JPH11266232A

JPH11266232A - 拡散スペクトル通信システムにおいて適応等化を用いて干渉抑制を行うための通信装置および方法

Info

Publication number: JPH11266232A
Application number: JP10368991A
Authority: JP
Inventors: Yevgeny Visotsky; イエブジニー・ビソトスカイ; Colin D Frank; コリン・ディー・フランク; Upamanyu Madhow; ウパマンユ・マドハウ; Rahul Singh; ラハル・シン
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1997-12-30
Filing date: 1998-12-25
Publication date: 1999-09-28
Also published as: CN1230059A; FR2773290A1; DE19860094A1; GB9827920D0; BR9806431A; AR014207A1; US6175588B1; KR19990063551A; KR100312141B1; FR2773290B1; GB2333422A; RU2168277C2; BR9806431B1; CN1106094C; GB2333422B

Abstract

(57)【要約】【課題】 DS-CDMAシステムのための改善された干渉抑
制法を提供する。【解決手段】拡散スペクトル通信システムのための、
移動局４１０などの通信装置は、被受信拡散スペクトル
信号上の干渉を抑制して被等化信号１２６を生成する適
応イコライザ１０４を有する受信機１００を具備する。
パイロット・チャネル復調器１１０が、被等化信号を復
調して、パイロット・チャネルの推定値１４０を生成す
る。加算器１１２は、パイロット・チャネル推定値と所
定のデータ・パターンとを比較して、誤差信号１２４を
生成する。トラフィック・チャネル復調器１０８は、被
等化信号を復調して、１つ以上のトラフィック・チャネ
ルを生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、一般に通信システムに
関する。さらに詳しくは、本発明は、拡散スペクトル通
信システムにおいて適応等化を用いて干渉抑制を行うた
めの通信装置および方法に関する。

【０００２】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】拡散
スペクトル通信システムにおいて、基地局から移動局へ
のダウンリンク送信には、パイロット・チャネルと複数
のトラフィック・チャネルとが含まれる。パイロット・
チャネルは、すべてのユーザにより解読される。各トラ
フィック・チャネルは、単独のユーザにより解読される
ことを意図する。従って、各トラフィック・チャネル
は、基地局と移動局の両方に既知のコードを用いて暗号
化される。パイロット・チャネルは、基地局とすべての
移動局に既知のコードを用いて暗号化される。パイロッ
ト・チャネルおよびトラフィック・チャネルを暗号化す
ることで、システム内の送信スペクトルが拡散される。

【０００３】拡散スペクトル通信システムの一例に、
「Mobile Station-Base Station Compatibility Standa
rd for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular
System」（「IS-95」）と題する電気通信工業会／電子
工業会（TIA/EIA）暫定規準IS-95に準拠するセルラ無線
電話システムがある。システム内の個別のユーザは同一
の周波数を用いるが、個別の拡散コードを用いることに
より互いに区別することができる。その他の拡散スペク
トル・システムには、通常DCS1900と称される１９００M
Hzで動作する無線電話システムが含まれる。他の無線機
および無線電話システムも同様に拡散スペクトル法を用
いる。

【０００４】IS-95は、直接シーケンス符号分割多重接
続（DS-CDMA: direct sequence codedivision multiple
access）通信システムの一例である。DS-CDMAシステム
においては、送信は疑似乱数ノイズ（PN：pseudorandom
noise）コードにより拡散される。データは、チップ毎
に拡散される。この場合チップとは拡散スペクトルの最
小継続時間暗号化要素である。

【０００５】拡散スペクトル通信システムで用いられる
移動局は、レーキ受信機（RAKE receiver）を採用す
る。レーキ受信機は、独立して無線周波数（RF）信号を
受信する２つ以上の受信機フィンガを備える整合フィル
タ受信機の一種である。各フィンガは、チャネルの利得
と位相とを推定し、RF信号を復調して、トラフィック・
シンボルを生成する。受信機フィンガのトラフィック・
シンボルは、シンボル合成器において合成され、被受信
信号を生成する。

