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KR100246537B1 - 코드분할 다중접속 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식이중 채널 큐피에스케이 송수신기의 구조 - Google Patents

코드분할 다중접속 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식이중 채널 큐피에스케이 송수신기의 구조 Download PDF

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KR100246537B1
KR100246537B1 KR1019970062904A KR19970062904A KR100246537B1 KR 100246537 B1 KR100246537 B1 KR 100246537B1 KR 1019970062904 A KR1019970062904 A KR 1019970062904A KR 19970062904 A KR19970062904 A KR 19970062904A KR 100246537 B1 KR100246537 B1 KR 100246537B1
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정선종
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Abstract

본 발명은 코드분할 다중접속(Code Division Multiple Access ;CDMA) 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식 이중 채널 큐피에스케이 송수신기의 구조에 관한 것이다.
CDMA 시스템에서 일반적으로 사용되는 동기식 변복조 방법은 칩간 간섭을 야기시키고 데이터가 변하는 순간 전송 캐리어의 위상이 급격히 변화하므로 증폭기의 비선형 특성에 따라 송수신기의 성능이 감소되며 또한 동상 신호와 직교 신호 상호간의 누화 잡음이 완전히 제거되지 않는 문제점이 있다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여 본 발명에서는 데이터 비트 열에 파일럿 심벌을 삽입하므로써 전체 송신 신호 크기의 변화 폭을 감소시키고 입력 정보 비트를 두 개의 채널로 분리하고 각각의 채널에 서로 다른 직교 코드를 할당하므로써 누화 잡음을 제거하므로써 전체 시스템의 오율 성능을 향상시킬 수 있는 코드분할 다중접속 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식 이중 채널 QPSK 송수신기의 구조가 제시된다.

Description

코드분할 다중접속 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식 이중 채널 큐피에스케이 송수신기의 구조{Pilot symbol aidea dual channel QPSK for CDMA system}
본 발명은 코드분할 다중접속(Code Division Multiple Access ;이하 CDMA라 함) 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식 이중 채널 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 송수신기의 구조에 관한 것으로, 특히 파일럿 심벌을 데이터 비트 열에 삽입하고 입력 정보 비트를 두 개의 채널로 분리하고 각각의 채널에 서로 다른 직교 코드를 할당하므로써 누화잡음을 감소시킬 수 있는 동기식 이중 채널 QPSK 송수신기의 구조에 관한 것이다.
CDMA 시스템은 잡음 및 간섭 신호에 의해 전체 시스템의 성능 및 용량이 결정되는 시스템으로서, 전체 시스템의 성능을 향상시키기 위해서는 간섭 신호들을 최소화시키는 것이 중요하다. 이러한 CDMA 시스템에서의 변복조 방식은 정보 수신시 캐리어 정보의 필요 유무에 따라 동기식(coherent) 변복조 방식과 비동기식(noncoherent) 변복조 방식으로 분류되며, 캐리어 정보가 완전히 주어질 경우 부가성 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise ;이하 AWGN이라 함) 채널 환경 하에서 동기식 변복조 방식은 비동기식 변복조 방식에 비하여 약 3dB 정도의 우수한 성능을 갖는다. 또한 시스템의 용량을 증대시키는 방법인 감산형(subtractiove) 간섭 잡음 제거기의 경우에도 동기식 변복조 방식이 요구되는데, 이는 동기식 변복조 방식이 변화하는 무선 환경에 적응하는 간섭 잡음 제거기의 구현을 위한 채널 추정 기능을 갖기 때문이다.
CDMA 시스템에서의 동기식 변복조 방식들로는 다음과 같은 것들이 있다.
