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JPS594204A - Band pass filter - Google Patents

Band pass filter

Info

Publication number
JPS594204A
JPS594204A JP11219682A JP11219682A JPS594204A JP S594204 A JPS594204 A JP S594204A JP 11219682 A JP11219682 A JP 11219682A JP 11219682 A JP11219682 A JP 11219682A JP S594204 A JPS594204 A JP S594204A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
capacitor
capacitance
filter
band
electrode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP11219682A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Toshihiko Oi
俊彦 大井
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp, Tokyo Shibaura Electric Co Ltd filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP11219682A priority Critical patent/JPS594204A/en
Publication of JPS594204A publication Critical patent/JPS594204A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01PWAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00Auxiliary devices
    • H01P1/20Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203Strip line filters
    • H01P1/20327Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20354Non-comb or non-interdigital filters
    • H01P1/20363Linear resonators

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

PURPOSE:To minimize the insertion loss, by eliminating a ground electrode at the back side of a substrate opposing to a capacitor fitting electrode for preventing the production of capacitance between the capacitor fitting electrode and the ground electrode, relating to a capacitive gap coupling transmission line filter using a microstrip line. CONSTITUTION:A part of ground pattern Ye corresponding to fitting patterns Y05, Y06, Y07 to fix a capacitor via a dielectric substrate epsilonr is eliminated in the titled filter so as to avoid the production of capacitance between the fitting patterns Y05, Y06, Y07 and the ground pattern Ye. The part where the ground pattern Ye is eliminated is a section represented by ls01 in Figure and also by S01. Through the constitution above, the reduction in the band width of the band pass filter due to the capacitance between the fitting patterns Y05, Y06, Y07 and the ground pattern Ye is avoided.

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、マイクロストリップラインを用いた容量性
ギヤツブ結合伝送線路P波器(キャパシティブギャップ
カップルドトランスミッションラインフィルタ)に関し
、特にこのp波器−を800MHz〜LOOOMHzの
比較的低い周波数で使用できるように容量性ギャップを
コンデンサに置き換えて構成した帯域p波器に関する。
Detailed Description of the Invention [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a capacitive gear-coupled transmission line P-wave device (capacitive gap-coupled transmission line filter) using a microstrip line, and particularly relates to a capacitive gap-coupled transmission line P-wave device using a microstrip line. The present invention relates to a band p-wave generator configured by replacing a capacitive gap with a capacitor so that it can be used at a relatively low frequency of 800 MHz to LOOOMHz.

〔発明の技術的背景〕[Technical background of the invention]

り(以下トランスミッションラインフィルタという)は
、所定長のマイクロストリップラインからなる複数の共
振器と、との共振器間および共振器と伝送路との間に形
成されるマイクロストリップラインのギャップからなる
結合容量によって構成される。
A transmission line filter (hereinafter referred to as a transmission line filter) is a coupling consisting of multiple resonators made of microstrip lines of a predetermined length, and microstrip line gaps formed between the resonators and between the resonators and the transmission line. Composed by capacity.

このトランスミッションラインフィルタはチェビシェフ
特性フィルタと同等に扱うことができる。
This transmission line filter can be treated equivalently to a Chebyshev characteristic filter.

第1図はチェビシェフローパス特性フィルタ(7)応答
特性、第2図はその回路例、第3図はチェビシェフバン
ドパス特性フィルタの応答特性を第1図1こ示したチェ
ビシェフローパス特性フィルタの応答特性に対応して示
したものである。
Figure 1 shows the response characteristics of the Chebyshev low-pass characteristic filter (7), Figure 2 shows its circuit example, and Figure 3 shows the response characteristics of the Chebyshev band-pass characteristic filter. The corresponding figures are shown below.

トランスミッションラインフィルタによって、第3図に
示すようなチェビシェフバンドパス特性フィルタの応答
特性と同等のものを得るための共振器の数および共振器
の長さおよび共振器間のギャップおよび共振器と伝送路
間のギャップは、Leo Young、GeorgeL
lMatthael、  E、M。
The number of resonators, the length of the resonators, the gap between the resonators, and the resonator and transmission line are necessary to obtain a response characteristic equivalent to that of the Chebyshev band-pass characteristic filter shown in Fig. 3 using the transmission line filter. The gap between Leo Young, George L.
lMatthael, E.M.