【０００６】レーキ受信機は、多重経路電波を合成し、
それによってチャネル・ダイバーシチに利用するため
に、拡散スペクトル通信システムにおいて使用される。
多重経路電波には、送信機から直接的に受信される見通
し線電波（line of sight rays）と、目標物および陸地
から反射される電波とが含まれる。受信機で受信される
多重経路電波は、時間的に隔てられる。この時間的間隔
または時間差は、通常は数チップ時間程度である。別々
のレーキ・フィンガ出力を合成することにより、レーキ
受信機は経路のダイバーシチを得る。

【０００７】一般に、レーキ受信機フィンガは、もっと
も強力な多重経路電波の集合に割り当てられる。すなわ
ち、受信機は、被受信信号の局所極大値の位置を特定す
る。第１フィンガがもっとも強力な信号を受信するよう
割り当てられ、第２フィンガが次に強力な信号を受信す
るよう割り当てられ、この要領で次々にフィンガが割り
当てられる。フェーディングやその他の原因によって被
受信信号の強度が変化すると、フィンガの割当が変更さ
れる。フィンガ割当の後、極大値の時間的位置がゆっく
りと変化し、これらの位置は各々の割り当てられたフィ
ンガ内で時間追跡回路によって追跡される。

【０００８】DS-CDMA受信機の性能における制約の１つ
は、受信機における多重接続干渉またはノイズでであ
る。一般に、基地局から加入者ユニットへの順方向リン
ク上には、多重接続干渉の源が２つある。第１の源は、
目的の被受信信号と同じ基地局からあるいは同じ基地局
の同じセクタから発する多重経路である。基地局から送
信される多重トラフィック信号は、基地局の送信機にお
いて直交する。これは、カバーするウォルシュ・コード
が直交するためである。レーキ受信機においては、直交
する被受信トラフィック信号からの干渉は完全に抑制さ
れる。しかし、基地局と受信機との間のチャネルにおけ
る多重経路は、時間的遅延を招くことによって、ウォル
シュ・コードの直交性を破壊する。その結果として、多
少の多重接続干渉が導入される。

【０００９】多重接続干渉の第２の源は、加入者ユニッ
トとソフト・ハンドオフ状態にあるセクタと加入者ユニ
ットとソフト・ハンドオフ状態にないセクタの両方を含
む他のセクタからの干渉である。近隣のセクタから送信
される信号は、チャネルに関わらず直交せず、そのため
に受信機において多少の多重接続干渉が導入される。こ
のような条件下で、レーキ受信機の性能は、多重接続干
渉により制限される。

【００１０】従って、DS-CDMAシステムのための改善さ
れた干渉抑制法が当技術において必要とされる。

【００１１】

【実施例】図１を参照して、受信機１００は、サンプラ
１０２，適応イコライザ（adaptive equalizer）１０
４，デスプレッダ１０６，トラフィック・チャネル復調
器１０８，パイロット・チャネル復調器１１０および加
算器１１２を具備する。受信機１００は、入力１１４に
おいて拡散スペクトル信号を受信し、出力１１６におい
て被復調トラフィック・チャネルを生成する。図示され
る実施例においては、受信機１００は、「Mobile Stati
on-Base Station Compatibility Standard forDual-Mod
e Wideband Spread Spectrum Cellular System」（「IS
-95」）と題する電気通信工業会／電子工業会（TIA/EI
A）暫定規準IS-95に準拠するDS-CDMA通信システムで用
いるのに適する。このようなシステムは、特定の地域に
おける移動局のために、各々がその地域に無線電話サー
ビスを提供する複数の基地局を備える。特に、受信機１
００は、遠隔の基地局から移動局へとIS-95ダウンリン
クを受信するのに良く適する。しかし、この受信機は任
意の適切な拡散スペクトル・システムにおいて用いるこ
とができる。