먼저 가장 간단한 BPSK 변복조 방식은 QPSK 방식에 비하여 두 배의 칩간 간섭(Inter-chip Interference ;ICI)을 야기시키고, 또한 데이터가 변하는 순간에 전송 캐리어의 위상이 180°로 급격히 변화하므로 증폭기의 비선형 특성에 따라 성능이 크게 감소된다. 균형 QPSK 방식에서는 동상(inphase), 직교(quadraphase)채널에 동일한 데이터 비트가 입력되며 이들 각각이 서로 다른 확산 시퀀스에 의해 확산된다. 이 방식은 동상 신호와 직교 신호 상호간의 누화잡음이 크게 줄어드는 등 이중 채널 QPSK와 비슷한 특성을 보이지만 성능 면에서는 이중 채널 QPSK에 미치지 못한다. 또한 데이터 비트가 동상, 직교 채널로 분리되어 입력되며, 이 들을 동일한 월시 코드와 확산 시퀀스를 이용하여 확산시키는 방식도 있는데, 이 방식에서는 수신단에서 정확한 캐리어 정보를 가지지 못할 경우 동상 채널 및 직교 채널간에 누화잡음이 야기되고 전송 캐리어가 180° 변화되어 증폭기의 비선형 특성에 따라 성능이 크게 감소되는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명은 동기식 변복조를 통하여 시스템의 이득을 개선시키고 동상 신호와 직교 신호 상호간의 누화 잡음 감소 및 전체 신호의 엔벌로프(envelop) 변화 정도를 감소시키므로써 전체 시스템의 성능을 향상시킬 수 있는 코드분할 다중접속 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식 이중 채널 QPSK 송수신기의 구조를 제공하는데 그 목적이 있다.
상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 코드분할 다중접속 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식 이중 채널 QPSK 송신기의 구조는 통화 채널의 +1, -1 신호를 I 채널 신호와 Q 채널 신호로 분리하는 직병렬 변환기와, 상기 직병렬 변환기를 통해 채널 분리된 신호에 각각 일정 주기로 파일럿 심벌을 삽입하기 위한 제 1 및 제 2 파일럿 심벌 삽입기와, 상기 파일럿 심벌이 주기적으로 삽입된 I 채널 신호 및 Q 채널 신호를 월쉬 코드를 이용하여 확산시키는 제 1 믹서 및 제 2 믹서와, 상기 월쉬 코드에 의해 확산된 I 채널 신호 및 Q 채널 신호를 PN 코드를 이용하여 확산시키는 제 3 믹서 및 제 4 믹서와, 상기 제 3 믹서 및 제 4 믹서의 출력을 입력으로 하여 파형을 성형하기 위한 제 1 및 제2 성형 필터와, 상기 I 채널 신호를 반송파 cos(2πf0t+θk)로, Q 채널 신호를 반송파 sin(2πf0t+θk)로 주파수 변조하는 제 5 및 제 6 믹서와, 상기 제 5 및 제 6 믹서의 출력을 증폭시켜 안테나로의 송신 신호를 발생시키는 고전력 증폭기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
또한 상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 코드분할 다중접속 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식 이중 채널 QPSK 수신기의 구조는 송신기로부터 채널을 거쳐 수신된 신호를 I 채널에 대한 반송파 cos(2πf0t) 및 Q 채널에 대한 반송파 sin(2πf0t)를 이용하여 각각 주파수 복조하는 제 1 및 제 2 믹서와, 상기 주파수 복조된 I 채널 및 Q 채널 신호를 필터링하는 제 1 및 제 2 정합 필터와, 상기 제 1 및 제 2 정합 필터를 통과한 동상 채널 및 직교 채널 신호를 정수배 샘플링하는 샘플러와, 상기 샘플링된 신호를 k번째 사용자의 PN 코드를 이용하여 역확산하는 제 3 및 제 4 믹서와, 상기 역확산 후의 I 채널 신호를 제 1 진폭과 위상의 채널 추정값의 코사인 항과 결합하는 제 5 믹서와, 상기 