JPS5816300A

JPS5816300A - 音声分析装置

Info

Publication number: JPS5816300A
Application number: JP57116700A
Authority: JP
Inventors: リチヤ−ド・エツチ・ウイギンズ
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1981-07-06
Filing date: 1982-07-05
Publication date: 1983-01-29
Also published as: EP0069209A3; EP0069209A2; JPH0235989B2; EP0069209B1; DE3277671D1; US4443859A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、典型的に音声を示すデジタル形式のサンプル
入力の情報圧縮したデジタル表示を発生させる装置に関
する。変換には、単一シリコンナツプ上に組込可能であ
るデジタルラティスフィルタによる方法を利用する。フ
ィルターは、単一の乗算器好ましくはＭ段パイプライン
乗算器及び単一の加算器を有している。このフィルター
によって、発声された音声を入力し、続いてデジタルデ
ータＺ出力することが可能となるので、人間の音声の分
析を行うことができる。

人間の話す音声をデジタル化する為に、現在、いくつか
の方法が使用され実験されている。例えばパルスコード
変調、差分パルスコード変調、適応予測符合化法、デル
タ変調、チャンネルボコーダ、スペクトラムボコーダ、
フォルマントボコーダ、音声励振ボコーダ（ボイスエク
サイテツドポコーダ）及び線形予測符合化法による音声
のデジタル表示がよく知られている。これらの方法は、
（１９７３年１０月発行の工ＥＫＪスペクトラム２８頁
から６４頁記載）「音声信号：ビットバイピット」に簡
単に説明されている。

人間の音声は、一度デジタル化されると、その後好きな
時に、種々の電子装置を用いることによって合成できる
ようになる。種々の音声デジタル化法のコンピュータシ
ミュレーションにおいて、一般的にデジタル化装置の線
形予測法が、従来のボコーダシステム（即ちチャンネル
ボコーダ）よりさらに自然な響きｔ持ち、パルス符合化
変調法システムより少いデータ率ですむということが示
されている。デジタルフィルター内の段数が増加するに
つれ、発生する音声の響きは、より自然に聞こえるよう
になる。ラティスフィルタ内で線形予測符号化法乞使用
する装置は、１９８０年６月２４日発行、ブランチンガ
ム他による米国特許第４，２０９，８４４号及び１９７
５年７月１日発行、市川による米国特許第６，８９２，
９１９号に示されており、これらは参照としてここに示
す。

いかなる音声合成より先に、適正なデータを収集して定
形化しなくてはならない。音声パラメータを得る為のた
ぶん最゛も簡単で且つよく使用される方法は、実際の音
声信号を分析する方法である。

この方法では、音声が録音され時間を係数とした適当な
スペクトルパラメータを手に入れる為に毎秒多数回分析
を行って信号の短い時間におけるスペクトル分析を行え
るように音声が録音される。

次に適当な励振パラメータ７決定する第２の分析が行わ
れる。この過程によって音声が有声音か無声音かどうか
が決定され、それが有声音であるとされると、適当なピ
ッチの値が計算される。合成器を制御するパラメータが
注意深く決定された時、できあがった合成音声はもとの
音声と同一に聞こえる。音声合成の良好な分析方法は、
デトロイトで発行したＳＡＥテクニカルペーパーシリー
ス第８００１９７号（１９８０年２月号２５ページから
２９−’ｌ！−ジ）掲載、のりチャードウイギンズによ
る［音声合成に基づく低価格は音声応答システム」と表
題のついた論文の中に示されており、参照としてここに
示す。

線形予測符号化法を利用しない他の方法も存在する。少
数のわずかに変化するパラメータに関する音声信号を有
効に表示すろことは、音声の研究に於て憂慮すべき重大
な問題をなげかけている。

大部分の音声分析方法は、音声波形に対し短時間分析を
行って聴覚的データをスペクトルの形に変形することか
ら始まる。

スペクトル分析は、信号の固定化としては公知の技術で
あるか、音声（Ｎ号にこれヶ応用することは音声波形の
非固定的であって且つ疑似周期的な１特性から生じるいくつかの重大な制約を受けることにな
る。この理由の為、スペクトル分析に基づく方法によっ
て音声構造を正確に示す表現をいつも提供できるとは限
らない。

効率的な音声分析によって、オペレーションの確実性ケ
保証する方式は実行可能な認識システムを提供すること
もできる。音声分析によって、コンピュータ又はその他
の処理装置への音声入力が可能となり、これによって呼
び出しを正確に制御できる。このようなシステム内では
、分析パラメータは参照データとの照合が行われ、話す
大の同一性の確認に関し照合されたり拒絶されたりする
。

音声分析システムは、例えば声を使ってコンピューター
にデータを入力可能にするような音声認識システムにも
使用できる。

線形予測法の使用は、信号の分析の実行に非常に有効で
ある。線形予測法は、一つの出力信号をだｊｒｃめに乗
算器、加算器及び遅延回路馨使用して変化する平均値の
計算を行うラナイスフィルタと呼ばれるものがしばしば
利用される。線形予測２分析技術の研究の為には、１９７５年４月発行、■ＥＥ
Ｅ第６６巻５６１から５８１頁掲載ジョンマクホールに
よる「線形予測法：指導の為の評論」と表題のついた論
文に示されており、参照としてここに示す。

連続した線形予測法の開発を妨げる問題点としては、分
析のオーダーが、Ｎである場合、Ｎ段のフィルタに対し
、各々の音声サンプルデータごとに２Ｎの加算２Ｎの乗
算及びＮの遅延が行われなくてはならない事である。こ
の制約によって、大型デジタルコンピュータ使用をする
か又は、分析が行えるように入力を調整することが必要
となる。