【００１２】入力１１４において受信される拡散スペク
トル信号は、一般に複数のチャネルを含む。IS-95シス
テムにおいては、これらのチャネルは、パイロット・チ
ャネルまたはパイロット信号，ページング・チャネルお
よび複数のトラフィック・チャネルまたはトラフィック
信号を含む。パイロット・チャネルは制御チャネルを形
成する。これは、システム捕捉のために用いられ、トラ
フィック・データを含まない。複数のチャネルは、すべ
て実質的に直交する、すなわち任意の２つのチャネルの
相互相関は実質的にゼロである。たとえば、IS-95シス
テムにおいて、ダウンリンクは、最大６４個の論理チャ
ネル（コード・チャネル）で構成される。これらのチャ
ネルは独立しており、異なるデータ・ストリームを運
ぶ。コード・チャネルは、６４個のウォルシュ・コード
またはアダマール・コード（Hadamard codes）の集合の
うちの１つにより構成される。パイロット・チャネル
は、ウォルシュ（０）から構成され、トラフィック・チ
ャネルは受信機１００に既知のウォルシュ・コードから
構成される。ウォルシュ・コードは直交するので、送信
されるチャネルは直交する。

【００１３】サンプラ１０２は、被受信拡散スペクトル
信号を、サンプル速度において個別の時間信号に変換す
る。図示される実施例においては、サンプル速度は、通
常はチップ速度の少なくとも２倍であり、IS-95システ
ムに関しては、毎秒１．２２８８メガチップで、約０．
８１４μ秒／チップのチップ時間に相当する。チップ速
度は、シンボル速度よりも速い。IS-95においては、６
４のチップ／シンボルが存在する。あるいはサンプル速
度をチップ速度の４倍，８倍またはそれ以上とすること
もできる。

【００１４】適応イコライザ１０４は、拡散スペクトル
信号を受信する入力１１８と、誤差信号１２４を受信す
る入力１２０とを有する。適応イコライザは、拡散スペ
クトル信号上の干渉を抑制して、出力１２２において、
被等化信号１２６を生成する。適応イコライザ１０４
は、等式

【数１】により定義されるが、C_m，-L≦m≦Lは、イコライザのｎ
係数である。適応イコライザ１０４は、有限トランスバ
ーサル・フィルタ（finite transversal filter）とし
て、または他の適切な構造において実現することができ
る。適応イコライザ１０４は、フィルタの係数を適応処
理して、出力１２２におけるノイズ，干渉およびシンボ
ル間干渉（intersymbol interference）による平均二乗
誤差を最小限に抑える。適応イコライザ１０４の適応処
理は、出力１２２においてデータをより正確に表現する
ために係数を移動すべき方向をイコライザに標示する誤
差信号１２４により行われる。本発明により、適応イコ
ライザ１０４は、受信機１００が受信するパイロット・
チャネルを用いて適応し、被等化信号を生成する。

【００１５】デスプレッダ１０６は適応イコライザに結
合し、所定の拡散シーケンスに応答して被等化信号１２
６を拡散解除する。拡散シーケンスは、セルラ通信シス
テム内の基地局などの送信機と、受信機とによって共有
される。

【００１６】トラフィック・チャネル復調器１０８は、
被等化信号１２６を復調して、１つ以上のトラフィック
・チャネルを生成する。トラフィック・チャネル復調器
１０８は、デスプレッダ１３０と加算器１３２とを具備
する。デスプレッダ１３０は、適切なウォルシュ・コー
ドを適用することにより被等化信号を拡散解除する。ウ
ォルシュ・コードは、受信機１００が動作する通信シス
テムにより指定される。各トラフィック・チャネルに
は、一意的にウォルシュ・コードが割り当てられ、適切
なウォルシュ・コードの識別子が受信機１００に通信さ
れるので、受信機はそれに割り当てられるトラフィック
・チャネルを復調することができる。加算器１３２は、
所定の期間に亘って例えば６４のチップを加算して、出
力１１６に被復調データ・シンボルを生成する。

【００１７】パイロット・チャネル復調器１１０は、ト
ラフィック・チャネル復調器１０８と同様に動作する。
パイロット・チャネル復調器１１０は、被等化信号を復
調して、パイロット・チャネル推定値を生成する。パイ
ロット・チャネル復調器１１０は、デスプレッダ１３６
と加算器１３８とを具備する。デスプレッダ１３６は、
パイロット・チャネル・ウォルシュ・コードを適用し
て、被等化信号を拡散解除する。図１に示されるよう
に、IS-95においては、パイロット・チャネル・ウォル
シュ・コードは、ウォルシュ（０）に対応するすべて＋
１のデータ値で構成される。拡散解除されたチップが所
定の期間に亘り、たとえば６４チップなどが加算器１３
８において加算され、被推定パイロット信号１４０を生
成する。下記に説明されるように、加算器は任意の整数
個のチップを加算することができるので、適応イコライ
ザはチップ速度の任意の整数倍において適応される。

