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KR100301407B1 - 맨체스터-코드화된fm신호용변조기 - Google Patents

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KR100301407B1
KR100301407B1 KR1019940704817A KR19940704817A KR100301407B1 KR 100301407 B1 KR100301407 B1 KR 100301407B1 KR 1019940704817 A KR1019940704817 A KR 1019940704817A KR 19940704817 A KR19940704817 A KR 19940704817A KR 100301407 B1 KR100301407 B1 KR 100301407B1
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파울더블유. 덴트
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타게 뢰브그렌
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Abstract

멘체스터 코딩 및 주파수 변조에 의해 전송된 2진 신호가 수신된 신호(11)의 위상 또는 복소수 벡터 값(150)의 행위에 근거하여 복조된다. 정보 비트의 극성이 멘체스터 기호의 중간에서 위상의 편차를 측정함으로써 결정될 수 있다. 위상 기준이 중간 기호 위상을 비교하기 위한 기초로써 다수의 후보 위상 기준(170)으로부터 설정된다. 상기 위상은 기호의 시작점 및 중간점에서 측정되고, 평균화(170)되거나 또는 기준 위상을 발생하기 위해 각 기호 주기 동안 여러번 측정될 수 있다.

Description

[발명의 명칭]
맨체스터-코드화된 FM 신호용 변조기
[발명의 배경]
본 발명은 셀룰러 무선 전화 시스템에 전송된 디지탈 시그날링의 변조에 관한 것으로, 특히 메시지를 전송하기 위해 멘체스터 코드화 디지탈 주파수 변조(FM)를 사용하는 시스템에 관한 것이다.
데이타의 전송에 있어서 즉, 북아메리카에서 AMPS [Advanced Mobile Phone Service System (첨단 이동 전화 서비스 시스템)] 시스템에서 2진 데이터의 멘체스터 코딩을 사용하는 것이 공지되어 있다. 디지탈 데이타는 멘체스터 [또한 분할위상(split-phase)이라고 한다]를 사용하여 엔코드되기 전에 FM에 의해 무선 반송 주파수로 압축되는데, 여기서 정보 비트 "1"은 2-비트 코드워드 또는 기호 10으로 표현되고, 정보 비트 "0"은 2-비트 코드워드 또는 기호 10으로 표현된다. 전송된 코드워드 비트율은 정보 비트율의 2배이다.
멘체스터 코딩은 많은 장점을 제공한다. 예를들면, 채널 상으로 전송된 신호의 평균은 어느 한 극성의 정보 비트에 대해 제로일 수 있으므로, 채널은 진짜 d.c 응답을 필요로 하지 않는다. 주파수 변조 무선 시스템에서, 송신기와 수신기 간의 주파수 에러로 인해, 주파수 변조 신호의 평균 수준이 충실하게 재생되지 않도록 수신된 신호의 평균 주파수에 오프셋이 일어나게 된다. 멘체스터 코딩은 이와 같은 주파수 에러를 최소화한다.
비-멘체스터 코딩 시스템에서, "1"과 "0"은 스태틱(static) 신호 수준을 사용하여 구분된다. 전송에서 발생하는 신호 수준의 에러는 비트 에러를 유발할 수 있다. 멘체스터 코딩을 사용하는 시스템에서, 신호의 스태틱 수준 또는 평균 수준은 "1"과 "0"을 구분하는데 중요하지 않다. 멘체스터 코딩의 다른 장점은 높은 신호전이 밀도("0"과 "1" 사이의 주파수 변화)와, 2-비트 워드 00과 11이 데이타 보다는 에러를 표현하기 때문에 데이타 에러 및 시퀀스 위반을 검출하는 능력이다.
시스템이 멘체스터 코딩을 이용하는 한 가지 이유는, 기호 종료점에서의 위상이 체계적으로 상하로 드리프트하여 종종 동일한 값으로 복귀하지 않게 하는 주파수 에러에 취약성을 제거한다는 것이다. 종래의 FM 시스템은 멘체스터 코드화 FM 신호를 복조하기 위한 주파수 분별기, 인티그레이트 및 덤프(integrate-and-dump) 회로, 및 기호의 첫부분의 절반과 조합하기 위해 기호의 나머지 절반을 반전시키기 위한 수단을 이용한다. 이와 같은 시스템은 주파수 에러에 취약하다. 따라서, 주파수 에러에 강함으로써, 종래 시스템과 결부된 많은 단점을 극복할 수 있는 시스템을 제공할 필요성이 있다.
[발명의 요약]
본 발명에 따르면, 복조는 멘체스터 코드화 데이타 신호로 주파수 변조되는 신호의 위상 또는 복소수 벡터 값의 행위에 근거하고 있다.
본 발명의 한 특징에서, 멘체스터 코드화 기호로 변환된 정보 데이타 비트를 복조하는 방법은 코드화 기호의 스트림을 형성하기 위해 신호의 주파수를 변조하는 단계와, 멘체스터 코드화 기호의 스트림을 포함하는 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 수신된 신호의 위상은 각각의 기호 동안 다수로 샘플되고, 코드화 기호로 표현된 정보 비트 극성은 각 위상 기준이 하나의 위상 샘플에 대응하는 다수의 위상 기준에 대한 코드화 기호의 중심 근처에서 얻어진 위상 샘플로부터 결정된다. 본 발명의 다른 특징에서, 비트 극성을 판단하는 단계는 각 기호의 중심에 가장 가까운 위상 샘플을 선택하는 것을 포함한다.
상기 방법은 예를들면 평균화함으로써 기호간의 경계 근처에서 얻어진 위상샘플에 근거하여 위상 기준 값을 유도하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 평균화는 위상 샘플의 코사인 및 사인(cosines and sines)을 개별적으로 평균화함으로써 달성될 수 있다. 위상 기준 값의 유도는 기호간의 경계 근처에서 얻어진 위상 샘플의 이동 평균에 근거하고 있다. 다른 특징에서, 상기 유도 단계는 위상 기준 값을 결정하기 위해 위상 샘플을 위상 트랙킹 루프(phase tracking loop)에 인가하는 것을 포함한다.
또 다른 특징에서, 비트 극성의 판단 단계는 각각의 위상 샘플과 연산된 모듈 2π인 대응하는 위상 기준 값 간의 차이의 부호를 판단하는 것을 포함한다. 부가적인 특징에서, 비트 극성을 판단하는 단계는 각 품질 값(quality value)이 각각의 위상 기준과 연관되어 있는 다수의 품질 값을 선정하는 것을 포함한다. 상기 선정단계는 각 품질 값을 비교하고 최대 값을 선정하는 것을 포함할 수 있다. 위상 기준과 연관되어 있는 상기 품질 값은 기호 간의 경계 근처에서 얻어진 위상 샘플을 평균화함으로써 생성될 수 있다.