제 4 믹서의 출력을 제 1 진폭과 위상의 채널 추정값의 사인 항과 결합하는 제 6 믹서와, 상기 제 5 믹서의 출력과 제 6 믹서의 출력을 더하여 채널 보정하는 제 1 덧셈기와, 상기 역확산 후의 I 채널 신호를 제 2 진폭과 위상의 채널 추정값의 사인 항과 결합하는 제 7 믹서와, 상기 제 4 믹서의 출력을 제 2 진폭과 위상의 채널 추정값의 코사인 항과 결합하는 제 8 믹서와, 상기 제 7 믹서의 출력과 제 8 믹서의 출력을 더하여 채널 보정하는 제 2 덧셈기와, 상기 제 1 및 제 2 덧셈기의 출력을 월쉬 코드를 이용하여 각각 역확산하는 제 9 및 제 10 믹서와, 상기 제 9 및 제 10 믹서의 출력을 각각 입력으로 하여 2N 칩 주기동안 신호값을 합산하는 제 1 및 제 2 가산기와, 상기 제 1 및 제 2 가산기의 출력 중 I 채널 및 Q 채널 파일럿 결정 신호를 각각 입력으로 하여 복조 채널 추정값으로 사용되는 채널 추정값의 코사인 항 및 채널 추정값의 사인 항을 각각 생성하는 제 1 및 제 2 채널 추정기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 동기식 이중 채널 QPSK 송신기의 구조도.
도 2는 데이터 비트에 파일럿 심벌이 삽입된 통신 채널을 나타내는 기능도.
도 3은 본 발명에 따른 동기식 이중 채널 QPSK 수신기의 구조도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호 설명>
101 : 직병렬 변환기 102, 103 : 파일럿 심벌 삽입기
108 : 성형 필터 112 : 고전력 증폭기
303, 304 : 정합 필터 315, 316 : 가산기
317, 318 : 채널 추정기
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 동기식 이중 채널 QPSK 송신기의 구조도이다.
통화 채널의 (+1, -1) 신호
Figure pat00001
은 직병렬 변환기(101)를 통하여 I 채널 신호
Figure pat00002
와 Q 채널 신호
Figure pat00003
로 분리된다. 이후, I 채널 신호에는 제 1 파일럿 심벌 삽입기(102)에서, Q 채널 신호에는 제 2 파일럿 심벌 삽입기(103)에서 각각 파일럿 심벌이 주기적으로 삽입된다. 파일럿 심벌이 주기적으로 삽입된 I 채널 신호는 제 1 믹서(104)에서 월쉬 코드(walsh code) WI(n)에 의해 확산되고 Q 채널 신호는 제 2 믹서(105)에서 월쉬 코드 WQ(n)에 의해 확산된다. 월쉬 코드에 의해 확산된 I 채널 신호는 제 3 믹서(106)에서 PN 코드 Ck(n)에 의해 확산되고 Q 채널 신호는 제 4 믹서(107)에서 PN 코드 Ck(n)에 의해 확산된다. 이후 각 신호는 제 1 성형 필터(pulse shaping filter)(108) 및 제 2 성형 필터(109)를 통해 파형 성형된 후 I 채널 신호에 대한 반송파 cos(2πf0t+θk), Q 채널 신호에 대한 반송파 sin(2πf0t+θk)에 의해 제 5 및 제 6 믹서(110 및 111)를 통해 각각 주파수 변조되고 고전력 증폭기(112)에서 증폭된 후 안테나로 송신된다.
이때 k번째 사용자가 안테나로 송신하는 신호 Sk(t)는 다음의 [수학식 1]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00004
이때,
Figure pat00005
는 칩 에너지, WI와 WQ는 각각 I 채널과 Q 채널의 월쉬 코드, xk(n)은 주기적으로 파일럿 심벌이 삽입된 k번째 사용자의 데이터 비트열, ck(n)은 k 번째 사용자의 PN 코드, Tc는 칩 주기, f0는 반송파 주파수, θk는 k 번째 사용자의 위상을 나타낸다. [수학식 1]에서 알 수 있는 바와 같이 I 채널과 Q 채널로 각각 서로 다른 데이터가 전송되고 I 채널과 Q 채널은 각각 서로 다른 월쉬 코드로 직교 확산됨을 알 수 있다.