この入力調整を行うと、低速コンピュータには、リアル
タイム処理の強制のもとで使用されるよりずっとゆっく
りとした速度でサンプルデータが送りこまれる。この方
法は、オペレーションの速度が落ちる一方、サンプリン
グされた音声信号をバッファ回路で調整する為に必要な
メモリ量は増加する。

更に、この装置は大規模且つ大容量のコンぎユ−タＺ必
要とするか又は、入力データを調整するという非実際的
な方法を必要とするので、線形予測法は、小型コンピュ
ータ又は、携帯用ユニットには使用されたことがなかっ
た。

本発明は、ラティスフィルター法を用いて適応フィルタ
ーを提供（、て音声分析の機能を提供することである。

更に、本発明の適応フィルタン、単一シリコンチップ上
に組込むことによって、装置の小型化、低価格イヒ及び
広範囲な利用可能性を提供する。

本発明の適応フィルターは、その加算器が、直接又は遅
延レジスタを介し乗算器又は加算器にル−ゾ接続される
単一の乗算器及び単一の加算器を有することによって、
複数の乗算器又は複数の加算器を要する必要性をとり除
いている。乗算器の出力は常時直接、加算器に送られる
。

ラティスフィルタは、２ｊＮに関してｆｊ＋１（１−）　＝　ｆｊ（ｉ）　−ｋｊ’ｂ、）（
１−１）という反復的関数を解いている。ここで：ｋｊ
−所定の定数値（又は適応係数）１−サンプルの番号ｆ工（４）＝　ｂｌ（１）−外部から与えられた音声ブ
タである。

ラティスフィルタ内ではｂの値に対しても同様の計算が
行われなくてはならない。この等式は、２ｊＮに関して
、 ’ｂｊ＋１−（１）　”’　ｂ、１（ｉ−１’＞　’ｋ
ｊｆ、１（１）、ここでｋｊ−所定の定数値１＝サンプル番号ｆ工（１）　−す、（ｔ）−外部から与えられた音声デ
ータ、である。

値Ｎはフィルターの等級（ａｅｇｒｅｅ　）　Ｙ示す。

等級が上がるにつれ、より正確なスペクトル近似値が得
られる。より正確さが保証される代わり忙、膨大な数の
オペレーションが必要となり完了するまでさらに長い時
ｆ）ｔ：ｌ？要する。この実施例においてはＮ二１０で
ある。

本発明のラティスフィルターにおいて、上記の等式によ
るｆｊＯ値はｊ＝Ｎで、計算される。こ５れによってｆ１□（１）の出力値が生まれる。次にフィ
ルターは、ｊ　＝　Ｈによってｂｊの値を計算する。

ｂｊＯ値は、次の音声データサンプルに関しｆｊ値を計
算する為に必要となるｆで記憶されるか又は遅延される
。故にＮ段フィルターは、一つの音声データサンプルの
処理を完成する為に２　Ｎ　（ｌＩｆｌのタイミング期
間Ｚ要する。

乗算器は好ましくはＭ段のパイプライン乗算器であるの
で、乗算は、必要な結果を得るよりもＭ個のタイミング
期間だけ先に開始されることケ必要とする。例えば、４
段パイプライン乗算器が使用される場合、ｔのタイミン
グに於てあらゆるｊの値に関してＪ’ｂ、）（１−１）
の積を得る為には、Ｊ及びｂｊ（ｉ−１）の値がタイミ
ングｔ−４に於て４段パイプライン乗算器に接続される
こと乞要する。

このタイミング機能の遂行には、適当な制御が必要とさ
れる。このような制御は、選択的に引き出される値を記
憶するメモリ手段又は、本実施例におけるように、適当
なタイミングで値を引き出すレジスタのいずれかから成
っている。

６ｆ、１＋１（１）及びｂｊ＋１（１）に関して上記の等
式から明らかなように、乗算器は、所定の定数と、予め
決められ１こｂｊの値又は予め決められりｆｊの値のい
ずれかＹ用いてそのオペレーションを実行する。

ｂｊの値とｆｊの値を反復的に加算するオペレーション
では、加算器の出力は、ループバックして入力されてい
る。加算器の出力は上記で説明したように乗算器で使用
できるよ°うに記憶される。

本実施例において、ｋｊＯ値は不揮発性である。

本発明のこの他の実施例においては、ｋｊＯ値は周期的
に最新のものと変更されることにしてもよい。ｋ、１（
ｉｉＹ記憶する為のメモリ手段が与えられている。この
メモリは、読出し専用メモリ（ＲＯＭ　）又は好ましく
はレジスタ装置である。本実施例の場合、サンプリング
されたデータの為に時間により変化のないオールゼロデ
ジタルフィルターが提供される。レジスタ装置は、ｋｊ
のＮ個の値ｔし区↓ ジスタ内にシフトサせて、ファーストインファーアウト
方法（Ｆ工１゛０）でのひきだしを可能にするので、こ
れを使用することが好ましい。ＦＩＦＯ技術によってシ
フトレジスタはスタックとして働くことが可能となるの
で、最新であって最も必要な値が引きだせる。これによ
って実行されるべき制御オペレーションの量を滅ら丁こ
とができる。スタックに加えられり新しい値は、やがて
レジスタの出力に流れ出る。

本発明の第２の実施例では、ｋｊＯ埴を変化させること
によってフィルターの特性を最新にすることが可能とな
っている。この実施例は、変化する条件に対応するよう
に自動的に最新の値に調整し、時間により変化するオー
ルゼロデジタルフィルター７有している。