T、Jones、の共著からなる Microwave
Filters、Impedance−Matchin
g Net−works、 And Coupling
 8truc*es  (出版社マッグロウ−ヒルブッ
クカンパニー)にも示されているように周波数”Op 
wI T w2および周波数Wa、Wl)における減1
11(ilLA、、帯域内のりップルおよび伝送路の特
性インピーダンスを定めることにより以下のようにして
求めることができる。
Microwave, co-authored by T. Jones,
Filters, Impedance-Matchin
gNet-works, And Coupling
As shown in 8truc*es (Publisher: McGraw-Hill Book Company), the frequency “Op”
wI T w2 and frequency Wa, Wl) decrease 1
11 (ilLA), can be obtained as follows by determining the in-band ripple and the characteristic impedance of the transmission path.

すなわち、共振器の数は とし、弐〇)に(2) (3)を代入することによりを
得て、この式(4)式の値をもとにして決めることがで
きる。
That is, the number of resonators can be obtained by substituting (2) and (3) into 20), and can be determined based on the value of equation (4).

次に共振器の数を2と仮定して伝送路と共振器のギャッ
プにもとづく等価容量(第4図のBoI。
Next, assuming that the number of resonators is 2, the equivalent capacitance (BoI in Fig. 4) is calculated based on the gap between the transmission line and the resonator.

B23)と共振器間のギャップにもとづく等価容量(第
4図B12)は、第1図、第2図においてチェビシェフ
フィルターの定数をω1’:l、po工1゜Is+f2
.Is (フィルターの設計定数)とすれば、zo;伝
送路の特性インピーダンス j01 ”’ n+1”ω0・001〜n+1  ・・
・・・・・・・・・・・・・・・・(9)となる。ゆえ
に伝送路の特性インピーダンスz(1と中心周波数ω0
が決まれば等価容tBo1. f312゜13zsを求
めることが出来る。
B23) and the equivalent capacitance (B12 in Fig. 4) based on the gap between the resonators are calculated using the constants of the Chebyshev filter in Figs.
.. If Is (filter design constant), then zo; characteristic impedance of transmission path j01 "'n+1" ω0・001~n+1 ・・
・・・・・・・・・・・・・・・(9) Therefore, the characteristic impedance of the transmission line z (1 and the center frequency ω0
Once determined, the equivalent volume tBo1. f312°13zs can be found.

次に等価容量B01 * BlN + B23に相当す
るギャップ(第5図のΔ)は、次式 から求めることが出来る。
Next, the gap (Δ in FIG. 5) corresponding to the equivalent capacitance B01*BIN+B23 can be found from the following equation.

ただし、式(1のでλはフィル回心周波数の1波長すは
基板の共振器と接地電極間の距離でありと置くことが出
来る。
However, in equation (1), λ can be set to be one wavelength of the fill conversion frequency, or the distance between the resonator of the substrate and the ground electrode.

この式(10)をΔについて解くと B・λ ωth−1eyO′b2π・Δ zb となり、ここで と置くと zb−に △2□     ・・・川・・・・印・・・・山(12
)π となって式(12)からギャップΔを計算することがで
きる。
Solving this equation (10) for Δ gives B・λ ωth−1eyO′b2π・Δ zb, and if we put it here, zb− becomes △2□ ... River ... Mark ... Mountain (12
)π, and the gap Δ can be calculated from equation (12).

次に、共振器の長さ11.12c第4図)は、まず位相
角θ1.θ、を次式(13)から求め、・・・・・・・
・・・・・・・・(13)(j−1〜n) この位相角θ1.θ、を式(14)に代入するこさで求
めることができる。
Next, the length of the resonator 11.12c (Fig. 4) is determined by the phase angle θ1. Find θ from the following equation (13), and...
・・・・・・・・・(13)(j-1~n) This phase angle θ1. It can be determined by substituting θ into equation (14).

(n−1,2,311) gfは基板の有する誘電体の比 誘電率 今帯域P波器の中心周波数ω0を988MHz。(n-1,2,311) gf is the dielectric ratio of the substrate dielectric constant The center frequency ω0 of the current band P-wave device is 988MHz.