【００１８】加算器１１２は、被推定パイロット信号１
４０と所定のデータ・パターンとを合成して、誤差信号
１２４を形成する。好ましくは、所定のデータ・シーケ
ンスは、パイロット・チャネルを形成するのと同じデー
タ・シーケンスである。図示される実施例においては、
これはすべて＋１の値のパターンである。加算器１１２
は、＋１値と被推定パイロット信号の負の値とを加算し
て、誤差信号１２４を形成する。被推定パイロット信号
が所定のデータ・パターンと一致すると、誤差信号は０
値となり、適応イコライザ１０４において調整または適
応は行われない。加算器１１２の代わりに、比較器また
はその他の論理装置を用いることもできる。加算器１１
２は、パイロット・チャネル推定値に応答して、誤差信
号を生成する誤差信号発生器を形成する。

【００１９】上記の如く、IS-95順方向チャネルまたは
ダウンリンクは、直交コードを用いて、順方向リンク・
パイロット，ページングおよびトラフィック・チャネル
を分別する。順方向リンク上に直交ウォルシュ・コード
を用いると、その結果として、等化により、チップの信
号対雑音比（SNR: signal to noise ratio）が低くて
も、かなりのノイズ抑制効果をあげることができる。ノ
イズ抑制の改善は、チャネルと、他セル干渉対セル内干
渉の比であるI_oc/I_or'とに依存するが、チップ・エネル
ギのセル内干渉に対する比であるE_c/I_or'には依存しな
い。所望の基地局またはセクタから送信されるウォルシ
ュ・コードは直交するので、チャネルが多重経路を持た
ない場合は、受信機においてセル内多重接続干渉は見ら
れない。多重経路を持つチャネルに関しては、チャネル
をゼロ強制イコライザ（zero forcing equalizer）で反
転することにより、セル内多重接続干渉を完全に除去す
ることができる。セル内干渉が他セル干渉と加法白色ガ
ウス・ノイズ（AWGN: additive white Gaussian nois
e）を支配する場合は、リンク性能はチャネルに応じて
数dBだけ改善することができる。

【００２０】チャネルを反転すると、他セル干渉とバッ
クグランドAWGNの和である加法ノイズを強化することが
できる。最小平均二乗誤差（MMSE: minimum mean squar
e error）規準を最小限にするイコライザが受信機１０
０により用いられ、他セル干渉およびAWGNの両方に起因
するノイズの増大に対するセル内干渉の削減という利点
を最適に重み付けする。

【００２１】多重経路チャネルにより濾波される他セル
干渉は、非白色ノイズとして加入者ユニットに現れる。
他セル干渉がセル内干渉を支配する場合は、MMSEイコラ
イザが他セル干渉を（白色化することにより）抑制し、
性能を数dBだけ改善することができる。

【００２２】セル内干渉も他セル干渉も支配的でない場
合は、最適イコライザは所望の干渉セルと加入者ユニッ
トとの間の伝播チャネルと、他セル干渉対セル内干渉比
の両方に依存する。

【００２３】受信機１００のSNRを、レーキ・フィルタ
などの整合フィルタに関するSNRと比較することができ
る。無限衝撃応答（IIR: infinite impulse response）
MMSEイコライザのSNRを計算することにより、イコライ
ザの制限性能を極めて直接的に評価することができる。

【００２４】｛f_i｝を、所望のセクタから受信機１００
を含む移動局へのチャネルの衝撃応答係数とし、F(z)を
F(z)＝Σf_iz^-iで与えられるチャネルのｚ変換とする。
この用途に関するMMSEイコライザC(z)を式：

【００２５】

【数２】で与える。ただし

【００２６】

【数３】とし、I_oc/I_orは、他セル干渉（AWGNを含む）のセル内
干渉に対する比を表すものとする。

【００２７】MMSEイコライザC(z)の出力１２２における
チップ信号対雑音比は：

【００２８】

【数４】で与えられる。ただし

【００２９】

【数５】とし、E_c/N_tはチップ・エネルギの、チャネル上の総ノ
イズに対する比とする。比較のために、レーキ受信機な
どの整合フィルタ受信機のチップ信号対雑音比を：