加算器は、前もって決定されりｂｊの値又は前もって計
算されたｆｊＯ値のいずれかを、乗算器からの出力に加
えている。これらの値は、その前の段階で決定されてい
るので、必要とされるまでこれらの値は、同様の方法で
記憶されていなければならない。ここで内びランダムア
クセスメモリ（ＲＡＭ　）のようなメモリ又は、適当な
数のレジスタＹ内蔵するスタックレジスタが使用される
。

加算器への入力データはレジスタからひとつ入力され、
もうひとつは乗算器の出力から入力される。加算器の出
力は、出力値としてレジスタに又は乗算器にまたはこれ
らに交互にフィードバックされる。適歯なタイミングが
利用されるので、最初の入力ｆｌ（１）は、適当な段階
で連続する計算処理に導入される。

ｂＮ＋１の値は次のｆｊの値の算出には使用されないの
で胡在は、何の意味も持たない。本発明の実施例に於て
は、この計算に使用される乗算及び加算は、利得ファク
ターを出力ｆＮ＋□又は、音声入力データｆよのいずれ
寿におくかを確定する為に使用される。このオペレーシ
ョンでは適当な時点に、利得値をさしこみさらに出力値
ｆＮ＋１又は音声入力データｆ１を適当に乗算器に導入
することか必要となる。このタイミング操作及び導入操
作はレジスタ及びスイッチの使用によって実行される。

本発明の第６の実施例は、記憶されに定数値ｋｊを最新
にあわせる自己相関器を使用している。こ９の自己相関器はＪの要素を計算する為にｆｊ（１）の値
及びｂｉ（ｉ−１）の値を使っている。この様にして、
計算されりｋｊ値は、送られてくるサンプリングされた
データ４Ｎ号のスペクトル分析を行う有効な手段を提供
している。好ましい実施例の中では、音声データ入力は
１２ミリ秒毎になされ、フィルターは１０段のラティス
フィルターである。

乗算器は好ましくは、４段パイプライン乗算器であるが
、半導体製造技術のデート遅延によって乗算器は、４段
以上又は４段以下にすることも可能である。選択できる
実施例として単一段の乗算器も使用することができる。

装置は、単一のシリコンチップ上に組込み可能であるの
で、価格は飛躍的に低減され、故に低価格で且つ小型軽
量であることを必要とするより多くの状況における応用
が可能となる。

以下、図を参照し本発明に関し詳細に説明を行う。

第１図はラティスフィルターの概略を示す。ラティスフ
ィルターは、以下の等式ヲ解いている。

０ｆｌ（ｉ）　−ｂｌ（４）−人力背戸データｆｊ＋、（
１）　＝　ｆｊ（１）−ｋｊｂ、１（ｉ−１）ｂｊ＋、
（１）　＝　ｆｊ（１，１）−ｋｊｆｊ（１）ここで１
−サンプルの番号ｋｊ−子め規定された定数値（又は適応係数）この等式ケ満足させておいてラティスフィルタは音声デ
ータ入力値をｆｌ（ｔ）、１０及びｂｌ（１）と結合さ
せてこれらの値を初期化する。故にｂｉ（１）において
遅延回路１１が使用され、ｂｌ（１−ｏの値が得られる
。乗算器１２及び１３を使用することによって値に１は
適当な値（それぞれ入力値１０又は遅延回路１１の出力
と掛けあわされる。次に、加算器１４及び１５によって
、初期値ｆｘ（１）、ｂｌ（１）からは、適当な値（乗
算器１３及び１２のそれぞれの出力）がさし引かれる。

１６で示すラティスフィルタのそれぞれの段では、２つ
の乗算オペレーション、２つの加算オペレーション及び
１つの遅延オペレーションカ必要とされる。この結果、
１０段ラテイスフィルターでは、各々の音声データに関
し２０の乗算オペレーション、２０の減算オペレーショ
ン及び１０の遅延オペレーションが必要となる。２００
乗算器、２０の加算器及び１０の遅延回路を必要とする
大変な論理計算がラティスフィルタの音声分析への利用
を妨げてきた。故に音声合成は、非常に大型なコンピュ
ータ又はその他のこのような装置でのみ使用されてきた
。このような装置は、軽量ではなくまｆ二安価でもなか
った。

第２図は、乗算器の値を最新にする為に相関器が加えら
れた格子フィルタの櫃略ケ示す。第１図と同様に、第２
図のラティスフィルタは、音声データ人力１０及び遅延
回路１１の出力を受けとり、後に、乗算器１３と加算器
１４を経てｆ２（１）の値を得ることができる。同様に
して、入力１０は１２で乗算が行われ１５で加算が行れ
てｔ）２（１）の値が作られる。この実施例では相関器
２１はｆｌ（１）及びｂｌ（１−Ｆ）　Ｙ用いて被乗数
値、ｋｌを最新のものとしている。

同様な方法で、ｋ、１の値が全てラティスフィルターに
よって更新される。係数に、１を相関させ更新する機能
によって装置は自動的に更新されるようになっている。

サンプリングされたデータの短周期のスペクトル包絡線
を値に、１が示しているので、ｋｊは、音声の圧縮及び
認識に有効でもある。

第１図のラティスフィルターと同様に、第２図のラティ
スフィルターは、それぞれのフィルターの段ごとに２つ
の乗算２つの力計算及び１つの遅延オペレーションを少
くとも実行しなければならないので同一の問題を負って
いる。第２図のラティスフィルターは、相関回路と共働
していて同様にこの他の数学的関数計算を行って定数値
を最新にしている。

第３図は本発明の実施例を示すブロック図である。第６
図の実施例は１０段ラティスフィルターのモデルである
。

シフトレジスタ２５は値に１、ｋ２、ｋ３　”’　ｋｌ
Ｏを記憶する１０段ラティスフィルターである。これら
の値は、４段パイプライン乗算器２６０入力ボート３１
に接続される。フィードバックの関係６に関しては、ｋｊＯ値は、シフトレジスタ２５に送り戻
され、永続的に新しく補充される値の源となる。