본 발명의 또 다른 특징에서, 멘체스터 코드화 정보 비트에 의해 변조된 신호 주파수를 복조하는 방법이 제공되는데, 상기 방법은 각각의 멘체스터 기호 동안 여러번에 걸쳐 변조된 신호의 복소수 벡터 값을 샘플링하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에서, 주파수 변조 신호의 위상 및 복소수 벡터 값에 근거한 복조기가 제공된다.
[도면의 간단한 설명]
제1(a)도 내지 제1(c)도는 멘체스터 코드화 주파수 변조 무선 시스템과 연관된 파형도.
제2도는 멘체스터 코드화 디지탈 주파수 복조를 위한 종래의 수신기.
제3도는 평균 위상값을 사용하는 멘체스터 코드화 디지탈 복조를 위한 예시적인 수신기.
제4(a)도 내지 제4(d)도는 예시적인 위상 평균화기를 도시하는 블럭도.
제5(a)도 내지 제5(c)도는 본 발명에 따른 예시적인 기준 벡터 평균화 프로시져이 세부도.
제6도는 복소수 벡터 값을 사용하여 멘체스터 코드화 디지탈 복조를 위한 수신기의 블럭도.
[발명의 상세한 설명]
제1(a)도 내지 제1(c)도는 멘체스터 코드화 주파수 변조 무선 시스템에서 전형적으로 볼 수 있는 파형도를 도시한다. 제1(a)도에 도시된 상기 파형은 멘체스터 코딩 이전의 정보 비트 스트림을 표현하고, 제1(b)도에 도시된 파형은 엔코드된 파형을 도시한다. 제1(b)도에서 파형의 신호 전이가 반올림되어 전송된 스텍트럼을 리미트하는데 도움이 된다. 제1(b)도의 파형은 송신기의 주파수 변조기에 인가되고, 변조된 무선 주파수 반송의 위상은 제1(c)도에 도시된 바와 같이 동일한 파형을 따라간다.
순간적인 위상은 주파수의 시간 적분으로, 제1(c)도 파형의 위상은 제1(b)도 파형의 고주파수 부분 동안 급속히 증가한다. 또한, 상기 위상은 제1(b)도 파형의 - 값 부분 동안 감소하고, 위상은 제1(b)도 파형의 + 값 부분 동안 증가한다.
종래부터, 멘체스터 코드화 디지탈 FM 신호는 제2도에 도시된 것과 같은 시스템을 사용하여 복조된다. 무선 수신기(1)는 수신된 신호를 증폭하고 필터링하여 주파수 분별기(2)에 인가하기 위해 적당한 중간 주파수(IF)로 변환한다. 상기 주파수 분별기(2)는 그것의 공칭 반송 주파수로부터 수신된 신호의 주파수의 순간적인 일탈(instantaneous excursion)에 비례하는 전압을 발생함으로써, 제1(b)도의 멘체스터 코드화 변조 파형을 재생한다. 정보 비트 극성은 각각의 멘체스터 코드워드의 첫번째 절반으로부터 또는 코드워드의 나머지 절반으로부터 유도될 수 있고, 상기 나머지 절반은 상기 첫번째 절반의 단지 반대이다.
각 코드워드의 절반 모두를 결합함으로써, 전송에서의 노이즈로 인한 에러 발생의 확률이 감소되어 비트 극성 결정될 수 있다. 멘체스터 기호의 두 절반은 기호의 나머지 절반을 반전시키고 그 결과를 첫번째 절반에 더함으로써 즉, 첫번째 및 두번째 절반의 중간에 이상적으로 대응하는 두 지점의 최소에서 파형을 샘플링하고 상기 두번째 절반의 샘플의 반전을 상기 첫번째 절반에서 나오는 샘플에 더함으로써 결합된다.
선택적으로, 제2도에 도시된 인티그레이트 및 덤프 기술이 사용될 수 있다.
주파수 분별기(2)에 의해 만들어진 신호는 각각의 전체 기호 주기에 걸쳐 재설정할 수 있는 적분 회로(resettable integrator circuit)(3)에 의해 적분된다. 각각의 두 번째 절반 기호의 기여가 각각의 첫번째 절반 기호로부터 기여를 강제하는 멀티플렉서(4)에 의해 각 기호의 두번째 절반에 대해 신호가 역전된다. 적분의 신호 즉, 기호로 표현된 정보 비트의 부호는 비교기(6)와 D 형 플립플롭(7)을 구비하는 샘플 및 홀드(hold) 회로(5)와 같은 회로에 의해 결정된다. 이때 적분 캐패시터는 다음 기호의 통합 준비를 위해 스위치(8)를 폐쇄함으로써 신속히 방전된다. 플립플롭(7) 및 스위치(8)는 적당히 유도된 비트 클럭 및 리셋 신호에 의해 클럭된다.
멘체스터 코드화 신호가 많은 양의 시간을 소비하기 때문에, 변조된 신호의 위상은 각 정보 비트 주기 또는 기호 주기 후에 시작 값을 복귀한다. 기호의 중간에서 위상 일탈이 양 또는 음이었는 지는, 주파수가 처음에 로우 다음에 하이가 왔는지 또는 처음에 하이 다음에 로우가 왔는 지 즉, 하부의 정보 비트가 "0" 또는 "1"인 지에 따른다. 그래서, 정보 비트 극성은 멘체스터 기호의 중간에서 위상 일탈을 측정함으로써 결정될 수 있다. 무선 채널을 통해 수신된 신호의 절대 위상이 임의적이기 때문에, 중간 기호 위상을 비교하기 위한 기준으로써 위상 기준이 설정되어야 한다. 본 발명의 한 실시예에 따르면, 위상은 멘체스터 기호의 시작점 및 종료점에서 즉, 위상이 그 초기값으로 복귀하려는 기호 간의 경계에서 측정된다.
많은 시작 점과 종료점을 통해 설정된 평균 위상은 바람직하게 중간 기호 위상 일탈을 측정하기 위한 기준으로써 사용된다.
또한 기호의 중간점 및 종료점을 식별하기 위해 기호 타이밍을 설정할 필요가 있다. 본 발명의 한 실시예에 따르면, 무선 신호의 위상은 각 기호 주기 동안 여러번 즉, 여덟번 측정되는데, 각 측정 시간은 잠재적인 기호 종료점 또는 중간점으로써 취급된다. 수신된 기호의 시퀀스는 본 예에서 예상되는 최상의 결과를 판단하기 위해 각각 여덟개의 가능한 타이밍 위상으로써 복조된다.
