 주파수 범위에서 작동하는 것을 허용한다. 본 발명에서, 자세한 이론 분석, 동작 원리가 제시되었다. 제안된 방법에 기초한 실험적 프로토타입 컨버터는 제안된 기술을 검증하도록 구현되었다. 실험실 테스트 프로토타입의 측정 결과는 중간 및 높은 전력 레벨에 걸쳐 PM과 RM 모두에 대해 높은 효율을 나타낸다. 피크 효율은 2.3kW의 PM 하에서 98.1%, 2.4kW의 RM 하에서 97.9%였다.
이상에서는 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
100: 변압부
111: 제1공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00464
)
112: 제1외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00465
)
121: 제2공진커패시터(
Figure 112017063734780-pat00466
)
122: 제2외부인덕터(
Figure 112017063734780-pat00467
)
200: 보조LC공진부
201: 보조커패시터(
Figure 112017063734780-pat00468
)
202: 보조인덕터(
Figure 112017063734780-pat00469
)
300: 제1변환부
310: 제1풀-브리지회로
311: 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00470
)
312: 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00471
)
313: 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00472
)
314: 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00473
)
400: 제2변환
410: 제2풀-브리지회로
411: 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00474
)
412: 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00475
)
413: 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00476
)
414: 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00477
)

Claims (16)

1차측권선과 2차측권선을 포함하여 전압 변환을 수행하는 변압부;
3차권선을 통해 상기 변압부에 연결되는 보조LC공진부;
상기 1차측권선과 연결되며, 제1스위치(
Figure 112019035060345-pat00589
) 내지 제4스위치(
Figure 112019035060345-pat00590
)를 포함하는 제1풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 상기 변압부에서 변압된 입력전원을 출력 커패시터로 전달하는 제1변환부; 및
입력 전원을 공급하는 배터리와 연결되며, 제5스위치(
Figure 112019035060345-pat00591
) 내지 제8스위치(
Figure 112019035060345-pat00592
)를 포함하는 제2풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 입력 전원을 상기 2차측권선으로 전달하는 제2변환부를 포함하며,
상기 제1변환부 또는 상기 제2변환부는,
배터리를 충전시키는 배터리충전모드 또는 배터리를 방전시키는 배터리방전모드로 동작하되,
상기 보조LC공진부는, 권선비 m을 제공하는 3차권선을 통해 상기 변압부에 연결되며, 상기 3차권선의 일단에 보조커패시터(
Figure 112019035060345-pat00593
)의 일단이 연결되고, 상기 보조커패시터(
Figure 112019035060345-pat00594
)의 타단에 보조인덕터(
Figure 112019035060345-pat00595
)의 일단이 연결되며,
상기 보조인덕터(
Figure 112019035060345-pat00596
) 및 상기 보조커패시터(
Figure 112019035060345-pat00597
)는, 유효 자화 인덕턴스(
Figure 112019035060345-pat00598
)를 최대화하기 위하여 수학식
Figure 112019035060345-pat00599
와 같이 설계되고,
유효 자화 인덕턴스(
Figure 112019035060345-pat00600
)는, 수학식
Figure 112019035060345-pat00601
를 충족시키도록 설계되는, 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
여기서,
Figure 112019035060345-pat00602
는 1차 스위치의 휴지 시간이고,
Figure 112019035060345-pat00603
는 스위치의 출력 커패시터이며,
Figure 112019035060345-pat00604
는 최대 동작 주파수이고, C1은 상기 1차측권선에 연결되는 제1공진커패시터의 값, L1은 상기 제1공진커패시터에 연결되는 제1외부인덕터의 값 및 Lm은 상기 변압부의 자화 인덕턴스다.
제1항에 있어서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00482
에서 상기 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00483
) 및 상기 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00484
)가 제로 전류 스위칭(Zero Current Switching, ZCS) 조건 하에서 턴-오프(Turned-Off) 되는 제1배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00485
)를 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
제2항에 있어서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00486
에서 상기 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00487
) 및 상기 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00488
)가 제로 전압 스위칭(Zero Voltage Switching, ZVS) 조건 하에서 턴-온(Turned-On) 되는 제2배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00489
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
제3항에 있어서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00490
에서 상기 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00491
) 및 상기 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00492
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-오프 되고, 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00493
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00494
)가 제로 전압 스위칭 조건 하에서 턴-온 되는 제3배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00495
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
제4항에 있어서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00496
에서 상기 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00497
) 및 상기 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00498
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-오프 되며, 상기 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00499
) 및 상기 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00500
)가 제로 전압 스위칭 조건 하에서 턴-온 되는 제4배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00501
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
◈청구항 6은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.◈
제5항에 있어서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00502
에서 상기 제2스위치(
Figure 112017063734780-pat00503
) 및 상기 제3스위치(
Figure 112017063734780-pat00504
)가 제4배터리충전모드에서 생성된 제로 전압 스위칭으로 턴-온 되는 제5배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00505
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
◈청구항 7은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.◈
제6항에 있어서, 상기 배터리충전모드는,
Figure 112017063734780-pat00506
에서 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00507
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00508
)가 제로 전류 스위칭 조건으로 턴-오프 되고, 상기 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00509
) 및 상기 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00510
)가 제로 전압 스위칭 조건으로 턴-온 되는 제6배터리충전모드(
Figure 112017063734780-pat00511
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00512
에서 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00513
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00514
)가 턴-오프 되는 제1배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00515
)를 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
◈청구항 9은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.◈
제8항에 있어서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00516
에서 상기 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00517
) 및 상기 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00518
)가 턴-온 되고, 상기 제1스위치(
Figure 112017063734780-pat00519
) 및 상기 제4스위치(
Figure 112017063734780-pat00520
)가 제로 전류 스위칭 조건으로 턴-오프 되는 제2배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00521
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.

