JPH1198830A - 高力率スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 経済的効果の高い力率改善回路。 【構成】 一般的なコンデンサインプット型整流方式を
採用したスイッチング電源装置において、トランスに巻
線を追加して、これをブリッジ整流器の出力端子と平滑
コンデンサの間に直列に挿入し、この巻線に直列にコン
デンサを挿入し、更にブリッジ整流器の出力端子と平滑
コンデンサの間にダイオードとインダクタとからなる直
列回路を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源装置に
関し、特に力率改善回路を有するスイッチング電源装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般的なスイッチング電源装置に採用さ
れているコンデンサインプット型整流方式は、交流入力
電流の導通角が狭くて力率が低いという欠点を持ってい
る。力率を改善する方法の１つにアクティブフィルタと
呼ばれる回路がある。従来用いられている昇圧型アクテ
ィブフィルタの回路例を図６に示す。図において、スイ
ッチ素子１０４の動作開始前にコンデンサ１０９はブリ
ッジ整流器１０２の出力電圧のピーク値近くまで充電さ
れている。そこで、コンデンサ１０９の電圧は、そのピ
ーク値より少し高い値に設定された電圧で定電圧制御さ
れている。図に示されている昇圧型アクティブフィルタ
の出力電圧は、ブリッジ整流器１０２の出力電圧をＶ
１、スイッチ素子１０４のオン期間とオフ期間を各々Ｔ
１、Ｔ２としたとき、Ｖ１×（１＋Ｔ１／Ｔ２）とな
る。図において、ブリッジ整流器１０２の出力電圧は正
弦波の半周期の変化を繰り返しているため、定電圧制御
が交流周期に対して十分速い応答をすれば、ブリッジ整
流器１０２の出力電圧が低いところではオン期間は最大
になり、また、それが高いところではオン期間は最小に
なって、交流の半周期において、入力電流が入力電圧に
比例せず、従って力率の改善はできない。そこで発振制
御回路１０６には電流変調器と呼ばれる一般のＰＷＭ制
御では用いられていない特殊な回路が採用されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】電流変調器は、コンデ
ンサ１０９の電圧から基準電圧を差し引いた誤差電圧に
ブリッジ整流器１０２の出力電圧を掛けた値とブリッジ
整流器１０２の出力電流の値をＰＷＭコンパレータに入
力することによって、ブリッジ整流器１０２の出力電流
をブリッジ整流器１０２の出力電圧に比例させる回路で
ある。そのため、従来のスイッチング電源用の発振制御
回路に比べて複雑で高価になっている。

【０００４】また、電流変調器を用いた場合、コンデン
サ１０９の出力電圧に交流リップル成分が重畳すること
を避けることができないという問題もある。更に、出力
電圧に任意の値の電圧を取り出したいときには、このア
クティブフィルタの後に別にＤＣ−ＤＣコンバータを付
けなければならないので、全体の回路が複雑で高価にな
る。

【０００５】そこで、本発明は一般的なスイッチング電
源装置の発振制御回路を用いることができ、かつ任意の
出力電圧を得ることができるシンプルで安価な力率改善
回路を提供することを目的としている。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は一般的なコンデンサインプット型整流方式
を採用しているスイッチング電源においてトランスに３
次巻線を巻いて、スイッチ素子のオン期間にこの３次巻
線に生じる電圧によってインダクタに励磁電流を供給
し、スイッチ素子のオフ期間にインダクタが放出するフ
ライバック電流を利用して、全波整流器の導通角を広げ
ることを特徴としている。インダクタのフライバック電
流が全波整流器の出力電流の方向と一致するようにダイ
オードが接続されている。また、３次巻線に生じるフラ
イバック電流を制限するためにコンデンサが接続されて
いる。

【０００７】

【作用】本発明において、平滑コンデンサはある程度大
きな容量が選ばれ、電源が起動してしばらくたった後は
商用電源の交流周期で変化する入力電圧に対しても、そ
の両端の電圧が安定している

【０００８】平滑コンデンサの電圧が安定しているた
め、この平滑コンデンサとトランスの１次巻線及びスイ
ッチ素子が構成する回路の動作は、一般のスイッチング
電源と原理が同じ。

【０００９】一方、スイッチ素子のオン期間には３次巻
線に電圧が生じ、これによってコンデンサとダイオード
とインダクタに電流が流れ、インダクタには励磁エネル
ギーが蓄積される。そして、スイッチ素子のオフ期間
に、インダクタがエネルギーを放出するときの電流の向
きが励磁されるときの電流の向きと同じであるため、全
波整流器の出力端子から平滑コンデンサに向かって電流
が流れる。