"최상"의 결과는, 선정된 전송 비트 시퀀스와 가장 부합하는 복조된 비트 시퀀스를 발생하는 타이밍 위상이 사용된다는 것을 의미한다. 미합중국에 사용되는 AMPS 셀룰러 전화 시스템의 시그날링 메시지는 메시지 프리엠블과 같은 선정된 시퀀스를 포함한다. 공지된 프리엠블 시퀀스 또는 패턴은 도팅 시퀀스(dotting sequence)라고 하는 다수의 "0"과 "1"이 교번하는 멘체스터 기호와 SYNCWORD를 포함한다. 바람직한 SYNCWORD는 이하에 상세히 서술된 이유로 인해 자신의 쉬프트와 혼동될 가능성이 없는 바커 특성(Barker property)을 갖는다.
흔히, 도팅 시퀀스는 그 기호 타이밍을 사용하여 SYNCWORD를 검색하기 전에 기호 동기화를 달성하는데 사용된다. 출원인의 바람직한 실시예와는 대조적으로, 모든 기호 타이밍 위상이 처리되고, 대신에 도팅 시퀀스는 SYNCWORD의 확장 으로써 취급될 수 있다. 그래서, 출원인의 복조기는 도팅 시퀀스의 5비트, SYNCWORD의 10 비트, 및 이하에 상세히 서술된 바와 같이 통화중/유휴 비트 (본 발명에서 이것은 중요한 것이 아니다)라고 하는 공지되지 않은 한 비트의 패턴을 검색한다.
지금부터, 8타이밍 위상을 가정하여 본 발명에 따른 멘체스터 코드 FM 복조기의 동작이 서술될 것이다. 제3도를 참조하면, 무선 수신기(11)는 멘체스터 코드화 FM 신호를 다운변환(downconverts), 필터링, 및 증폭하고, 그것을 위상 검출기 또는 위상 측정 장치(15)로 인가되는 적당한 IF 신호로 변환한다. 상기 위상 검출기(15)는 바람직하게 신호의 순간 위상의 디지탈 측정을 만든다. 바람직한 위상 검출기는 모두 본 발명의 참조로 일체화되어 있는 미합중국 특허 제5,084,669호와 미합중국 특허 제5,220,275호에 서술되어 있다.
위상 검출기에 의해 발생된 수치 표현의 모듈은 바람직하게 위상의 원 2π영역에 해당한다. 예를들면, 만약 위상 검출기가 8비트 2진 표현을 만들면, 10진수범위 0 내지 256은 위상각 범위 0 내지 360도까지 맵핑(maps)한다. 기호율의 8배의 규칙적인 샘플림율로 위상이 측정되어 본 예에서 멘체스터 기호마다 8위상 샘플하게 된다.
8-웨이(8-way) 디멀티플렉서(16)는 단위 기호마다 8위상 샘플을 단위 기호마다 한개의 위상 샘플의 8스트림으로 분할한다. 만약 스트림 0이 기호 경계에서 취한 위상 샘플을 포함하고 있다면, 이때 스트림 4는 중간 기호 위상 샘플을 포함한다. 이와 유사하게, 만약 스트림 1이 기호 경계에서 위상 샘플을 포함하고 있다면, 이때 스트림 5는 중간 기호 위상 샘플 등등을 포함한다. 그래서 본 예에서, 어느 스트림이 기호 경계 위상 샘플을 포함하고 있느냐 하는 것은 중간 기호 위상 샘플을 포함하는 스트림으로부터 4 스트림을 벗어나 즉, 모듈 8일 것이다.
디멀티플렉서(16)의 바람직한 실시예는 전자 메모리(랜덤 액세스 메모리 또는 RAM과 같은)를 구비한다. 위상 검출기(15)에서 나오는 순차적인 위상값은 각각의 기록 동작 후에 모듈 8을 증가시키는 어드레스 카운터로 가리켜진 메모리에 한개의 8메모리 위치에 기록된다. 그래서, 이전의 8이상의 값은 마지막 위상값에 의해 오버라이트된다.
디멀티플렉서(16)에서 나오는 8 위상 샘플 스트림은, 각각의 위상 샘플 스트림이 기호 경계 위상 샘플을 포함한다고 가정하면 평균 위상값을 각각 연산하는 8위상 평균화기(17)에 인가된다. 상기 평균 위상값은 디멀티플렉서(16)의 각 메모리 위치와 연관되어 있다. 먼저번의 위상 샘플이 새로운 위상 샘플에 의해 오버라이트될 때, 연관된 평균 위상값은 갱신된다. 상기 위상 평균화기(17)는 평균 위상값을 갱신하는 일반적인 두 가지 방법을 사용할 수 있다.
각각의 위상 평균화기(17)는 평균 위상값을 갱신하기 위해 제4(a)도에 도시된 디지탈 위상-록 루프(phase-locked loop)를 포함할 수 있다. 이 경우, 역시 주파수 에러 평가값은 각각의 8 평균 위상값 메모리와 연관되어 있다. 상기 주파수 에러 평가값은 평균, 체계적인 위상 변화, 또는 각 타이밍 위치의 먼저번 위상 샘플과 새로운 위상 샘플 간의 드리프트(drift)의 평가값이다.
각각의 위상-록 루프 또는 칼만(Kalman) 필터는 위상 드리프트율의 평가값을 유지하고, 다음의 위상 샘플값을 예상하기 위해 상기 평가값을 사용하여 이전의 평균 위상값을 캐리 포워드(carry forward)한다. 예상된 위상 샘플값과 실제 위상 샘플값 간의 에러는 예상을 정정하고 또한 위상 드리프트율의 평가를 정정하는데 사용된다. 예를들면, 정정된 평균 위상은 예상된 위상으로부터 관찰된 위상을 향해 이동하는 반면에, 만약 상기 관찰된 위상이 예상된 방향에서 예상된 값을 벗어나 드리프트하면 드리프트율의 평가값은 증가한다.