도 2는 데이터 비트에 파일럿 심벌이 삽입된 통신 채널을 나타내는 기능도이다. 파일럿 심벌(201, 203)은 일정 비트의 통화 채널의 데이터 신호들(202, 204)마다 한 비트씩 미리 정해진 주기로 삽입된다.
도 3은 본 발명에 따른 동기식 이중 채널 QPSK 수신기의 구조도로서, 일정한 주기로 삽입되어 있는 파일럿 심벌을 이용하여 채널을 추정하고 이를 이용하여 데이터를 복조하는 과정을 나타낸다.
송신기로부터 채널을 거쳐 수신된 신호 rk(t)는 I 채널에 대한 반송파 cos(2πf0t) 및 Q 채널에 대한 반송파 sin(2πf0t)에 의해 믹서(301 및 302)에서 주파수 복조되고 각각 제 1 및 제 2 정합 필터(303 및 304)를 거쳐 칩 주기 Tc의 정수 배로 샘플링된다. 이후 k번째 사용자의 PN 코드 Ck(n)을 이용하여 믹서(305 및 306)에서 역확산되어 역확산 후의 I 채널 신호 Ik,l및 Q 채널 신호 Qk,l을 만든다.
이후 역확산 후의 I 채널 신호 Ik,l은 제 1 진폭과 위상의 채널 추정값의 코사인 항 믹서(307)에서 결합된 후 믹서(310)에서 역확산 후의 Q 채널 신호 Qk,l과 제 2 진폭과 위상의 채널 추정값의 사인 항이 결합된 값과 덧셈기(311)에서 더해지므로써 채널 보정된다. 한편 역확산 후의 Q 채널 신호 Qk,l은제 2 진폭과 위상의 채널 추정값의 코사인 항 믹서(308)에서 결합된 후 믹서(309)에서 역확산 후의 I 채널 신호 Ik,l와 제 1 진폭과 위상의 채널 추정값의 사인 항이 결합된 값과 덧셈기(312)에서 더해지므로써 채널 보정된다. 이때 제 1 및 제 2 진폭과 위상의 채널 추정값의 코사인 항은 데이터의 경우
Figure pat00006
의 값을 갖고 파일럿 신호일 경우 I 채널은 +1, Q 채널은 -1의 값을 갖는다. 또한 제 1 및 제 2 진폭과 위상의 채널 추정값의 사인 항은 데이터의 경우
Figure pat00007
의 값을 갖고 파일럿 신호일 경우 I 채널은 +1, Q 채널은 -1의 값을 갖는다.
이후 신호는 각각 믹서(313 및 314)에서 월쉬 코드 WI(n) 및 WQ(n)를 이용하여 역확산되고 2N 칩 주기동안 신호값을 합산하는 제 1 및 제 2 가산기(315 및 316)로 각각 입력된다. 제 1 및 제 2 가산기(315 및 316)는 각각 k 번째 사용자의 I 채널 결정 신호
Figure pat00008
및 Q 채널 결정 신호
Figure pat00009
와 I 채널 파일럿 결정 신호
Figure pat00010
및 Q 채널 파일럿 결정 신호
Figure pat00011
를 출력한다.
이후 I 채널 및 Q 채널 파일럿 결정 신호는 각각 제 1 및 제 2 채널 추정기(317 및 318)된 후 데이터 복조시 채널 추정값으로 사용되는 채널 추정값의 코사인 항 채널 추정값의 사인 항을 각각 생성한다.