【００１０】こうしてインダクタに蓄積されたエネルギ
ーは１００％放出する。一方、コンデンサに関して観る
と、スイッチ素子のオンとオフによって充放電を繰り返
し、オフ期間に３次巻線を流れるフライバック電流は全
波整流器の出力電流の一部となるが、その電流によって
コンデンサの電荷が移動するので、スイッチ素子のオン
期間に３次巻線に生じるフォワード電圧によってインダ
クタを励磁する電流が流れることができる。全波整流器
の出力電圧が低い区間では、スイッチ素子のオフ期間に
コンデンサ内を移動する電荷が少なくなるので、スイッ
チ素子がオンのときに３次巻線に生じるフォワード電圧
によってインダクタを励磁できるエネルギーも減少する
が、それでも全波整流器を流れる電流の導通角が広くな
るので、その結果として力率が改善される。

【００１１】

【実施例】図１は本発明の実施例に係る高力率スイッチ
ング電源装置を示す回路図である。図２は本発明の別の
実施例に係わるスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。

【００１２】図３は図１の回路図の主要部の電圧電流波
形を示した波形図であり、図４と図５は図３の波形図の
時間軸を拡大した図である。

【００１３】図１の回路において、ブリッジ整流器２の
出力電圧は図３（ａ）に示したように正弦波の半周期分
を繰り返した波形をしている。ブリッジ整流器２の出力
電流は図３（ｂ）に示したようにパルス状となり電圧の
低いところから電流が流れ始め、電圧の上昇と共にパル
スの波高値が大きくなるが、ある値に達すると波高値は
一定になる。また、この電流はチョークコイル１０とコ
ンデンサ１１が構成するローパスフィルタを通すと、図
３（ｃ）のような高周波リップルが除去されたより正弦
波に近い波形となる。すなわち、コンデンサインプット
型整流方式の場合の導通角に比べてより広い区間で交流
入力電流が流れ力率が改善される。

【００１４】平滑コンデンサ５はブリッジ整流器２の出
力電圧のピーク値より少し高い値の電圧で充電されてい
るので、スイッチ素子４のオン期間はブリッジ整流器２
の出力電流は流れない。スイッチ素子４がターンオフす
ると、励磁されたトランス３のエネルギーは巻線３Ｂと
巻線３Ｃによって放出される。また、インダクタ１４の
エネルギーは同じインダクタ１４によって放出される。

【００１５】出力電圧が定電圧制御されているので、巻
線３Ｂに生じるフライバック電圧は一定である。それに
対して、巻線３Ｃの電圧は、平滑コンデンサ５の電圧と
コンデンサ１２の電圧とブリッジ整流器２の出力電圧と
を加減算することによって求まる。この値が、巻線３Ｂ
のフライバック電圧に巻線３Ｃと３Ｂの巻数比を掛けた
値より大きいとき、すなわちブリッジ整流器２の出力電
圧が低いときは大部分の励磁エネルギーは巻線３Ｂによ
って放出される。逆に、ブリッジ整流器２の出力電圧が
高くて差が逆転すると、ターンオフと同時にまず巻線３
Ｃに電流が流れ、続いて巻線３Ｂに流れる。巻線３Ｃに
流れる電流のピーク値はアンペア・ターン一定の法則に
より、スイッチ素子４がターンオフする直前に巻線３Ａ
に流れた電流値を巻線３Ｃと巻線３Ａの巻数比で割った
値である。

【００１６】そのため、巻線３Ｃに流れる電流はコンデ
ンサ１２を流れる電流であら、ブリッジ整流器２を流れ
る電流でもあるが、そのピーク値はある値に達すると図
３（ｂ）に示したように一定になる。コンデンサインプ
ット型整流回路の場合は、交流入力電圧がピークのとき
に電流もピークになるが、図１の回路では電流が図３
（ｂ）のように交流入力電圧がピークになる前後の区間
で一定にクランプされた波形となるので、これも力率を
改善する要因になっている。

【００１７】巻線３Ｃを流れる電流はコンデンサ１２が
充電されるとゼロになり、残されたトランスのエネルギ
ーは巻線３Ｂによって放出される。一方、インダクタ１
４のエネルギーはスイッチ素子４のオフ期間の間に放出
されるので、巻線３Ｃの電流がゼロになったあとも流れ
続け、これによってブリッジ整流器２の電流が引き続き
流れる。