【００３０】

【数６】で与える。ただし、数列｛p_i｝はP(z)のｚ変換の逆数で
ある。上記の両方の等式において、チャネルのエネルギ
｛f_i｝が１に等しいので、Σ｜f_i｜²＝１（｜p₀｜²＝１
として）となる。また、上記の両方の式において、他セ
ル干渉I_ocを、加法白色ガウス・ノイズと同じ数値特性
を有するものと想定する。

【００３１】MMSEイコライザにより得ることのできる性
能の改善は、E_c/I_or'には関わらない。これは、所望の
トラフィック・チャネルに割り振られる順方向リンク・
エネルギの一部である。これは、イコライザの改善が信
号対雑音比に依存する標準的な単独ユーザの等化の問題
とは異なる。この理由から、特定のチャネルP(z)におけ
るMMSEイコライザの性能改善は、単に関数I_oc/I_or'とな
る。性能改善△は、２つの受信機のチップ信号対雑音比
の比率であり、以下の式：

【００３２】

【数７】により与えられる。I_oc/I_or'が小さい場合は、受信機性
能において大幅な改善が得られる。これは、MMSEイコラ
イザが支配的なセル内干渉を抑制するゼロ強制イコライ
ザに極めて近いためである。I_oc/I_or'が大きい場合は、
MMSE受信機と整合フィルタ受信機とはほぼ同等であるの
で、等化により極めて些少な性能利点が得られるに過ぎ
ない。しかし、これは加法ガウス・ノイズが白色の場合
に限って当てはまる。多重経路チャネルにより濾波され
る他セル干渉に起因する加法干渉は、一般には非白色で
あり、MMSEイコライザで他セル干渉を抑制することによ
り、性能における大きな利得を得ることができる。

【００３３】図１に標示されるように、本発明により、
MMSEイコライザは、パイロット信号を適応的に利用して
実現される。誤差信号がパイロット信号に応答して生成
され、適応イコライザ１０４を適応するために用いられ
る。最小平均二乗（LMS: least mean squares）または
帰納最小平均二乗（RLS: recursive least mean square
s）などの任意の適切な適応アルゴリズムを用いること
ができる。

【００３４】適応イコライザ１０４は、チップ速度の任
意の整数倍において適応させることができる。すなわ
ち、加算器１３８内で加算されるチップ数を、任意の正
の整数となるように選択することができる。適応MMSE法
は、誤差測定前に合成されるチップ数とは（尺度計数内
で）無関係である。誤差を測定するために用いられる観
測の信号対雑音比は、加算されるチップ数と共に増大
し、アルゴリズムの反復速度は減少する。適応されるア
ルゴリズムの反復速度に対する測定SNRの最良の妥協点
を決定することにより、イコライザの収束速度を加算さ
れるチップ数に亘り最適化することができる。

【００３５】イコライザに割り当てられる１秒あたりの
計算数における制約によって、イコライザの最大反復速
度が制限される。その場合、適応アルゴリズムが必要と
する１秒当たりの計算数が指定される最大値より小さく
なるまで、誤差測定の前に加算されるチップ数を増大さ
せることができる。

【００３６】図１の被測定平均二乗誤差は、合成される
チップ数が６４の整数倍数ではなく、チップが加算され
る期間がウォルシュ・コード境界と整合しない場合は、
真の平均二乗誤差とはならない。この理由は、セル内干
渉は整数のウォルシュ・コードの期間しか測定できない
ためである。特定の長さ、たとえば６４の個々のウォル
シュ・コードは、一般的には、この長さに亘り直交する
に過ぎず、部分区間には一般的には直交しない。