이전의 위상 샘플값을 θi-1로, 새로운 위상 샘플값을 θi로, 이전의 주파수 에러 평가값을 Φi-1로, 새로운 주파수 에러 평가값을 Φi로 그리고 새로운 위상 샘플값의 예상값을 Φi로 지정함으로써, 제4(a)도에 도시된 칼만 필터를 구비하는 평균화기(17)는 다음 단계 :
예상된 값 θi에 대한 값을 Φi= Φi-1+ Φi-1로부터 예상하는 단계,
ε = θi- θi로부터 예상 에러를 판단하는 단계,
Φi=┃Φi+ αε┃2π 로부터 예상값 Φi를 정정하는 단계, 및
Φi=Φi-1+ βε 로부터 다음 값 Φ을 연산하는 단계로써 위상 샘플값 θ과 주파수 에러 평가값 Φ을 갱신한다.
이 프로시져는 각 클럭 주기(clock tick) 동안 반복되고, 제4(a)도는 연산이 수행되기 전인 i번째 클럭 주기에서의 상황을 도시한다는 것을 알 수 있을 것이다.
연산후 그리고 클럭이 i+1로 클럭한 후, 상황은 제4(b)도에 도시된 것과 같다. Φi의 정정된 값은 Φi-1에 의해 이전에 점유된 위치에 있고, Φi는 Φi-1를 교체한다. (여기서, 상기 표현 Φi= ┃Φi+ αε┃2π이고, 연산되는 다음 값이 아니기 때문에는 Φi-1=...이 아니다).
기술분야의 숙련자는 루프의 대역 및 순간적인 응답은 α β에 의해 결정되고, J. Hein 등에 의한 "z-Domain Model for Discrete-Time PLL's" IEEE Trans.Circuit & Sys., vol.35 pp.1393-1400 (Nov.1988)과 F. Gardner에 의한 Phaselock Techniques, 2d.ed., John Wiley & Sons, 뉴욕(1979)를 포함하는 문헌에 개시된 디지탈 위상-록 루프 설계의 원리에 따라 용이하게 결정된다. 바람직하게 2의 역제곱인 α와 β값을 선택함으로써 2진 위상값에서의 곱셈이 단순히 비트 쉬프트로 줄어들기 때문에 하드웨어 구현이 단순해진다.
위상-록 루프를 사용하는 대신에, 상기 위상 평균화기(17)는 제로의 거짓값을 평균화하는 +180°와 -180°의 문제점을 피하기 위해 순환 평균화기를 거쳐 평균위상값을 갱신할 수 있다. 제4(c)도에 도시된 바와 같은 순환 평균화기에서, 각 평균화기(17)는1 디멀티플렉서(16)로부터 각 위상-샘플 스트림의 사인 및 코사인의 개별적인 평균을 결정한다. 상기 위상 샘플은 사인 및 코사인의 참조표이블(look-up table)을 어드레스하는데 사용되고, 상기 평균 위상값은 축적된 사인 및 코사인의 아크탄젠트(arctangent)를 취함으로써 산출된다.
선택적으로, 지수 포겟팅(exponential forgetting)을 갖는 평균이 사용될 수 있고, 이와 같은 평균은 제4(d)도에 도시된 위상 평균화기에 의해 결정된다. 상기 참조표로부터의 각 위상-샘플 스트림은 다음과 같이 이전에 축적된 값과 합성된다 :
SINAV= SINAV+ α(SIN θnow- SINAV)와
COSAV= COSAV+ α(COS θnow- COSAV).
여기서, α는 지수 포겟팅 인수이다. 제4(c)도에 도시된 평균화기에서와 같이, 평균 위상값은 SINAV와 COSAV의 아크탄젠트를 취함으로써 산출된다.
제5(a)도와 제5(b)도는 주파수 에러 정정 메카니즘의 동작을 도시한다. 제5(a)도는 평균 위상 Φmean의 현재 평가값에 대한 복소수 벡터 Vi표현을 도시한다. 위상벡터 Vi의 실수와 허수부분 x,jy는 각각 평균 위상의 코사인 및 사인이다. 대응하는 현재의 주파수 에러 평가값 또는 위상 드리프트율을 사용하여, 위상 벡터 Vi는 샘플주기에서의 예상된 드리프트와 같은 각도 Φpredicted를 통해 회전시킴으로써 한 기호 주기 전방으로 예상됨으로써, 제5(b)도에 도시된 벡터 AVi를 얻을 수 있다. 수신기를 통해 관찰된 실제 위상 백터 Z는 소정의 에러율을 평가하기 위해 예상된 평균 위상 벡터 AVi에 대해 적절히 스케일링하여 위상 벡터 Vi에 더해진다. 예를들면, 관찰된 위상 벡터 Z의 1/16은 예상된 평균 위상 벡터 AVi의 15/16에 더해진다. 이와 같은 2 스케일링의 멱승은 디지탈 논리를 갖는 하드웨어 구현을 용이하게 한다는 것을 알 수 있을 것이다.
식에서 표현된 위상 벡터를 갱신하기 위한 공식은 다음과 같다 :
Vi+1= AiVi+ B(Z-AiVi).
여기서, Vi+1는 갱신된 위상 벡터이고, Vi는 이전의 위상 벡터이고 Z는 관찰된(수신된) 위상 벡터이고, B는 갱신율 예를들면 2-2을 결정하는 실수이고, Ai는 기호마다 예상된 위상 드리프트에 대응하는 복소수 회전 인수이다.
상기 회전 인수는 다음 공식을 사용하여 갱신될 수 있다:
Ai+1= Ai+ C(Z/Vi-Ai).
여기서, C는 갱신율을 결정하는 B와 유사한 인수이다.
크기 α,β,ε,Φ,Φ, 및 θ는 대응하는 크기 B,C,Z,Ai,Vi등과 같지 않다. 왜냐하면, 이전의 크기가 각(위상) 크기인 반면에 후자의 크기가 데카르트(Cartesian) 벡터(x,y)이기 때문이다. 한편, 예상값과 수신값 (이전에, ε=θi-Φi)은 벡터 에러(Zi-AiVi)를 결정함으로써 대체된다. 상기 복소수 값 A는 위상-록 루프에서 주파수 평가값 Φ에 대응하고, B는 α에 대응하고, C는 β에 대응하고, V는 위상-록 루프에서 Φ에 대응하여 수신될 다음 복소수 벡터 Z의 예상값에 대응하고, Z는 위상-록 루프에서 입력 위상 시퀀스 θ에 대응하여 트랙될 수신된 복소수의 시퀀스이다.