４段パイプライン乗算器２６は、そのもう一方の入力ボ
ート３２で６周期シフトレジスタ２８を介し第２の値も
受けとっている。パイプライン乗算器２６は４段乗算器
であるので乗算の積が必要とされる４タイム期間前に初
期化されなくてはならない。４段パイプライン乗算器２
６を持つ１０段ラティスフィルタでは、シフトレジスタ
２８は、６周期の遅延が必要とされる。即ち乗算の為に
必要とされる段数をフィルターの段数から差し引いた数
が好ましい遅延の数である。パイプライン乗算器２６か
らの積は、加算器２７にその人力ボート３３から送りこ
まれる。

音声入力データ１ｏは、第１の時間ユニットｔ１の間に
スイッチング機構３８を介し、加算器２７の入力ポート
３４へ送られる。他方の加算器大刀＆−）３３は、４段
パイプライン乗算器２６からの積ケ受取っている。７１
０算器２７からの合計は、４タイミングｔ２からｔｌｏまでにフィーＰバック循環関
係でスイッチ３８を介し加算器２７０入カボート３４に
フィードバックされる。

更に、スイッチ４０は、タイミングｔ　＝　１、と１１
の間閉じられているので、加算器２７からの合計は２０
周期シフトレジスタ３０の入力ボート３６に送られ、更
に６周期シフトレジスタ２８に送られる。６周期シフト
レ“ジスタ２８は、４段パイプライン乗算器２６で加算
器による合計が必要とされるまで、適当なタイミングの
期間が遅延される。ｔ２からｔｌｏのタイミングの間、
乗算器及び加算器のフィードバックループ関係によって
第１図で示すラティスフィルターの一番先のオペレーシ
ョンが実行される。これによってｆｊＯ値が計算される
。

タイミングｔ−１１において、スイッチ３９は閉じるの
で、その結果出力１７が出力可能である。

更にタイミングｔｌｌでは、２９周周期型シフトレジス
タ２９ビ追って遅延された入力値が２０周期シフトレジ
スタ３０の入力ボート３６に接続されている。同様にし
て、音声入力データ１０も、スイッチ３８を介し加算器
２７の入力ポート３４に接続される。この２９周周期型
シフトレジスタ２９、スイッチ３８及びスイッチ４０の
スイッチング機構及び遅延オペレーションによって第１
図に示すラティスフィルタの下方部分の計算処理が左か
ら右へと開始される。これによってｂｊの値が計算され
る。

ｔｌｌにおいて一度装置が初期化されると、タイミング
期間ｔ１２からｔ２０までの時間、２０周期シフトレジ
スタ３０を介し遅延された加算器２７からの合計は、加
算器２７の入力ポート３４に戻されて接続される。この
遅延によって前に計算されｙ、：ｂ、１（１−１）の値
を新しいす、１　（ｉ）の値が計算されるときに引き出
せるようになる。

第６図の実施例は、そのオペレーションに単一の乗算器
及び単一の加算器を使用している。遅延回路及びシフト
レジスタを使用することによって計算された値は必要と
されるまで適当な期間記憶される。装置は、ｔｌにおい
て入力を受取り、ｔｌｌにおいては、出力を作りだし、
これらの１０個のタイムユニットは、次のサンプルでの
反復に使用されるｂｊＯ値を計算する為に用いられるの
で装置はオペレーション全体を実行する為に２０のタイ
ミング期間を要する。

第４図は、第３図の実施例のタイミングチャートである
。

第３図を見ながら第４図を診照すると、乗算器人力３１
及び乗算器入力ボート３２はタイミングチャートのタイ
ミング期間の列のすぐ次の２つの列に示されている。サ
ンプル１４３に関する計算オペレーションは、１４３に
関する最初のタイミング期間４６０４つ前のタイミング
期間から開始する。即ち、乗算器人力３１及び乗算器人
力３２に与えられる値はこれらが必要とされるより４タ
イミング期間以前に与えられるのでサンプル１４３の最
初のタイミング期間４６に於て積に１ｂ１（ｉ−１）が
加算器２７に入力可能となる。故にタイミングが１７の
時のサンプル１−１４４に関し、値に１は乗算器入力ボ
ート３１に与えられ、値７ｂｌ（ｉ　１）は乗算器入力ボート３２に与えられる。

積ｋｌｂ１（１−１）の値は、故にサンプル１４３の第
１の期間４６において加算器入力ポート３３に入力可能
となる。

これらの図面及びテーブルを通じてタイミング期間の開
始時点において、値は、回＃！ヲ介し次のオペレーショ
ンブロックへと送られると仮定する。

例えば、値に１ｂ、Ｄ−１）は、サンプル１４３のタイ
ミング期間１の開始点で、加算器２７の入力ボート３３
に与えられ、タイミング期間１０期間中、力ＯＸオペレ
ーションが行われるのでこの合計値は、タイミング期間
２の開始時点には利用可能となる。

タイミング期間１．４、乙において加算器２７の第２の
入力ポートは、装置への入力である値ｆ１（１）を受は
取り、１タイミング期間後にｆｌ（１）−に１ｂ１（１
−１）＝ｆ２（１）で規定された値を出力する。この値
ｆ２（ｉ）は、６周期遅延入力ポート３５に接続される
。

値ｋｊに所定の値ｂｊ’＆掛けてこの積に現在計算して
出力された値ｆｊヲ加える過程は、出力スイ８ッチ３９が閉じて最終的な値が得られる、タイミング期
間１１まで続く。ここで、１０段フィルターに於て、タ
イミング期間１１における出力は、記憶されず、この処
理過程はスイッチ４０及び３５を介し再び初期化される
のでサンプル１におけるす、１の計算が決定される。