◈청구항 10은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.◈
제9항에 있어서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00522
에서 공진이 정지되어 상기 제2변환부로의 전력 전달이 중단되는 제3배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00523
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
◈청구항 11은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.◈
제10항에 있어서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00524
에서 상기 제5스위치(
Figure 112017063734780-pat00525
) 및 상기 제8스위치(
Figure 112017063734780-pat00526
)가 턴-오프 되며, 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00527
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00528
)가 제로 전압 스위칭 조건 하에서 턴-온 되는 제4배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00529
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
◈청구항 12은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.◈
제11항에 있어서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00530
에서 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00531
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00532
)가 턴-온 되는 제5배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00533
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
◈청구항 13은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.◈
제12항에 있어서, 상기 배터리방전모드는,
Figure 112017063734780-pat00534
에서 상기 제6스위치(
Figure 112017063734780-pat00535
) 및 상기 제7스위치(
Figure 112017063734780-pat00536
)가 제로 전류 스위칭 조건 하에서 턴-오프 되는 제6배터리방전모드(
Figure 112017063734780-pat00537
)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터.
전압의 변환을 수행하는 변압부가 1차측권선과 2차측권선을 포함하고,3차권선을 통해 상기 변압부에 보조LC공진부가 연결되며, 상기 1차측권선과 연결되는 제1변환부가 제1풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 상기 변압부에서 변압된 입력전원을 출력 커패시터로 전달하며, 입력 전원을 공급하는 배터리와 연결되는 제2변환부가 제2풀-브리지회로의 스위칭 동작에 따라 입력 전원을 상기 2차측권선으로 전달하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터의 구동 방법에 있어서,
상기 제1변환부 또는 상기 제2변환부는 배터리를 충전시키는 배터리 충전 모드 또는 배터리를 방전시키는 배터리 방전 모드로 구동되되,
상기 보조LC공진부는, 권선비 m을 제공하는 3차권선을 통해 상기 변압부에 연결되며, 상기 3차권선의 일단에 보조커패시터(
Figure 112019035060345-pat00605
)의 일단이 연결되고, 상기 보조커패시터(
Figure 112019035060345-pat00606
)의 타단에 보조인덕터(
Figure 112019035060345-pat00607
)의 일단이 연결되며,
상기 보조인덕터(
Figure 112019035060345-pat00608
) 및 상기 보조커패시터(
Figure 112019035060345-pat00609
)는, 유효 자화 인덕턴스(
Figure 112019035060345-pat00610
)를 최대화하기 위하여 수학식
Figure 112019035060345-pat00611
와 같이 설계되고,
유효 자화 인덕턴스(
Figure 112019035060345-pat00612
)는, 수학식
Figure 112019035060345-pat00613
를 충족시키도록 설계되는, 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터의 구동 방법.
여기서,
Figure 112019035060345-pat00614
는 1차 스위치의 휴지 시간이고,
Figure 112019035060345-pat00615
는 스위치의 출력 커패시터이며,
Figure 112019035060345-pat00616
는 최대 동작 주파수이고, C1은 상기 1차측권선에 연결되는 제1공진커패시터의 값, L1은 상기 제1공진커패시터에 연결되는 제1외부인덕터의 값 및 Lm은 상기 변압부의 자화 인덕턴스다.
제14항에 있어서, 상기 배터리 충전 모드는,
상기 제1풀-브리지회로 또는 상기 제2풀-브리지회로를 구성하는 스위치들의 턴-온 또는 턴-오프에 대응하여 제1배터리충전모드 내지 제6배터리충전모드로 구동되는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터의 구동 방법.
제14항에 있어서, 상기 배터리 방전 모드는,
상기 제1풀-브리지회로 또는 상기 제2풀-브리지회로를 구성하는 스위치들의 턴-온 또는 턴-오프에 대응하여 제1배터리방전모드 내지 제6배터리방전모드로 구동되는 것을 특징으로 하는 보조 LC 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터의 구동 방법.
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