Φi= ┃Φi+ αε ┃2π에 의한 위상 평가값의 이전 갱신은 벡터 갱신 Vi+1= AiVi+ B(Z-AiVi)으로써 대체된다. 어느 식이나 다음과 같다: NEW AVERAGE = LAST PREDICT10N + FRACTION OF(PREDICTION ERROR). 이전의 주파수 갱신 Φi= Φi-1+ β ε는 복소수 회전 인수 Ai+1= Ai+C(Z/Vi-Ai)를 갱신함으로써 대체된다. 어느 식이나 다음과 같다 : NEW ESTIMATE OF SYSTEMATIC ROTATION PER SYMBOL PERIOD = OLD ESTIMATE + FRACTION OF (ERROR IN ROTATION FACTOR). 크기 C는 체계적인 회전(systematic rotation)에 대한 평가값의 완곡양(amount o( smoothing)을 결정한다. Z/Vi-Ai는 그 각도를 물론 Ai를 수정할 수 있도록 회전 인수에 대해 사용된다. 그래서, 예상값은 증가하거나 또는 소멸하는 신호 강도를 트랙하기 위해 벡터를 증가시키거나 또는 감소시킨다
위상 평균화기(17)는 상술한 바와 같이 중간 기호 위상 일탈을 측정하기 위한 8 후보 위상 기준을 발생하고, 또한 바람직하게 연관된 8 품질 값을 발생한다.
위상값의 평균 사인 및 평균 코사인의 제곱 합계는 위상 기준의 질을 측정하는 것으로써 사용될 수 있다. 검출기(15)에 의해 발생된 위상 샘플의 대부분의 지터 양은 이와 같은 질의 측정을 억제하는 경향이 있다. 질 측정(quality measure)을 구성하는 다른 방법이 사용될 수 있고, 이들중 일부는 이하에 서술되어 있고, 이들 모두는 본 발명의 영역내에 포함되는 것을 간주된다. 이하에 상세히 서술되는 바와 같이, 위상 평균화기(17)에 의해 발생된 질의 측정은 "최상의" 위상 기준을 결정하는데 사용된다.
각 위상 기준은 위상 일탈의 극성을 결정하고 복조된 정보 비트의 평가값을 얻기 위해 기준을 산출하는데 사용되는 샘플 스트림으로부터 4 샘플 스트림 벗어난 위상 샘플 스트림과 결합하는데 사용된다. 각각의 후보 위상 기준에 대응하여 복조된 정보 비트의 8 스트림이 만들어진다. 위상 기준 및 위상 샘플은 만약 위상차가 0°과 180°사이이면 "1"이고, 만약 위상차가 0°과 -180°사이이면 "1"을 내는 8 모듈-2π 위상 미분기중 한개의 미분기에서 비교된다.
이와 유사하게 만약 180°의 영역에서 위상차가 있다면 에러이다. 최소의 에러 확률은 예상된 위상차가 대각선으로 "1"과 "0"에 대해 각각 반대일 때 즉, 90°와 -90°발생한다. 이것은 최상의 시스템 성능을 위새 정보 비트율과 피크 주파수 변조 일탈 사이에 최적의 관계를 결정한다. 예를들면, 최적의 피크 FM 일탈은 초당 10 Kbits의 정보 비트율에 대해 5 KHz이다. 필터링된 멘체스터 코드화 신호에 대해, 퍼크 편차는 기호에 걸쳐 ± 90°를 인가하기 위해 약 π/2만큼 증가된다.
선택할 8후보 타이밍 위상중 한 위상(그리고 복조된 8 데이타 비트 스트림)은 다음과 같이 결정된다. 한 가지 예시적인 방법은 단순히 8입력 비교기일 수 있는 분별기(19)에서 8위상 평균화기(17)로부터 기준 품질 값을 비교하는 것이다. 상기 분별기(19)는 질의 측정이 가장 큰것을 결정하고, 8웨이 스위치(20)를 제어하는 신호를 발생함으로써, 대응하는 정보 비트 스트림을 선택한다. 이 선택 프로세스는 선택 스위치가 동적으로 변할 수 있도록 원칙적으로 연속적으로 동작함으로써, 항상 "최상으로" 결정될 스트림으로부터 비트를 선택한다.
대체 방법은 만약 송신기에 의해 삽입된 선정된 패턴이 인식되면 각각 신호를 각각 공급하는 8 패턴 검출기 또는 상관기(21)에 예상된 8 정보 비트 스트림을 인가하는 것이다. 한개의 패턴 검출기(21)는 먼저 검출을 등록할 것이고, 다른 샘플링 위상과 연관된 패턴 검출기는 후속하는 검출을 등록할 것이다. 중간에서 패턴 검출기 등록 검출에 대응하는 샘플링 위상이 바람직하게 선택될 것이다. 이 위상은 선정된 패턴이 다시 예상될 때까지 선정된 정보 비트 수에 대한 "최상"으로써 취해진다. 상기 선정된 정보 비트 수는 전송된 비트율에 대한 위상 샘플링 클럭의 정확도에 의존한다. 상기 정확도는 재동기 즉, 기호의 1/8미만인 선정된 패턴의 재-전송 사이의 타이밍 드리프트에 대응하여야 한다.
각 패턴 검출기(21)는 예상된 선정된 패턴을 저장하기 위한 레지스터와, 8 타이밍 위상중 각각의 한 타이밍 위상에 대해 복조된 마지막 16비트를 저장하기 위한 복조된 비트 레지스터를 구비한다. 만약 복조된 비트 레지스터가 예상된 패턴[통화중/유휴 비트가 무관(don't care)]을 포함하면, 이때 상기 타이밍 위상은 분별기(19)에 의해 "최상"인 것으로 간주된다.
인접하는 최소의 타이밍 위상에 대응하는 복조된 비트 레지스터는 예상된 패턴을 포함할 수 있는데, 이 경우 분별기(19)는 타이밍 위상의 클러스터의 중심을 결정할 것이다. 중심 타이밍 위상은 나머지 메시지를 복조하기 위한 "최상의" 타이밍 위상으로 사용될 수 있다. 만약 SYNCWORD가 상술한 바커 특성을 가지고 있다면, 선정된 패턴은 복조된 비트 레지스터에 정확하게 정렬되어 있을 때에만 인식된다.
다른 실시예에서, 각 패턴 검출기(21)는 예상된 패턴과 각각의 변조된 비트 패턴 간의 부정합 비트의 수를 판단한다. 3 또는 5의 연속하는 타이밍 위상의 이동하는 윈도우에 걸쳐, 이들 에러 카운트는 최소의 에러 카운트를 포함하는 윈도우 위치를 결정하는 분별기(19)에 의해 축적된다. 다음에 상기 분별기는 "최상의" 타이밍 위상을 3 또는 5 위상 윈도우내의 중심 위상인 것으로 간주한다. 선택적으로, 상기 "최상의" 타이밍 위상은 상술한 바와 같이 최소의 지터를 갖는 위상 기준을 발생하는 위상일 수 있다.