周波数Q)sを970MH2,周波数ωz’i=100
6MHz、伝送路の特性インピーダンスZo ” 5 
oΩ(Yo =0.02 ) 、帯域内リップルを3d
B、共損器の数を2とし、周波数ωa′の点で20 d
B以上の減衰量話しを得るための周波数ω@−を928
MHz基板の厚さ1.6 sn 、導体の厚さ0.03
5闘、比誘電率を4.7とし、今まで述べた式を用いて
各々の定数を計算すると第6図に示すようなトランスミ
ッションラインフィルタが計算で求められる。ここで共
振器長1..12は式(14)で、ギャップ△C1+Δ
C2,△C3は式(5)、(6)、(7)、(8)、(
9)、(12)で求めることができる。
Frequency Q)s is 970MH2, frequency ωz'i=100
6MHz, characteristic impedance of transmission line Zo” 5
oΩ (Yo = 0.02), the in-band ripple is 3d
B, the number of colossers is 2, and the frequency ωa′ is 20 d
The frequency ω@- to obtain an attenuation amount of B or more is 928
MHz substrate thickness 1.6 sn, conductor thickness 0.03
By setting the dielectric constant to 4.7 and calculating each constant using the formulas described above, a transmission line filter as shown in FIG. 6 can be obtained. Here, the resonator length is 1. .. 12 is equation (14), and the gap ΔC1+Δ
C2, △C3 are expressed by formulas (5), (6), (7), (8), (
9) and (12).

この計算によるとギヤツブへ〇l、C3に対応する等価
容量は0.43PF、ギャップ△C1,ΔC3は5.5
5X10”−’mx、またギャップΔC2対応する1等
価。
According to this calculation, the equivalent capacity corresponding to 〇l and C3 to the gear is 0.43PF, and the gaps △C1 and △C3 are 5.5
5X10''-'mx, also equivalent to 1 corresponding to the gap ΔC2.

容量は0.14PFでギャップ△C2は0.0206龍
となる。
The capacity is 0.14PF and the gap ΔC2 is 0.0206.

しかし、このような小幅のギャップは機械的に実現困難
である。そこでこのギャップにコンデンサを接続し、こ
のコンデンサにより上記ギャップに対応した等価容量を
得る方法が考えられている。
However, such a narrow gap is mechanically difficult to achieve. Therefore, a method has been considered in which a capacitor is connected to this gap to obtain an equivalent capacitance corresponding to the gap.

ここでコンデンサとしては高周波特性が良く、温度特性
コンデンサを用い該コンデンサを必要に応じて複数個直
列にとりつける必要となる。
Here, it is necessary to use a capacitor with good high frequency characteristics and temperature characteristics, and to connect a plurality of such capacitors in series as necessary.

第7図は、このようにギャップにコンデンサを取付ケた
構成のトランスミッションラインフィルタを示りたもの
で、YOl、Yo4は、マイクロストリップラインから
なる伝送路、Yo2.Yo3は所定長のマイクロストリ
ップラインからなる共振器、Yo5.Yo6.Yo7は
コンデンサの取付パターン、C1,C2,C3,C4,
C5,C8はコンデンサである。
FIG. 7 shows a transmission line filter having a configuration in which capacitors are installed in the gaps as described above, in which YO1, Yo4 are transmission lines consisting of microstrip lines, Yo2... Yo3 is a resonator consisting of a microstrip line of a predetermined length, Yo5. Yo6. Yo7 is the capacitor installation pattern, C1, C2, C3, C4,
C5 and C8 are capacitors.

〔背景技術の問題点〕[Problems with background technology]

第7図に示すように容量性ギャップをコンデンサで置キ
換えてトランスミッションラインフィルタを構成すると
、第8図にA−A断面図で示すように取付パターンYo
5.Yo6.Yo7 と誘電体基板εrを介して相対す
る接地電極Ye間に静電容量CYos、CYoe・CY
07を生じ1この静電容量が帯域p波器の帯域幅を等測
的に狭くするように動作する為に挿入損失を増加させる
という問題が生じた。
When a transmission line filter is constructed by replacing the capacitive gap with a capacitor as shown in FIG. 7, the mounting pattern Yo as shown in the A-A sectional view in FIG.
5. Yo6. Electrostatic capacitance CYos, CYoe・CY between Yo7 and the ground electrode Ye facing each other via the dielectric substrate εr
A problem arose in that this capacitance acts to narrow the bandwidth of the band p-wave device isometrically, thereby increasing the insertion loss.