同様の型式で前の積が必要とされるより４つ前のタイミ
ング期間において、値に１及びｆｌ（１）は、それぞれ
乗算器入力ポート３１及び３２に与えられる。積ｋｌｆ
１（１）は、タイミング期間１１において入力ポート３
３から加算器に入力可能となる。

第２の加算器入力ポート３４は、前もって記憶されてい
たｂｌ（１−１）の値をスイッチ３８を介し２０周期シ
フトレジスタ３０から受けとる。この合計値は、ｂｚ（
１）　−ｂｌ（ｉ　Ｆ）　ｋｉｆｌ（１）の値を示す。

この過程は、全てのす、１値の計算が完了するまで続行
し、その後ｆｊ（１＋１）の計算がサンプル１のタイミ
ング期間１７において開始される。

第５図は、第６図に示す２９周周期型シフトレジスタ２
９０図である。

タイミング期間ｔ１に於て入力１０は、スイッチ５３’
２介し第１のラッチ回路５１に与えられる。

この値は、タイミング期間１２で接続されるまで第１の
ラッチ回路５１に保持されまたは、その後で第２のラッ
チ回路５２にスイッチ５４馨介し与えられる。

この配列によって入力値の記憶が可能となるので、タイ
ミング期間１１でスイッチ５５を介し入力可能となり、
回線３７を通って加算器２７（図示せず）、２０周期シ
フトレジスタ３０（図示せず）及び６周期シフトレジス
タ２８（図示せず）に与えられる。

第６図は標準的なシフトレジスタのブロック図である。

このシフトレジスタは、第３図に示す２０周期シフトレ
ジスタ３０．６周期シフトレジスタ２８及び１０周期シ
フトレジスタ２５を例として示している。

入力６１は、この値が第２のラッチ回路６３に入力され
るタイミングである次のタイミング期間の反復まで、第
１のラッチ回路６２に記憶される。

次の連続するタイミング期間反復において、値は、第６
のラッチ６４に入力され次に第４のラッチ６５に入力さ
れ、この様に最終ラッチ６６に到るまで送られる。Ｎ＋
１回めのタイミング期間反復において、最初の入力であ
ったデータは、出力値６７となる。このオペレーション
の目的は、Ｎ回のタイミング期間ユニットの間のデータ
値出力を記憶し遅延することである。ラッチ回路の数ン
変化させることによって遅延の量もまた変化させること
ができる。

タイミングチャート及びタイミング期間ｊｏ　６８にお
ける内容を参照することによって、種々のラッチ回路内
のデータは、Ａ％Ｂ、Ｏ，Ｄ・・・−Ｎまでで示される
。次のタイミング期間反復において、新しい入力値Ｑ、
７０は第１のラッチ回路６３に入力され、一方第２のラ
ッチ回路６３が値ＡＹ受けとる。タイミング期間ｔ１６
９におけるラッチ回路の内容は、Ｑ、Ａ、Ｂ、０・・暑
ｌである。タイミング期間ｔ１での出力値はＮである。

第７図は、本発明の他の実施例を示すブロック１図である。第６図では、シフトレジスタを使用したもの
であったのに対し、この実施例はメモリ手段を使ってい
る。

入力値１０は、スイッチ又は制御手段γ３を介し適当に
メモリ手段７１に受けとられ記憶される。

適当なタイミングで選択されたメモリ手段の内容がメモ
リ手段７１からスイッチ又は、制御手段７２を介しひき
だされ、乗算器２６の入力ボート３１及び入力ボート３
２に送られる。第３図で示したように、乗算器が４段又
は複数段乗算器である場合、値は、加算器２７で使用す
る為実際に必要となるより４タイミング期間前に与えら
れなくてはならない。

乗算器２６の出力は、加算器２７の入力ポート３３に接
続される一方力■算器２７の第２の入力ボート３４は、
制御手段７２による命令に従って、メモリ手段７１から
適切な値馨受は取る。

加算器２７からの出カフ４は、メモリ手段に再び接続さ
れ、制御手段７３ン介し７適当に記憶されろ。

２本実施−に関するＮ段うティスフィルター構成において
、タイミング期間Ｎ＋１においてスイッチ７５は閉じて
いるので、出力１７を与えることができる。

本実施例がメモリ手段を使うことにより、シフトレジス
タを使用した場合に比較し、その操作性に関し柔軟性が
さらに向上されることは明らかである。しかし制御手段
７３と制御手段７２は、多大な相互作用及び監視ケ必要
とされることになる。

典型的に、３Ｎ個のメモリセルを制御手段が持つ場合こ
れらのセルのうちＮ個がｋｊの値を記憶する為に使用さ
れＮ個のセルはｆｊの値の記憶する為に使用され、また
Ｎ個のセルがｂｊの値を記憶ｊる為に使用される。ｂ、
１の値及びｆ、Ｈの値は更新され、故に最新の内容を持
つメモリ手段が使われなくてはならない。このようなメ
モリの１つはランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ　）であ
る。値１ｃｊは、最新化が行われたり自動的に相関が行
われるわけではないので、不揮発性であり、その意味で
記憶ユニットとして読出し専用メモリ（ＲＯＭ　）　Ｙ
使用することもできる。

第８図は第７図で示した本発明の実施例のオペレーショ
ンを示すフローチャートである。

開始８１の後、サンプル１に関する音声データ８２が修
正される。データは、適当な位置に記憶され８３　ｆｊ
の値を計算するオペレーション９４が準備８４から開始
される。