본 발명의 다른 특징에서, 평균 위상값을 연산할 필요없이 복조하기 위해 위상값 보다는 복소수 벡터값이 사용될 수 있다. 이와 같은 시스템의 블럭도는 제6도에 도시되어 있다. 복소수 벡터 발생기(150)는 수신기(11)의 IF출력을 복소수 벡터 값 Z로 변환한다. 상기 복소수 발생기(150)는 제3도에 도시된 위상 검출기(15)의 대응부분이다. 이들은 각각 수신된 신호를 처리하는데 즉, 위상 정형화를 위한 디지탈 위상 측정을 위한 형태, 또는 폴라(polar), 로그폴라(logpolar) 또는 복소수 벡터 정형화를 위한 데카르트 형태인 일련의 복소수 형태로 변환한다. 복소수 벡터값은 예를들면 멘체스터 기호마다 8벡터를 인가하는 기효율의 8배로 규칙적인 샘플링율로 발생된다.
각각의 복소수 벡터(Z)는 신호 진폭과 신호 위상의 코사인의 합인 실수 부과, 신호 진폭과 신호 위상의 사인의 합인 허수 부분을 갖는다. 상기 벡터 값(Z)은 필요하다면 데카르트 값으로의 변환으로 알려진 수치적으로 변환될 수 있는 폴라 또는 로그폴라(polar or logpolar notation)로 발생된다. 벡터 발생기(150)는 바람직하게 본 발명의 참조로써 일체화된 미합중국 특허 제5,048,059호에 서술된 바와 같이 신호 위상을 측정하는 동시에 신호 진폭을 측정한다.
8-웨이 디멀티플렉서(160)는 기호마다의 8벡터를 기호마다의 1 복소수 벡터의 8 스트림으로 분할한다. 디멀티플렉서(16)와 유사한 방법으로, 디멀티플렉서(160)는 바람직하게 적당한 어스레스 카운터의 제어하에 벡터 발생기(150)로부터 순차적인 복소수 벡터가 기록되는 전자 메모리를 구비한다.
복소수 벡터의 시퀀스 Z0,Z8,Zl6,....를 타이밍 위상 0이라고 하면, 시퀀스의 평균 ZAV은 위상 평균화기(17)의 대응부분인 벡터 평균화기(170)에 의해 결정되는데, 복소수 덧셈에 의해 다음과 같이 표현된다 :
ZAV= Z0+ Z8+ Z16+ ...
더해진 벡터의 수로써 ZAV를 나누는 스케일링(scaling)은 선택의 문제이다.
상술된 위상 평균화기와 똑 같이, 상기 평균화기(170)는 몇 가지 방법으로 벡터 시퀀스의 평균인 기준 벡터를 발생한다 만약 평균 제곱 윈도우(square averaging window)가 사용되면, 가장 새로운 값이 더해질 때 평균으로부터 가장 오랜된 값이 감산된다. 이때 ZAV= Z0+ Z8+ Z16이라고 하면, 다음 값은 다음 식과 같다 :
ZAV= Z8+ Z16+ Z24= ZAV+ Z24- Z0.
선택적으로, 지수 포겟팅을 갖는 평균이 사용될 때, 이와 같은 평균은 다음과 같다 :
ZAV= ZAV+ α(Znew- ZAV)
여기서, α는 지수 포겟팅 인수이고, Znew는 마지막 복소수 벡터이다. 칼만 필터 또는 제4(a)도에 도시된 것과 같은 위상-록 루프에 의한 평균은 선택적으로 사용될 수 있다.
또한 상술된 복소수 벡터 평균화 프로세스는 하드-리미트형 수신기(hard-limiting receiver)가 사용될 때 즉, 수신기가 단일 값(unitary values)인 연속하는 신호 진폭의 값을 발생하지 않을 때 사용될 수 있다. 이것은 평균 위상이 요구되지 않는 한 결과에 대한 아크탄젠트가 산출될 필요가 없다는 것을 제외하고 위상각의 코사인 및 사인을 평균하는 것에 대응한다.
평균 위상을 계산할 필요없이 즉, 아크탄젠트 함수를 사용할 필요없이 데카르트 또는 Z 값을 조작함으로써 제6도에 도시된 시스템에서 복조가 발생한다. 이 예에서, 8 누산기(180)는 다음 식으로 주어진 합을 형성한다 :
Z ·ZREF
여기서, Z는 디멀티플렉서(160)로부터 가정된 정보-비트-중심 타이미에 대응하는 복소수 벡터이고, ZREF는 상술한 바와 같이 계산된 평균화기(170)에 의해 발생된 평균 기준 벡터이고, *는 복소수 공액을 가리킨다. 상술한 식의 허수부분은 밑부분의 정보 비트의 극성에 대응하는 부호를 갖는다. 상기 식에서, 각각의 복소수 벡터 Z는 기준 벡터 ZREF를 얻는데 사용된 벡터 스트림으로부터 4 벗어난 벡터 스트립에서 나오는 것이다. 이것은 위상 샘플과 제3도에 도시된 평균 위상값간의 관계일 뿐이다.
또한 허수 부분은 에러 정정 프로세스에의 입력을 위한 "소프트(soft)" 비트 값으로써 사용될 수 있다. 제3도에 도시된 위상 프로세싱 구현에서 "소프트"값을 얻기 위해, 중간 비트 위상과 그것에 대응하는 위상 기준간의 위상차의 사인이 사용될 수 있다. 이것은 하드리미트형(hardlimiting) 수신기가 사용될 때 식 ZZREF의 허수부분에 대응하는 것으로, 이 경우 Z값의 진폭은 1이다.
제6도에 도시된 구현의 다른 구성품 및 그 기능은 제3도에 도시된 구현의 대응하는 구성부품 및 그 기능과 유사하다. 분별기(190)는 평균화기(170)에 의해 발생된 질의 측정으로부터 "최상의" 기준 벡터와 패턴 검출기(210)에 의해 발생된정보 비트 패턴 인식 신호를 결정한다. 전자 메모리의 위치에 대한 단순한 어드레스일 수 있는 적당한 선택 스위치(200)는 적당한 정보 비트 스트림을 선택한다. 또한 예상된 시간 윈도우내에서 어떠한 비트 패턴 인식 신호도 소정의 최소 임계값에 도달하지 않는 경우 이전의 메시지의 길이에 대한 지식을 사용하여 동일한 벡터 스트림과 최종적으로 복조된 출력을 산출하는 메시지 시작 점을 선택함으로써 동기화 성능이 향상될 수 있다. (이것은 "플라이휠 동기화(flywheel sync)"라고 부를 수도 있다).