すなわち取付パターンYO5+ ” 06 * YOf
の寸法をそれぞれ3朋×3朋とするとコンデンサ取付パ
ターンと接地電極間容量は0.23PF程度となり、ま
たこの帯域フィルターの挿入損失I、 8はで求められ
、 式(15)より明らかなように取付館パターンと、対接
地面の静電容量により帯域が狭くなれば挿入損失が増加
することになる。
In other words, the mounting pattern YO5+ ” 06 * YOf
If the dimensions of each are 3 x 3, the capacitance between the capacitor mounting pattern and the ground electrode will be about 0.23 PF, and the insertion loss I, 8 of this bandpass filter is found by, as is clear from equation (15). If the band becomes narrower due to the mounting pattern and the capacitance to the ground plane, insertion loss will increase.

この場合の等価回路は第9図に示さ、れる。The equivalent circuit in this case is shown in FIG.

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、マイクロ
ストリップライン構造の帯域P波器の容量性ギャップを
コンデンサへ置き換えるとともにこれによって生じる挿
入損失を極力小さくした帯域p波器を提供することを目
的とする。
This invention has been made in view of the above points, and aims to provide a band P-wave converter having a microstrip line structure in which the capacitive gap in the band P-wave converter is replaced with a capacitor and the insertion loss caused by this is minimized. purpose.

〔発明の概要〕[Summary of the invention]

そこで、この発明によれば、コンデンサ【付電極と相対
する基板裏側の接地電極を除去することによりコンデン
サ取付電極と接地電極間に容量が生じないようにし、こ
れによって挿入損失の改善を計るようにしている。
Therefore, according to the present invention, by removing the ground electrode on the back side of the board that faces the capacitor mounting electrode, no capacitance is generated between the capacitor mounting electrode and the ground electrode, thereby improving insertion loss. ing.

〔発明の実施例〕[Embodiments of the invention]

以下、この発明の実施例を添付図面を参照して詳細に説
明する。第10図、第11図はこの発明の一実施例を示
したもので、第10図はその平面図、第11図は第10
図に示すA−A断面図である。また第12図はこの実施
例の等価回路図である。なお第10図から第12図にお
いて、第7図から第9図に示す回路と同一の機能を果す
部分には説明の便宜上同一の符号を符する。すなわちY
OI、Ye4はマイクロストリップラインによる伝送路
、Ye2゜Ye3は所定長のマイクロストリップライン
からなる共振器C1は伝送路YOIと共振器YO2とを
カップリングするコンデンサ、C2,C3,c、+”5
は共振器YO2と共振器yosとをカップリングするコ
ンデンサ、C6は共振器yosと伝送路YO4とをカッ
プリングするコンデンサ、YO2r YOI r Ye
7はコンデンサC2,C3,C4,C5を固定するため
の取付はパターン、Crは誘電体基板、Yeは接地パタ
ーンである。またSlは信号源、ltlはこのP波器の
入力インピーダンスに整合する入力抵抗R2はこの沖波
器の出力インピーダンスに整合する負荷抵抗である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. 10 and 11 show an embodiment of the present invention, FIG. 10 is a plan view thereof, and FIG.
It is an AA sectional view shown in a figure. FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of this embodiment. Note that in FIGS. 10 to 12, parts that perform the same functions as the circuits shown in FIGS. 7 to 9 are designated by the same reference numerals for convenience of explanation. That is, Y
OI and Ye4 are transmission lines made of microstrip lines, Ye2゜Ye3 are microstrip lines of a predetermined length, and a resonator C1 is a capacitor that couples the transmission line YOI and the resonator YO2, C2, C3, c, +"5
is a capacitor that couples the resonator YO2 and the resonator yos, C6 is a capacitor that couples the resonator yos and the transmission line YO4, YO2r YOI r Ye
7 is a mounting pattern for fixing the capacitors C2, C3, C4, and C5, Cr is a dielectric substrate, and Ye is a grounding pattern. Further, Sl is a signal source, and ltl is an input resistance that matches the input impedance of this P-wave device, and R2 is a load resistance that matches the output impedance of this Oki wave device.

この実施例の装置は第11図に明確に示されているよう
にコンデンサを固定するための取付パターンY05 r
 Ye6 y YO2に誘電体基板gjを介して対応す
る接地パターンYeの一部を除去し、取付パターンY0
5 + YOI + yoyと接地パターンYe間(こ
容量が生じないようにしたことを特徴としている。
The device of this embodiment has a mounting pattern Y05 r for fixing the capacitor as clearly shown in FIG.
A part of the ground pattern Ye corresponding to Ye6 y YO2 via the dielectric substrate gj is removed, and the mounting pattern Y0 is
5 + YOI + yoy and the ground pattern Ye (the feature is that this capacitance is not generated).