【００３７】上記の説明では、他セル干渉を加法白色ガ
ウス・ノイズとして扱う。しかし、特定のセクタからの
干渉は、有色ガウス・ノイズとして見なすほうが適切で
ある。単独セクタ干渉源からの他セル干渉が多重経路チ
ャネルを通じて観測される場合は、この干渉は、チャネ
ルにより導入されるスペクトル整形のためにもはや白色
ではない。他セルと移動受信機との間のチャネルが衝撃
｛g_i｝とｚ変換G(z)＝Σg_iz^-iを有するとする。この定
義では、他セル干渉のパワー・スペクトルは：

【００３８】

【数８】となる。ただし、チャネルは正規化されるのでΣg｜_i｜
²＝１であることを想定する。

【００３９】他セルも多重経路チャネルを通過すること
があるというこの問題は、フィルタG^-1(z)を用いること
で他セルからのノイズを白色化することにより、上記の
問題と同等とすることができる。所望のセクタに関して
得られる同等のチャネルは、単に：

【００４０】

【数９】 F'(z) = F(z)G^-1(z) となる。上記のMMSE受信機に関する結果のすべては、F
(z)をF'(z)で置換する場合である。

【００４１】整合フィルタ受信機の性能と整合フィルタ
に対するイコライザの改善の両方に関する表現を、非白
色他干渉について書き換えなければならない。整合フィ
ルタの性能は、以下の式を用いて非白色他セル干渉につ
いて修正することができる。すなわち：

【００４２】

【数１０】この定義では、整合フィルタ受信機のSNRは、次式によ
り与えられる：

【００４３】

【数１１】また、MMSEイコライザと整合フィルタ受信機との間のSN
Rの差△は次式で与えられる：

【００４４】

【数１２】ただしb₀は、F(z)ではなくF'(z)に関して、ここでは評
価される。

【００４５】適応イコライザ１０４は、他セルまたはセ
クタからの非白色干渉を自動的に抑制する。イコライザ
の修正は必要ない。

【００４６】倍数定数内では、MMSEイコライザは同一の
セクタから送信されるすべてのトラフィック・チャネル
に関して同じである。この結論には、２つの重要な結果
が含まれる。第１に、IS-95上で入手可能な非変調パイ
ロット信号を用いて、イコライザを調整することができ
る。第２に、多重トラフィック・チャネルが単独の加入
者に割り当てられる高データ速度の用途においては、ト
ラフィック・チャネルのすべてを同一のイコライザを用
いて復調することができる。イコライザをチップ速度の
任意の倍数において更新することができることも正式に
示される。

【００４７】数列｛r_i｝が図１のイコライザへの入力を
示すものとする。この数列は、次のように書き換えるこ
とができる：

【００４８】

【数１３】ただし、ｊ番目のチャネル（ウォルシュ・コード）につ
いては、A_jが信号振幅を、b_j,kがｋ番目のデータ・シン
ボルを示す。また、数列｛p_j,L｝は拡散シーケンスを示
す（ここでは、拡散シーケンスとは、ウォルシュ・コー
ドと長さ２¹⁵に増大されるMLSR数列の複合を指す）。数
列｛fL｝は所望のセクタと移動局との間のチャネルを示
し、数列｛n_i｝は、通常は非白色である定常ガウス・ノ
イズ数列を表す。図１では、パイロット・チャネルのウ
ォルシュ相関子はＮチップに亘り加算され、トラフィッ
ク・チャネルのウォルシュ相関子は６４チップ（IS-95
におけるビット当たりのチップ数）に亘り加算される。
パイロット相関子のこの普遍化は、イコライザを更新す
ることのできる速度に関わる項目を言及するために用い
られる。所望の信号がチャネル１に送信されるとして、
長さＬのベクトルＲを次式で定義する：

【００４９】

【数１４】定義により、長さＬのMMSEイコライザｃが、次式で与え
られる平均二乗誤差を最小にする：

【００５０】

【数１５】 E(|R^Hc-1|²) ただし、上付き字のＨは、共役転置を示すために用いら
れる。上記の定義を用いて、MMSEイコライザが次式によ
り与えられることを示すことができる：