ｆ、１値の計算処理には、ｋｊ（ｉ）、ｂ、１（ｉ　−
１）　、ｆ　、）（１）の値をメモリからとり出丁こと
８５’＆要する。

ｆｊ＋１（１）の値の決定８６が行われ、そこからとり
出された値が記憶される８７゜このオペレーションは、
最終的な値であるｆＮ＋１（１）が表示されるか又は記
憶される８９タイミングであるＮ段まで続く。

このオペレーションは、ｂｊ＋１　（ｉ　）の値の計算
９５に於ても続げられる。オペレーションは準備９０か
ら始められ、再びＮ段まで実行される。

ｋｊ（ｉ）、ｂ、１（ｉ−１）及びｆｊ（１）が記憶容
量からひき出される９　１　ｏ　ｂ、ｉ＋１（ｉ）の値
は計算され９２記憶される９３゜一度値が決定すると、
装置は次の音声データである新しいサンプルのデータサ
ンプル１＋１をとりあげる為回帰する。

このような形式で、Ｎ段゛ラティスフィルターに必要な
値は計算され、第７図で示す装置に記憶される。

第９図は、第２図で示す相関オペレーションの実施例で
あるブロック図である。この場合において、相関器２１
はｆｊ（１）の値１０及びｂｊ（１−１）の値１０３０
入力を受取っている。相関器２１は、で規定された関数
値１０２を決定するオペレーションを実行する為に提供
されている。

予測値である関数値Ｅは、ローパスフィルター１０８及
び１０９によって近似される。

入力ｆｊ（ｉ）　１０は、乗算器１０４及び二乗オペレ
ータ１０６に接続される。乗算器１０４は、分子の独立
変数を計算する為に使用されている。二乗オペレータ１
０６は、分母で使用される独立変数を計算する為に使用
されている。

０二乗オペレータ１０６の結果は、合計器１０７に送られ
合計器では、この結果と入力す、１（ｉ−１）の二乗オ
ペレータ１０５の内容とを合計している。

合計器１０７がそのオペレーションを一度児了させると
、独立変数がローパスフィルタ１０８に与えられるよう
に適当に算出される。ローパスフィルタ１０８では分母
に対する関数Ｅがシミュレートされる。同様の形式で、
ローパスフィルタ１０９は、乗算器１０４からのデータ
に対する関数ＩＹシミュレートし、分母に関する独立変
数を算出する。ローパスフィルタ１０９の出力は、割算
器１１０を介し、ローパスフィルタ１０８の出力によっ
て割算が行われ、故にに、１０更新された値１０１が計
算される。

第１０ａ図及び第１０１）図はどちらをも採用し得るラ
ティスフィルタのふたつの例の概略図である。第１０ａ
図及び第１０ｂ図の実施例は、ｂＮ＋１（１）に関する
値をだ１為の乗算を省き、ラティスフィルタの第１０ａ
図においては出力、第１０ｂ図においては入力における
利得ファクタ乗６＄ｖ加えるというこのオペレーションを用いている。

特に第１０ａ図において、合計器１０２′とともに値ｂ
Ｈ＋１（ｉ）Ｙ作りだ１乗算器１０１′はラティスフィ
ルタから省かれている。その代わりに乗算オペレーショ
ンが、１０３′に於て、値ｆＨ＋１（１）の値に利得フ
ァクタＧを掛げるよ、うにｆｎ＋、（１）に対し行われ
る。故に出力１０４′はここに示された利得ファクタヲ
有しているので、第１図で示しにラティスフィルタより
さらに情報量の濃いデータのセットを手に入れることが
できる。第１０ａ図のラティスフィルタは、乗算器１０
１′、合計器１０２′及び利得乗算器１０３′機能の実
施例が含まれることを除けば、第１図のラティスフィル
タと、全ての点に関し同一のものである。

ラティスフィルタの中においては、ｂＮ＋１（１）の値
は全く使用されず、その値は、算出後単にとりのぞかれ
るだりなので、本実施例のラティスフィルタもまた使用
可能である。故にｂｎ＋、（１）の値ヶ計算することは
、音声合成に関するラテイスフイルタの機能として必要
なものではない。

第１０ｂ図は、省かれていた乗算オペレーション１０１
′を用いて、１０６′において音声データサンプルｓＤ
）　１０５’に乗算を行う場合の選択しうる他の実施例
である。音声データサンプル１０５′は、第１０ｂ図に
示すラティスフィルタにこのサンプルが入る以前に利得
ファクタＧを掛は合わ丁乗算が行われる。故に、利得フ
ァクターは、第１０ａ図に示すラティスフィルタでは最
終的な出力の時点ではたらいていたのに対し、この第１
０ｂ図ではラティスフィルタの開始時点においてはたら
いている。ｂＮ＋、（１）の値は使用されず記憶されな
いので、ここでも、ｂＨ＋１（１）　Ｙ算出する為に必
要な乗算オペレーション及び加算オペレーションヲ省略
してもラティスフィルタのオペレーションを損うことは
ない。

第１１図は、第１０ａ図で示すラティスフィルタの実施
例を示すブロック図である。第１１図のブロック図のオ
ペレーションは、Ｇの値ＶＷするランチ回路１１１が共
働してタイミングｔ６においてシフトレジスタ内に値Ｇ
を与えていることを除けば、第６図のブロック図と同一
である。更に、ゼロラッチ１１２がタイミングｔ２０で
操作されるスイッチ１１４とともにつけ加えられている
。ラッチ回路１１１及びゼロラッチ回路１１２を加える
ことによって最終オペレーションでＧＸｆｌｌ（１）十
〇を計算する代わりに通常、ｂｌｌ（１）の値７計算１
ればよいようになっているλスイッチ３９は、第１１図
のスイッチ３９がタイミングｔｌｌで閉じていたのに対
し、タイミングｔ１において閉じるように開閉する。こ
のことは、最後のタイミングのインクレメントされる時
点で利得ファクタを乗算した結果によって左右され、次
のサンプルの最初のタイミング期間で使用可能となる。