この接地パターンYeが除去された部分は第11図では
1801で表わされる区間であり、第10図ではSol
で示される。
The part from which this grounding pattern Ye has been removed is the section indicated by 1801 in FIG. 11, and in FIG.
It is indicated by.

このような構成をとることにより、取付はパターン”O
5r ”C6+ ”07と接地パターンYe間の容量に
よる帯域p波器の帯域幅の減少を除去でき、これによる
挿入損失の増加を防ぐことができる。
By adopting this configuration, the installation can be done using pattern “O”.
It is possible to eliminate the decrease in the bandwidth of the band p-wavelength converter due to the capacitance between the 5r "C6+" 07 and the ground pattern Ye, and to prevent the increase in insertion loss due to this.

この帯域F波器の特性は第12図において信号源Srと
して、使用周波数帯域用の高周波発振器を接続し、抵抗
R2に高周波パルポルか電力計を接続し、入力高周波発
振器の発掘周波数を変化させることにより測定できる。
The characteristics of this band F-wave generator are shown in Fig. 12, in which a high-frequency oscillator for the used frequency band is connected as the signal source Sr, a high-frequency Palpol or a wattmeter is connected to the resistor R2, and the excavation frequency of the input high-frequency oscillator is changed. It can be measured by

第13図はこのようにして測定したこの実施例の帯域p
波器の周波数に対する相対減衰量をコンデンサの取付は
パターンYOS+ ”06 + Ye7に対する接地パ
ターンYeが除去されていない場合(第7図から第8図
)に対応して示したものである。
FIG. 13 shows the band p of this example measured in this way.
The relative attenuation with respect to the frequency of the wave generator is shown for the case in which the capacitor is attached to the pattern YOS+"06+Ye7 and the ground pattern Ye is not removed (FIGS. 7 to 8).

第13図においてグラフAは接地パターンYeが除去さ
れたこの実施例の装置の特性、グラフBは接地パターン
Yeが除去されていない第7図、第8図に示した装置の
特性を示すものである。グラフAとグラフBとを比較し
てみると接地電極がある場合(こ比較して接地電極を除
去すると挿入損失がLidBだけ減少することが明らか
となる。
In FIG. 13, graph A shows the characteristics of the device of this embodiment from which the ground pattern Ye has been removed, and graph B shows the characteristics of the device shown in FIGS. 7 and 8 from which the ground pattern Ye has not been removed. be. Comparing graphs A and B, it becomes clear that when there is a ground electrode, the insertion loss decreases by LidB when the ground electrode is removed.

第14図、第15図は容量性ギャップの代りに用いるコ
ンデンサとしてリードタイプのチップコンデンサを用い
た他の実施例を示したものである。
FIGS. 14 and 15 show another embodiment in which a lead type chip capacitor is used as the capacitor instead of the capacitive gap.