【００５１】

【数１６】 c = E(RR^H)^-1E(R) =Г^-1μ ただし、共分散行列Γは寸法LxLを有し、μは長さLのベ
クトルで、その要素は次式で与えられる：

【００５２】

【数１７】 μ_l= E(R_l) = NA₁f_l 直交チャネル（ウォルシュ・コードなどの）を持つCDMA
システムに関して、共分散行列Γは次式で与えられる：

【００５３】

【数１８】（直交コード）ただし、ψ（・）は、加法ノイズ数列｛n_i｝の共分散で
あり、δはディラックのデルタ関数を示すために用いら
れる。相関長Ｎが６４に等しい場合は、１シンボル当た
りのチップ数、すなわち加算の最終項は等しくゼロにな
る。乱数コード（ベルヌーイの乱数変数の独立して等し
く分配される数列）を採用するシステムに関しては、最
終項を乗算するデルタ関数を伴う計数が消えて、共分散
行列は次式で与えられる：

【００５４】

【数１９】（乱数コード）ノイズ数列｛n_i｝には、スペクトル強度N₀の白色ガウス
・ノイズと、他のセクタからの多重接続干渉の両方が含
まれる。説明のために、単独のセクタを、所望のセクタ
からではないすべての多重接続干渉源と想定する。数列
｛g₁｝は干渉セクタと加入者ユニットとの間のチャネル
を示すものとする。このモデルでは、加法ノイズ数列
｛n_i｝の共分散は次式で与えられる：

【００５５】

【数２０】ただしB_jは、干渉セクタからのｊ番目のチャネル（ウォ
ルシュ・コード）の振幅を示す。

【００５６】上記の定義を用いて、MMSEイコライザｃの
出力における平均二乗誤差を次のように書くことができ
る：

【００５７】

【数２１】また、信号対雑音比は次式で与えられる：

【００５８】

【数２２】ここで、上記に定義されるMMSEイコライザに関して次の
ような観察を行うことができる。第１に、倍数定数内で
は、MMSEイコライザはすべてのトラフィック・チャネル
に関して同一である。第２に、倍数定数内では、MMSEイ
コライザは、直交コード（IS-95で用いられるウォルシ
ュ・コードなど）を用いるCDMAシステムと、乱数拡散コ
ードを用いるシステムとに関して同一である。

【００５９】第１の観察結果から、特定のセクタから到
着するすべてのトラフィック・チャネルを復調するに
は、１つのイコライザしか必要とされないことになる。
さらに、第１の観察結果は、IS-95パイロット信号を用
いて、MMSEイコライザを調整することができること、さ
らに一般的には、MMSEイコライザを調整するには任意の
非変調トラフィック・チャネルを用いることができるこ
とを示す。

【００６０】第２の観察結果は、MMSEイコライザをシン
ボル速度以外の速度で適応することができるようにする
ので重要である。相関長Ｎがウォルシュ・コード長６４
よりも短い場合は、相関器出力に対する目的のチャネル
以外の拡散コードの貢献度はゼロとはならず、共分散行
列Γは、乱数拡散コードを持つCDMAシステムについて同
一になる。このため、任意の相関長Ｎについて、パイロ
ット・チャネルのMMSEイコライザは、所望のチャネルの
MMSEイコライザの倍数定数内にある。従って、パイロッ
ト・チャネルを用いてイコライザを調整することを選択
すると、イコライザをチップ速度の倍数に等しい任意の
速度において更新することができる（図１参照）。

【００６１】上記の観察結果を、シャーマン−モリソン
の恒等式を用いて証明することができる。まず、行列Λ
を以下のように定義する：

【００６２】

【数２３】この定義により、直交コードに関しては次式が導かれ
る：

【００６３】

【数２４】また、乱数コードに関しては次式が導かれる：

【００６４】

【数２５】上式では、ｆはチャネル係数｛f_l｝のベクトルであり、
倍数定数α，βは、標示どおり暗示的に定義される。こ
こで、Λとｆとはどのチャネルが等化されるか（この場
合はチャネル１）、あるいは、トラフィック・チャネル
が直交するか否かに依存しないことに留意されたい。さ
らにΛもｆも、Ｎすなわち合成されるチップ数に依存し
ない。

【００６５】上記の定義により、次式が得られる：

【００６６】

【数２６】ただしηは、チャネルが直交であるか乱数であるかによ
り、αまたはβに等しい。シャーマン−モリソンの恒等
式を用いると、適切な定数λ，κに関しては次のように
なる：