이러한 과정을 수학식을 이용하여 보다 자세히 설명하면,k번째 사용자를 포함한 다수의 사용자들이 송신한 신호와 채널 잡음을 반영한 안테나에서의 수신 신호 rk(t)는 다음의 [수학식 2]와 같이 나타내어진다.
Figure pat00012
여기서K는 서비스 중인 사용자 수, αk,l(n), Φk,l(t), τk,l(t)는 각각k번째 사용자의l번째 경로 신호에 대한 채널 응답의 진폭, 위상, 시간 지연을 나타낸다. 또한n(t)는 AWGN을 나타낸다. 이 수신신호가 믹서(305 및 306)에서 PN 역 확산된 후 얻어진 기저 대역 I 채널, Q 채널 신호는 다음의 [수학식 3]으로 나타낼 수 있다.
Figure pat00013
여기서 vk,l(n)은 백색 가우시안 잡음과 다중 접속 잡음을 포함한 잡음이다.
월쉬 코드 WI및 WQ에 의해 믹서(313 및 314)에서 역확산된 후 제 1 및 제 2 가산기(315 및 316)에서2N칩 주기 동안 합해서 얻은k번째 사용자의 I 채널 및 Q 채널의 결정 신호는 각각 다음의 [수학식 4]와 같이 나타내어진다.
Figure pat00014
이에 반하여 기존의 QPSK 변복조 방식의 경우k번째 사용자의 I 채널 및 Q 채널의 결정 신호는 다음의 [수학식 5]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00015
수학식에서 알 수 있는 바와 같이 기존의 QPSK 변복조 방식의 경우 k 번째 사용자의 I 채널 결정 신호식 내에는 Q 채널 데이터가, Q 채널 결정 신호식 내에는 I 채널 데이터가 남아있음을 볼 수 있다. 이 성분이 I 채널과 Q 채널간의 누설 잡음으로서 본 발명에서는 I 채널과 Q 채널을 직교 확산시킴으로서 이 성분을 제거할 수 있고, 따라서 전체 시스템의 오율 성능을 크게 향상시킬 수 있다.
한편, 월쉬 코드 WI및 WQ에 의해 믹서(313 및 314)에서 역확산된 후 제 1 및 제 2 가산기(315 및 316)에서2N칩 주기 동안 합해서 얻은k번째 사용자의 I 채널 및 Q 채널의 파일럿 결정 신호는 각각 다음의 [수학식 6]과 같이 나타내어진다.
Figure pat00016
이러한 파일럿 결정 신호를N p 비트 주기 동안 합하는 과정을 거쳐 제 1 및 제 2 채널 추정기(317 및 318)를 통해 각각 채널 파라미터를 추정한 후, 신호는 다음의 [수학식 7]과 같이 나타낼 수 있다. 여기서N p NT c 시간이 채널 특성이 일정하게 유지하는 시간 이내의 값이 되도록N p 를 설정한다.
Figure pat00017
이와 같이 본 발명에서는 파일럿 심벌을 사용하여 채널 특성을 추정한다. 종래의 파일럿 채널을 사용하는 경우에는 파일럿 채널이 별도의 채널로 존재하여 전체 송신 신호 크기의 변화의 폭이 컸지만, 본 발명에서는 파일럿 심벌이 별도의 채널로 존재하지 않고 데이터 비트열 내에 존재하므로서 전체 송신 신호 크기의 변화의 폭을 줄일 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명에 따르면, 데이터 비트 열에 파일럿 심벌을 삽입하므로써 전체 송신 신호 크기의 변화 폭을 감소시킬 수 있고 입력 정보 비트를 두 개의 채널로 분리하고 각각의 채널에 서로 다른 직교 코드를 할당하므로써 누화 잡음을 제거할 수 있으며, 전송 케리어의 위상이 변화하는 것을 방지하여 전체 신호의 엔벌로프 변화 정도를 감소시키므로써 전체 시스템의 오율 성능을 향상시킬 수 있는 탁월한 효과가 있다.