第14図1.第15図において、YOIOT YOI6
はマイクロストリップラインから構成される伝送路、Y
oll + YOI5は所定長のマイクロストリップラ
インから構成される共振器、YOI2 + Yosa 
、 YOI4は、コンデンサの取付はパターン、Yeo
は接地パターン> C10+ C11r C1m・”1
3 t C14・CI!1 はコンデンサである。また
S02 r 1S02は接地パターン除去部分および除
去領域を示す。このような構成においても、第10図か
ら第12図に示した実施例吉同様lこ動作し、挿入損失
の減少をはかることができる。
Figure 14 1. In Figure 15, YOIOT YOI6
is a transmission line composed of microstrip lines, Y
oll + YOI5 is a resonator composed of a microstrip line of a predetermined length, YOI2 + Yosa
, YOI4 is a pattern for capacitor installation, Yeo
is grounding pattern > C10+ C11r C1m・”1
3t C14・CI! 1 is a capacitor. Further, S02 r 1S02 indicates the ground pattern removed portion and removed area. Even in such a configuration, the same operation as the embodiments shown in FIGS. 10 to 12 can be performed, and the insertion loss can be reduced.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上説明したように、この本発明によれば900MHz
帯又はそれより低い周波数で実現しにくかったキャパシ
ティプギャップカップルドトランスミノションフィルタ
をギャップをコンデンサで置き換えることによって実現
するとともに、これによってその際発生する挿入損失の
増加をおさえることができ、小型化、低挿入損失が要求
される、各種無線装置に好適な帯域P波器を提供するこ
とができる。
As explained above, according to the present invention, 900MHz
The capacitive gap-coupled transmission filter, which was difficult to realize at frequencies above or below the frequency range, can be realized by replacing the gap with a capacitor. It is possible to provide a band P-wave device suitable for various wireless devices that require low insertion loss and low insertion loss.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図はこの発明を説明するためのチェビシェフローパ
ス特性フィルタの周波数応答特性を示す図、第2図はチ
ェビシェフローパス特性フィルタを示す回路図、第3図
はチェビシェフバンドパス特性フィルタの周波数応答特
性を示す図、第4図、第5図、第6図はマイクロストリ
ップラインによるキャパシティブギャップカソプルドト
ランスミッションフィルタの構成を説明する図、第7図
、第8図は容量性ギャップをコンデンサで置き換えた帯
域P波器の平面図およびそのA−A断面図、1s9図は
第7図、第8図に示す帯域p波器の等価回路図、第10
図、第11図はこの発明の帯域p波器の一実施例を示す
平面図およびそのA−A断面図、第12図は第10図、
第11図に示した実施例の帯域p波器の等価回路図、第
13図は第10図、第11図に示した実施例の特性を示
す図、第14図、第15図はコンデンサをリードタイプ
のチップコンデンサで構成したこの発明の他の実施例を
示す平面図およびそのB−B断面図である。 yot t YO2* YOIO+ rots°°゛伝
送鱗5YO2’pyos l YOII + ”012
 ”’共振器、c1〜c、 、 cto −C15°゛
・コンデンサ、”e r YeO・・・接地パターン、
YO2* yos t yoy I YO12+ yo
ts s YQL4 ”’取付ケバターン、801 *
 S02・・・接地パターン除去部第1図 ω−−−−− 第2図 第3図 ω−−慢一 第4図 第5図 第6図 第7図 第9図 第1O図 第1I図 第12図 第13図 相かA表置[dB) (MH2) ■塘数 第14図
Fig. 1 is a diagram showing the frequency response characteristic of a Chebyshev low-pass characteristic filter for explaining the present invention, Fig. 2 is a circuit diagram showing the Chebyshev low-pass characteristic filter, and Fig. 3 is a diagram showing the frequency response characteristic of the Chebyshev band-pass characteristic filter. Figures 4, 5, and 6 are diagrams explaining the configuration of a capacitive gap catopped transmission filter using microstrip lines, and Figures 7 and 8 are diagrams illustrating the configuration of a capacitive gap catopped transmission filter using a microstrip line. A plan view of the P-wave device and its A-A sectional view, Figure 1s9 is an equivalent circuit diagram of the band P-wave device shown in Figures 7 and 8, and Figure 10.
11 is a plan view showing an embodiment of the band p-wave device of the present invention and its AA sectional view, FIG. 12 is FIG. 10,
Fig. 11 is an equivalent circuit diagram of the band p-wave converter according to the embodiment, Fig. 13 is a diagram showing the characteristics of the embodiment shown in Figs. 10 and 11, and Figs. FIG. 2 is a plan view and a cross-sectional view taken along line B-B of the other embodiment of the present invention configured with a lead-type chip capacitor. yot t YO2* YOIO+ rots°°゛transmission scale 5YO2'pyos l YOII + ”012
"'Resonator, c1~c, cto -C15°" capacitor, "er YeO... ground pattern,
YO2* yos t yoy I YO12+ yo
ts s YQL4 ”' Mounting Kebaturn, 801 *
S02...Grounding pattern removal section Fig. 1ω----- Fig. 2 Fig. 3 ω--Hakuichi Fig. 4 Fig. 5 Fig. 6 Fig. 7 Fig. 9 Fig. 1O Fig. 1I Fig. Figure 12 Figure 13 Phase or A display [dB] (MH2) ■Number of drums Figure 14

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 容量性ギャップをコンデンサに置きかえたマイクロスト
リップライン構造の帯域p波器において、コンデンサ取
付電極と相対する基板裏側の接地電極を除去したことを
特許とする帯域P波器。
A band P-wave device with a microstrip line structure in which the capacitive gap is replaced with a capacitor, with the patented feature of eliminating the ground electrode on the back side of the board that faces the capacitor mounting electrode.
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