【００１８】図３（ａ）のブリッジ整流器２の出力電圧
波形の低い区間におけるブリッジ整流器２の出力電流
と、スイッチ素子４と２次側ダイオード８を各々流れる
電流の波形を時間軸を拡大して図４（ａ）と図４（ｂ）
と図４（ｃ）に各々示す。

【００１９】図３（ａ）のブリッジ整流器２の出力電圧
波形の高い区間におけるブリッジ整流器２の出力電流
と、スイッチ素子４と２次側ダイオード８を各々流れる
電流の波形を時間軸を拡大して図５（ａ）と図５（ｂ）
と図５（ｃ）に各々示す。図５（ａ）に示したように、
ブリッジ整流器の出力電流はスイッチ素子のターンオフ
後、まずコンデンサ１２による電流が流れ続いてインダ
クタ１４による電流が流れる。

【００２０】図１の回路において、スイッチ素子４の発
振のデューティ比はコンデンサ５の電圧に依存している
が、コンデンサ５の電圧が安定しているので、ブリッジ
整流器２の出力電圧が正弦波の半周期分の波形を繰り返
す変化をしていても、デューティ比の変化は小さい。従
って、スイッチ素子４の発振制御回路６は一般的なスイ
ッチング電源装置に用いられているものと同じで良い。

【００２１】発振制御回路に従来のアクティブフィルタ
回路の方式に用いられた電流変調器を使わなくても良い
ため、定電圧制御を行なう出力電圧に含まれる交流のリ
ップル成分が小さくなる。

【００２２】本発明の実施例として図１に示した回路図
はフライバックコンバータを土台にしたものであるが、
フォワードコンバータに応用することも可能である。ま
た、発振方式が自励式であっても他励式であっても良
い。

【００２３】図１に示した回路において、ブリッジ整流
器２にはスイッチング電流が流れる。そのため、ブリッ
ジ整流器２には逆回復特性の良い特性が求められる。

【００２４】本発明の別の実施例として図２に示した回
路において、ダイオード２Ｂは逆回復特性の良いものが
選ばれている。そして、チョークコイル１０とコンデン
サ１１が構成するローパスフィルタはスイッチング電流
の高周波成分を取り除くのでブリッジ整流器２はスイッ
チング電流に対する逆回復特性を持たなくても良い。

【００２５】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、従来の
スイッチング電源において、トランスに巻線を追加し、
コンデンサとインダクタとダイオードの３つの部品を追
加するだけで、コンデンサインプット型整流方式によっ
て構成されたスイッチング電源の大部分の部品をそのま
ま生かして、力率を改善することができるので従来方式
に比べて経済的効果が大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る高力率スイッチング電源
装置を示す回路図である。

【図２】本発明の別の実施例に係る高力率スイッチング
電源装置を示す回路図である。

【図３】図１の回路図の主要部の電圧と電流の波形を示
す波形図である。

【図４】図３の波形図の時間軸を拡大した波形図であ
る。

【図５】図３の波形図の時間軸を拡大した波形図であ
る。

【図６】従来方式の例を示す回路図である。

【符号の説明】

１、１０１ 交流電源 ２、１０２ ブリッジ整流器 ３ トランス ４、１０４ スイッチ素子 ５ コンデンサ ６、１０６ 発振制御回路 ７、１０７ 負荷 ８、１０８ ダイオード ９、１０９ コンデンサ １０、１１０ チョークコイル １１、１１１ コンデンサ １２ コンデンサ １３ ダイオード １４ インダクタ ２Ｂ ダイオード ３Ａ １次巻線 ３Ｂ ２次巻線 ３Ｃ ３次巻線 １０３ インダクタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流入力に対して全波整流器を接続し、
   前記全波整流器の出力端子に平滑コンデンサを接続し、
   前記平滑コンデンサにトランスの１次巻線とスイッチン
   グ素子を直列に接続し、前記トランスの２次巻線に整流
   平滑回路を接続し、前記整流平滑回路の出力に負荷を接
   続し、前記負荷に加わる電圧が一定となるように、前記
   スイッチ素子の制御電極に発振制御回路を接続したスイ
   ッチング電源装置において、前記トランスに３次巻線を
   巻いて、この巻線を前記全波整流器の出力端子と前記平
   滑コンデンサとの間に直列に挿入し、前記全波整流器の
   出力端子と前記３次巻線との間にコンデンサを直列に挿
   入し、前記コンデンサの前記全波整流器側の端子と前記
   ３次巻線の前記平滑コンデンサ側の端子との間にダイオ
   ードとインダクタとからなる直列回路を接続し、これに
   よって力率を改善することを特徴とする高力率スイッチ
   ング電源装置。