第１２図は、第１１図のブロック図に関するタイミング
表である。第１２図のタイミング表は、第４図のタイミ
ング表とほとんど同一であることに注意したい。

２つのタイミング表の間の差異は、第４図では、ｔ１６
に於てはｋｌｏであるファクターが送られたの９に対しｔｉ６１２０において利得ファクタＧが乗算器入
力に送られていることにある。この結果、値Ｇｘｆ１ｏ
（１）は、ｔ２０において加算器の入力へ入力可能とな
る。ｔ２０においてゼロラッチの内容が加えられる時、
計算の結果であるＧＸｆｌＯ（１）十〇は、サンプル１
の出力としてサンプルｉ＋１のタイミングｔ０に、入力
可能となる。

この出力を掛は合した利得ファクタを追加することはラ
ティスフィルタに改良を与えるため大きな利点を提供し
ている。

この構造的な配置を用い、第３図の実施例のような単一
の乗算器、単一の加算器？用いることによって装置は、
チップ上で共働可能なように形成することができ、音声
分析法の為の複数の乗算器及び加算器の必要性をとり除
くことができた。このように形成されたデジタルフィル
タは、単一シリコンチップ上に構成できるので価格を低
減することができ、故に小型軽量で且つ高価ではない音
声分析及び情報圧縮の為のユニツ）Ｙ当初の目的通り作
りだ丁ことかできるものである。

４、

【図面の簡単な説明】

第１図は、ラティスフィルターの概略図である。第２図は、ｋｊＯ値を更新する為に使用される相関器を
有する第１図のラティスフィルターの拡大図である。第６図は、本発明の実施例を示ｊ構造的なブロック図で
ある。第４図は、第６図のフィルターのタイミングを示す図で
ある。第５図は、第３図に示す二重シフトレジスタのブロック
図である。第６図は、シフトレジスタの動作を示すブロック図及び
タイミング表である。第７図は、メモリ手段を使用″″ｆるフィルターのブロ
ック図である。第８図は、第７図の実施例の制御器オペレーションを示
す流れ図である。第９図は、ｋｊの値を更新する相関器の実施例を示すブ
ロック図である。第１０＆及び第１０ｂ図は、利得ファクタの乗算を行う
ラナイスフィルターの実施例を示す図である。第１１図は、利得乗算を使う本発明の実施例の構造的な
ブロック図である。第１２図は第１１図のフィルターのタイミングを示す図
である。代理人　　浅　村　　　皓外４名６Ｆｉｇ、５Ｆｉｇ／θσ Ｆｉｇ、／のＦｉｇ　／／ｈ’ｇ、　／２