Claims (2)

  1. 통화 채널의 +1, -1 신호를 동상 채널 신호와 직교 채널 신호로 분리하는 직병렬 변환기와,
    상기 직병렬 변환기를 통해 채널 분리된 신호에 각각 일정 주기로 파일럿 심벌을 삽입하기 위한 제 1 및 제 2 파일럿 심벌 삽입기와,
    상기 파일럿 심벌이 주기적으로 삽입된 동상 채널 신호 및 직교 채널 신호를 서로 다른 월쉬 코드를 이용하여 확산시키는 제 1 믹서 및 제 2 믹서와,
    상기 월쉬 코드에 의해 확산된 동상 채널 신호 및 직교 채널 신호를 PN 코드를 이용하여 확산시키는 제 3 믹서 및 제 4 믹서와,
    상기 제 3 믹서 및 제 4 믹서의 출력을 입력으로 하여 파형을 성형하기 위한 제 1 및 제2 성형 필터와,
    상기 동상 채널 신호를 반송파 cos(2πf0t+θk)로, 직교 채널 신호를 반송파 s동상n(2πf0t+θk)로 주파수 변조하는 제 5 및 제 6 믹서와,
    상기 제 5 및 제 6 믹서의 출력을 증폭시켜 안테나로의 송신 신호를 발생시키는 고전력 증폭기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 코드분할 다중접속 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식 이중 채널 큐피에스케이 송신기의 구조.
  2. 송신기로부터 채널을 거쳐 수신된 신호를 동상 채널에 대한 반송파 cos(2πf0t) 및 직교 채널에 대한 반송파 sin(2πf0t)를 이용하여 각각 주파수 복조하는 제 1 및 제 2 믹서와,
    상기 주파수 복조된 동상 채널 및 직교 채널 신호를 필터링하는 제 1 및 제 2 정합 필터와,
    상기 제 1 및 제 2 정합 필터를 통과한 동상 채널 및 직교 채널 신호를 정수배 샘플링하는 샘플러와,
    상기 샘플링된 신호를 k번째 사용자의 PN 코드를 이용하여 역확산하는 제 3 및 제 4 믹서와,
    상기 역확산 후의 동상 채널 신호를 제 1 진폭과 위상의 채널 추정값의 코사인 항 결합하는 제 5 믹서와,
    상기 제 4 믹서의 출력을 제 1 진폭과 위상의 채널 추정값의 사인 항과 결합하는 제 6 믹서와
    상기 제 5 믹서의 출력과 제 6 믹서의 출력을 더하여 채널 보정하는 제 1 덧셈기와,
    상기 역확산 후의 동상 채널 신호를 제 2 진폭과 위상의 채널 추정값의 사인 항과 결합하는 제 7 믹서와,
    상기 제 4 믹서의 출력을 제 2 진폭과 위상의 채널 추정값의 코사인 항 결합하는 제 8 믹서와,
    상기 제 7 믹서의 출력과 제 8 믹서의 출력을 더하여 채널 보정하는 제 2 덧셈기와,
    상기 제 1 및 제 2 덧셈기의 출력을 월쉬 코드를 이용하여 각각 역확산하는 제 9 및 제 10 믹서와,
    상기 제 9 및 제 10 믹서의 출력을 각각 입력으로 하여 2N 칩 주기동안 신호값을 합산하는 제 1 및 제 2 가산기와,
    상기 제 1 및 제 2 가산기의 출력 중 동상 채널 및 직교 채널 파일럿 결정 신호를 각각 입력으로 하여 복조 채널 추정값으로 사용되는 채널 추정값의 코사인 항 및 채널 추정값의 사인 항을 각각 생성하는 제 1 및 제 2 채널 추정기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 코드분할 다중접속 시스템에서 파일럿 심벌을 이용한 동기식 이중 채널 큐피에스케이 수신기의 구조.
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