상기 기능 및 산출은 하나의 기호 주기 시간내에서 모든 위상 샘플 또는 복소수 벡터 스트림에 대한 공식을 실행하기에 충분한 처리 속도를 갖는 디지탈 신호처리기(DSP)에 의해 용이하게 수행될 수 있다.
데이타의 전송이 연속적인 것이 아니지만 예를들면 데이타의 버스트를 갖는 음성인 시스템에서, 위상 기준이 데이타 버스트의 초기에 정확하게 설정되지 않지만, 마지막 음성 세그먼트로부터 계산된 무관하고 잘못된 위상값이 넘치기 전에 많은 멘체스터 기호가 시스템을 통과할 필요가 있을 것이다. 샘플을 메모리에 저장하고, 기호 주기마다 위상 드리프트율을 결정하기 위해 주파수 에러 평가치를 이용하여 적절한 시간에 기준을 뒤쪽으로 투사하여 샘플들을 회고하듯이(retrospectively) 디코딩함으로써 초기 데이타 기호의 손실을 피할 수 있다. 만약 dP가 기호 주기마다 위상 변화이고 Pi가 현재의 위상 기준 평가값이면, 이때 이전의 k 기호에 대한 회고상 변화이고 Pi가 현재의 위상 기준 평가값이면, 이때 이전의 k 기호에 대한 회고위상 위상 기준은 다음식으로부터 산출될 수 있다 :
Pi-k= Pi- kdP, 모듈 2π
기호 주기에 걸쳐 위상 드리프트가 클때, 이것은 흔히 기준이 결정되는 기호 경계에서의 위상과, 정보 비트를 정확하게 복조하기 위해 기호 중간점에서의 위상간의 차이를 정정할 필요가 있다. 상기 방정식은 위상 기준을 산출하기 위한 다음 식으로 표현된 바와 같이 기호 주기의 1/2만큼 위상 기준을 앞쪽으로 또는 뒤쪽으로 투사함으로써 적용될 수 있다.
Pi±0.5= Pi- 0.5dP
비록 본 발명의 특정한 실시예가 서술되고 도시되었지만, 본 발명은 기술분야의 숙련자에 의해 여러가지로 변형될 수 있기 때문에 이것에 한정되어 있지 않다는 것을 알아야 한다. 본 출원은 다음의 특허 청구의 범위로 한정된 바와 같이 본 발명의 정신과 영역내에 포함되는 모든 변형을 포괄하고 있다.

Claims (45)

  1. 코드화된 정보 비트의 복조 방법 - 상기 정보 비트는 캐리어 신호의 주파수를 변조하는 멘체스터-코드화 기호(Manchester-coded symbol)로 변환되고, 상기 변조된 캐리어 신호는 상기 기호에 따른 위상을 가짐-에 있어서, 각 기호 동안 상기 변조된 캐리어 신호의 위상을 복수회 샘플링하는 단계, 및 상기 기호의 중심 근처에서 얻어진 위상 샘플로부터 상기 기호로 표현된 상기 정보 비트를 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 기호의 중심에서 가장 가까운 상기 위상 샘플을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보비트의 복조 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 위상 샘플과 모듈로(modulo) 2π로 계산된 변조된 캐리어 신호로부터 유도된 다수의 위상 기준 간의 차의 부호를 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 각각의 위상 샘플을 상기 변조된 캐리어 신호로부터 유도된 다수의 위상 기준의 각각과 비교하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 기호 사이의 경계 근처에 있는 상기 위상 샘플로부터 다수의 위상 기준을 유도하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 유도 단계는 상기 위상 샘플을 평균화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 평균화 단계는 상기 위상 샘플의 코사인 및 사인을 개별적으로 평균화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  8. 제5항에 있어서, 상기 유도 단계는 상기 기호의 경계 근처에 있는 상기 위상 샘플의 이동 평균에 근거한 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  9. 제5항에 있어서, 상기 유도 단계는 상기 위상 샘플을·위상 트랙킹 루프(phase tracking loop)에 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  10. 제5항에 있어서, 상기 유도 단계는 상기 위상 샘플을 칼만 필터(Kalman filter)에 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  11. 제1항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 위상 샘플과 모듈로 2π로 계산된 상기 변조된 캐리어 신호로부터 유도된 대응하는 다수의 위상 기준 간의 위상차의 부호를 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 위상차의 사인(sine)인 소프트 기호값(soft symbol values)을 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 소프트 기호값은 용장적으로(redundantly) 코드화된 정보 비트를 디코드하는데 이용되는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  14. 제1항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 변조된 캐리어 신호로부터 유도된 다수의 위상 기준의 각각의 위상과 각각 관련된 다수의 품질 값(quality values)중에서 하나의 품질 값을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 선택 단계는 각각의 품질 값을 서로 비교하여 최대 값을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  16. 제14항에 있어서, 상기 기호 간의 경계 근처에 있는 위상 샘플을 평균화하여 상기 각각의 위상 기준과 관련된 품질 값을 발생함으로써 상기 각 위상 기준과 연관된 각각의 품질 값을 판단하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  17. 코드화된 정보 비트의 복조 방법 - 상기 정보 비트는 캐리어 신호의 주파수를 변조하는 멘체스터-코드화(Manchester-coded) 기호로 변환되고, 상기 변조된 캐리어 신호는 상기 기호에 따른 복소수 벡터값을 가짐 -에 있어서, 각 기호 동안 상기 변조된 캐리어 신호의 복소수 벡터 값을 복수회 샘플링하는 단계, 및 상기 기호의 중심 근처에서 얻어진 복소수 벡터 값 샘플로부터 상기 기호로 표현된 정보 비트를 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 기호의 중심에 가장 가까운 상기 복소수 벡터 값 샘플을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  19. 제17항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 각각의 복소수 벡터 값을 상기 변조된 캐리어 신호로부터 유도된 다수의 복소수 벡터 기준 각각으로 곱하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  20. 제19항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 곱셈의 합의 허수 부분의 부호를 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  21. 제19항에 있어서, 상기 판단 단계는 상기 곱셈의 합의 허수 부분과 같은 소프트 기호 값을 만드는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 소프트 기호 값은 용장적으로 코드화된 정보 비트를 디코드하는데 이용되는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  23. 제17항에 있어서, 상기 기호 간의 경계 근처에 있는 복소수 벡터 값 샘플로부터 다수의 복소수 벡터 기준을 유도하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 유도 단계는 상기 복소수 벡터 값 샘플을 벡터 평균화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  25. 제24항에 있어서, 상기 평균화 단계는 샘플 연령(sample age)에 따라 오래된 복소수 벡터 값 샘플을 지수적으로 디앰퍼사이즈(de-emphasizing)하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  26. 제23항에 있어서, 상기 유도 단계는 상기 기호의 경계 근처에 있는 복소수 벡터 값 샘플의 이동 평균에 근거한 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  27. 제23항에 있어서, 상기 유도 단계는 상기 복소수 벡터 값 샘플을 칼만 필터(Kalman filter)에 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  28. 제17항에 있어서, 상기 판단 단계는 다수의 품질 값(quality value)중에서 한개의 품질 값을 선택하는 단계를 포함하되, 상기 각각의 품질 값은 상기 변조된 캐리어 신호로부터 유도된 다수의 복소수 벡터 기준중 각각의 벡터 기준과 각각 관련되어 있는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  29. 제28항에 있어서, 상기 선택 단계는 각각의 품질 값을 서로 비교하여 최대값을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  30. 제28항에 있어서, 상기 기호 간의 경계 근처에 있는 상기 복소수 벡터 값 샘플을 평균화하고 결과로 나타나는 평균의 크기를 결정함으로써, 상기 각각의 복소수 벡터 기준과 관련된 각각의 품질 값을 판단하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 코드화된 정보 비트의 복조 방법.