Claims

【特許請求の範囲】（１）（ａｔ　　第１の入力ポート、第２の入力ポート
及び出力ポートを持つ乗算を行う手段と；（ｂ）　　第１の入力ポート、第２の入力ポート及び出
力ポートを有する加算を行う手段であって、上記加算を
行う手段の上記第１の入力ポートは上記乗算を行う手段
の上記出力ポートに接続される上記加算を行う手段と；（Ｃ，）　　所定数の記憶セル、入力ポート及び出力ホ
ートラ有する第１のシフトレジスタであって、上記第１
のシフトレジスタの出力ポートが上記第１のシフトレジ
スタの入力ポート及び上記乗算を行う手段の第１の入力
と接続する上記第１のシフトレジスタと；（（１）（１）　　上記加算を行う手段の第２の入力に
、（イ）外部から与えられるデータ値又は、（ロ）上記
加算を行う手段の出力ポートからのデータのいずれかを選択的に接続し、（１１）上記乗算７行う出力ポートの第２の入力ポート
に（イ）外部から与えられるデータ値又は、（ロ）上記加
算を行う手段の出力ポートからのデータを選択的に接続
する為の制御手段と；を有するデジタルフィルタ。（２）上記乗算を行う手段の第２の入力に接続する上記
制御手段が所定数のセル、入力ポート及び出力ポートを
有する第２のシフトレジスタヲ有し、さらに、上記第２のシフトレジスタの出力ポートが上記乗算を行
う手段の第２の入力ポートに接続され、上記第２のシフ
トレジスタの入力ポートは、（ａ）　　上記加算を行う
手段の出力ポート又は、（ｂｌ　　外部から与えられる
データ値のいずれかにジタルフィルタ。（３）上記加算を行う手段の第２の入力ポートに接続す
る上記制御手段が所定数のセル、入力ポート及び出力ホ
ートラ有する第６のシフトレジスタを有し、上記第６の
シフトレジスタの出力ポートが上記加算を行う手段の第
２の入力と接続され、上記第３のシフトレジスタの上記
入力ポートが（ａ）　　上記加算を行う手段の出力ポー
ト又は、（ｂｌ　　外部から与えられた入力データのい
ずれかに選択的に接続される上記第６のシフトレジスタ
を上記制御手段が有する特許請求の範囲第２謂のデジタ
ルフィルタ。（４）上記加算を行う手段の第２の入力ポートに接続す
る上記制御手段力ｆ入力ボート及び出力ポートを有する
遅延レジスタを有し、上記遅延レジスタの入力ポートが
外部から与えられる入力データを受けとり、上記遅延レ
ジスタの出力ポートは、上記加算を行う手段の上記第２
の入力ポートに接続可能な上記遅延レジスタを上記制御
手段が育する特許請求の範囲第６項のデジタルフィルタ
。（５）上記デジタルフィルターが上記第１のレジスタ全
最新にする為の手段を有する特許請求の範囲第４項のデ
ジタルフィ／Ｌ、　ｌ。（６）上記フィルタがＮ段フィルターであって、上記第
１のレジスタ内の記憶セルがＮに等しい特許請求の範囲
第５項のデジタルフィルタ。（力　上記乗算を行う手段が・Ｍ段乗算器を含む特許請
求の範囲第６項のデジタルフィルタ。（８）　　第２のシフトレジスタ内のセルの所定数がＮ
−Ｍに等しい特許請求の範囲第７項のデジタルフィルタ
。（９）第３のシフトレジスタ内のセルの所定数が２ＮＫ
等しい特許請求の範囲第８項のデジタルフィルタ。（１０）　　上記のＮが１０で、Ｍが４である特許請求
の範囲第９項のデジタルフィルタ。住９　外部から与えられるデータを受けとり、単一チッ
プ上に形成される音声分析装置であって（ａｌ　　第１
の入力ポート、第２の入力ポート、及び出力ポートを有
するＭ段パイプライン乗算器と；（ｂ）　　Ｍ個の記憶セル、入力ポート及び出力ポート
を有する第１のシフトレジスタであって、第１のシフト
レジスタの出力ポートは上記Ｍ段パイプライン乗算器の
第１の入力ポートに接続され、且つ上記第１のシフトレ
ジスタの入力ポートに接続される上記第１のシフトレジ
スタと；（Ｃ）第１の入力ポート、第２の入力ポート及び出力ボ
ートケ有する加算手段であって、上記加算手段の第１の
入力ポートは、上記Ｍ段パイプライン乗算器の出力ポー
トに接続し、加算器の第２の入力ポートは、外部から与
えられたデータ値又は上記加算器の出力ポートからのデ
ータを選択的に受けとる上記加算手段と；（ｄ）入力ポート及び出力ポートを有する遅延手段であ
って、上記入力ポートは外部から与えられるデータ又は
上記加算手段の出力ポートからのデータのいずれかを受
けとり、上記遅延手段の出力ポートは、選択的に上記力
ｎ算器の第２の入力ポートに選択的に接続され、更に、
上記Ｍ段パイプライン乗算器の第２の入力と接続可能で
ある上記遅延手段と；（θ）入力ポートと出カポ−）Ｙｒ：有ｊる二重レベル
シフトレジスタであって、入力ポートは外部から与えら
れるデータ、に接続され、上記二重レベルシフトレジス
タの出力ポートは、加算手段の第２の入力ポートに接続
される上記二重レベルシフトレジスタと；を有する音声分析装置。０２　　上記遅延手段がＮ−Ｍ個のセルを有し月つ入力
ボート及び出力ポートを有する第２のシフトレジスタを
有し、上記第２のシフトレジスタの上記出力ポートは上
記Ｍ段パイプライン乗算器の第２の入力ポートに接続さ
れ、上記第２のシフトレジスタの入力ポートは、外部か
ら与えられるデータ又は上記加算手段の出力ポートと接
続可能である上記第２のシフトレジスタを、上記遅延手
段が有する特許請求の範囲第１１項の音声分析装置。（１３）上記二重レベルシフトレジスタの出力ポートが
上記第２のシフトレジスタの入力ポートに接続可能であ
る、特許請求の範囲第１２項の音声分析装置。 αａ　上記Ｎが１０で且つＭが４である特許請求の範囲
第１６項の音声分析装置。０■　第１の入力ポート、第２の入力ボート及び出カボ
ートケ有する乗算を行う手段と；第１の入力ポート、第２の入力ポート及び出力ポートな
有する加算ケ行う手段と；多重記憶入力セルを有するメモリ手段と；（ａｌ　　上
記メモリ内で外部から与えられるデータを受取り、記憶
し、且つ（ｂ）（＋１　　上記メモリ手段からの、第１及び第２
のデータ値を上記乗算を行う手段の第１の入力ポート及
び第２の入力ポートに接続することと（１１）上記メモリ手段からの第６のデータ値を上記加
算を行う手段の第１の入力ポートに接続することと（町　上記乗算を行う手段の出力ポートからのデータを
上記加算を行う手段の第２の入力ポートに接続すること
とＯｖ）　　上記加算を行う手段からのデータを上記メモ
リ内に記憶することによって所定数の関数の反復的に解く為の手段を有するデジタル
フィルタ。（１６）上記デジタルフィルタの出力として、上記加算
を行う手段の出力ポートからのデータを接続する手段を
特徴とする特許請求の範囲第１５頂のデジタルフィルタ
ー。（１７）（ａ）　　ｆｊ＋１（１’）＝ｆ３（１）−ｇ
ｂｊ（１−１）の関数をＮ回反復し、（ｂｌ　　　　ｂｊ＋１（１）＝Ｊ（１−１）−ｋｊｆ
ｊ（１）ここで１−サンプルの番号ｆｌ（ｉ）＝ｂｌ（１）を外部から与えられるデータ及
びに、−所定の定数である関数をＮ回反復する上記所定数の関数計算を含む
特許請求の範囲第１６項のデジタルフィルタ。帥　上記記憶手段が揮発性、不揮発性両方のメモリを有
する特許請求の範囲第１６項又は第１７項のデジタルフ
ィルタ。０→　上記不揮発性メモリが読出し専用メモＩＪ　Ｙ含
む特許請求の範囲第１９項のデジタルフィルタ。翰　上記揮発性メモリがランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ　）　Ｙ含む特許請求の範囲第１８項のデジタルフィ
ルタ。（２１）上記のＮが１０である特許請求の範囲第１７項
のデジタルフィルタ。