  31. 신호의 주파수를 변조하는 멘체스터-코드화 기호로 변환된 정보 비트를 복원하기 위한 복조기에 있어서, 상기 신호로부터 제1 위상 신호를 발생하기 위한 수단 - 상기 제1 위상 신호는 연속하는 위상값을 가지며, 다수의 위상값이 각 기호 동안 발생됨-, 상기 제1 위상 신호를 다수의 제2 위상 신호로 분할하기 위한 수단 - 상기 각각의 제2 위상 신호는 연속하는 기호 동안 발생된 상기 위상값중 각각의 위상값을 가짐-, 상기 각각의 제2 위상 신호를 평균화하고 다수의 후보 위상 기준 신호를 발생하기 위한 수단, 상기 각각의 후보 위상 기준 신호와 상기 제2 위상 신호중 선택된 위상 신호를 비교하여 다수의 추정된 복조 신호를 발생하기 위한 수단, 및 상기 추정된 복조 신호중에서 하나의 복조 신호를 선택하고, 상기 선택된 복조 신호를 복조된 정보 비트 신호로서 상기 복조기의 출력에 공급하기 위한 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  32. 제31항에 있어서, 상기 분할 수단은 전자 메모리를 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  33. 제31항에 있어서, 상기 평균화 수단은 칼만 필터(Kalman filter)를 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  34. 제31항에 있어서, 상기 평균화 수단은 상기 각각의 제2 위상 신호를 순환평균화(circular averaging)하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  35. 제31항에 있어서, 상기 평균화 수단은 지수 포겟팅(exponential forgetting)으로써 상기 각각의 제2 위상 신호를 평균화하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  36. 제31항에 있어서, 상기 평균화 수단은 상기 후보 위상 기준 신호중 각 기준 신호에 대응하는 다수의 품질 값을 발생하고, 상기 선택 수단은 최대 품질 값을 판단하여 제어 신호를 발생하기 위한 수단과, 상기 제어 신호에 응답하여 상기 최대 품질 값에 대응하는 추정된 복조 신호를 출력에 공급하기 위한 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  37. 제31항에 있어서, 상기 선택 수단은 상기 각각의 추정된 복조 신호에서 선정된 비트 패턴을 검출하기 위한 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  38. 제37항에 있어서, 상기 선정된 비트 패턴 검출 수단은 상기 선정된 비트 패턴과 각각의 추정된 복조 신호 간에 각각의 부정합 비트 수를 판단하기 위한 수단을 구비하고, 상기 선택 수단은 상기 부정합 비트의 수에 근거하여 상기 추정된 복조 신호중 하나의 신호를 선택하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  39. 신호의 주파수를 변조하는 멘체스터-코드화 기호로 변환된 정보 비트를 복원하기 위한 복조기에 있어서, 상기 신호로부터 연속하는 복소수 벡터 값을 갖는 제1 신호를 발생하기 위한 수단 - 다수의 복소수 벡터값이 각 기호 동안 발생됨 - , 상기 제1 신호를 다수의 제2 신호로 분할하기 위한 수단 - 상기 각각의 제2 신호는 연속하는 기호 동안 발생된 상기 복소수 벡터 값중의 각각의 벡터 값을 가짐 -, 상기 각각의 제2 신호를 평균화하고 다수의 후보 기준 신호를 발생하기 위한 수단, 상기 각각의 후보 기준 신호와 상기 제2 신호중 선택된 신호의 복소수 공액의 합(products of complex conjugate)을 발생하고, 다수의 추정된 복조 신호를 발생하기 위한 수단, 및 상기 추정된 복조 신호중 하나의 신호를 선택하고, 상기 선택된 신호를 복조된 정보 비트 신호로서 상기 복조기의 출력에 공급하기 위한 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  40. 제39항에 있어서, 상기 분할 수단은 전자 메모리를 구비하는 것을 특징으로하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  41. 제39항에 있어서, 상기 평균화 수단은 칼만 필터(Kalman filter)를 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  42. 제39항에 있어서, 상기 평균화 수단은 지수 포겟팅(exponential forgetting)으로써 상기 각각의 제2 신호를 평균화하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  43. 제39항에 있어서, 상기 평균화 수단은 상기 후보 기준 신호중 각 기준 신호에 대응하는 다수의 품질 값을 발생하고, 상기 선택 수단은 최대 품질 값을 판단하고 제어 신호를 발생하기 위한 수단과, 상기 제어 신호에 응답하여 상기 최대 품질 값에 대응하는 상기 추정된 복조 신호를 출력에 접속하기 위한 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  44. 제39항에 있어서, 상기 선택 수단은 상기 각각의 추정된 복조 신호에서 선정된 비트 패턴을 검출하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
  45. 제44항에 있어서, 상기 선정된 비트 패턴 검출 수단은 상기 선정된 비트 패턴과 각각의 추정된 복조 신호 간에 각각의 부정합 비트 수를 판단하기 위한 수단을 구비하고, 상기 선택 수단은 상기 부정합 비트의 수에 근거하여 상기 추정된 복조 신호 중 하나의 신호를 선택하는 것을 특징으로 하는 정보 비트를 복원하기 위한 복조기.
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