【００６７】

【数２７】最後の等式から、計数比κ（特定のチャネル、合成され
るチップ数Ｎおよびコードが直交であるか乱数であるか
に依存する）内では、MMSEイコライザはΛ，ｆのみに依
存することが明らかである。これで、上記の観察結果の
証明が完了する。

【００６８】正の定数εだけMMSEイコライザとは異なる
任意のイコライザεｃが、MMSEイコライザの出力と同じ
SNRを持つ出力を生み出すので、倍数定数は重要ではな
い。しかし、イコライザ出力のSNRは、倍数定数には影
響を受けないが、このような計数比は２つの面で依然と
して重要である可能性がある。第１は、受信機の設計に
よっては、不適切な計数化によって必要とされる受信機
のダイナミック・レンジが大きくなることがある。各ト
ラフィック・チャネルのMMSEイコライザの計数比は潜在
的に異なるが、ある１つのイコライザの利得はそれを通
過するすべてのトラフィック・チャネル信号に関して同
じである。このため、受信機にイコライザを包含するこ
とで、イコライザに続く信号経路内のダイナミック・レ
ンジの問題に影響を与えるべきではない。第２に、ソフ
ト・ハンドオフにおいて、合成結果のSNRを最大にする
ためには、各イコライザの出力の正確な計数化が必要と
される。ソフト・ハンドオフ中に本発明による受信機を
使用することについては、図２および図３に関連して下
記に説明する。

【００６９】適応イコライザを備える受信機１００など
の受信機を用いることで、重要な利点が得られる。MMSE
イコライザは、どのチャネル（ウォルシュ・コード）が
復調されようと同じである。これにより、適応イコライ
ザを、パイロット・チャネルを用いて調整および適応す
ることが可能になる。さらに、高データ速度でデータを
送信する用途においては、単独のユーザにいくつかのウ
ォルシュ・コードを割り当てることができる。イコライ
ザはすべてのチャネルに関して同じなので、高データ速
度のユーザは、復調すべきすべてのチャネルに関して同
じイコライザを用いることができる。

【００７０】図２を参照して、本発明による受信機の第
２実施例を示す。受信機２００は、サンプラ２０２，第
１受信機回路２０１および第２受信機回路２０３を備え
る。本実施例においては、受信機は、２つの遠隔トラン
シーバまたは基地局の間のソフト・ハンドオフ状態にあ
る移動局に関して、２つのMMSEイコライザを合同適応す
るために構築される。

【００７１】第１受信機回路２０１は、第１適応イコラ
イザ２０４，第１デスプレッダ２０６，第１トラフィッ
ク・チャネル復調器２０８，第１パイロット・チャネル
復調器２１０，第１遅延要素２１２および利得要素２１
３を具備する。同様に、第２受信機回路２０３は、第２
適応イコライザ２１４，第２デスプレッダ２１６，第２
トラフィック・チャネル復調器２１８，第２パイロット
・チャネル復調器２２０，第２遅延要素２２２および利
得要素２２３を具備する。各受信機回路は、基地局など
の遠隔送信機から拡散スペクトル信号を受信することを
割り当てられる。図２の要素の識別を完成するために、
受信機２００は、合成器２２４，加算器２２６および合
成器２２８をさらに備える。被受信信号は、合成器２２
８において合成され、更なる処理を受ける。

【００７２】受信機回路２０１と受信機回路２０３は、
それぞれ図１の受信機１００と同様に動作する。サンプ
ラ２０２は、受信された拡散スペクトル信号をチップ速
度の整数倍、たとえばチップ速度の１倍，２倍，４倍ま
たは８倍などのサンプル速度において個別の時間信号に
変換する。第１受信機回路２０１においては、適応イコ
ライザ２０４は、拡散スペクトル信号を受信する入力２
３０と、誤差信号２３４を受信する入力２３２とを有す
る。適応イコライザ２０４は、拡散スペクトル信号の干
渉を抑制して、出力２３８において被等化信号２３６を
生成する。デスプレッダ２０６は、所定の拡散シーケン
スに応答して、被等化信号２３６を拡散解除する。トラ
フィック・チャネル復調器２０８は、等化され、拡散解
除された信号を復調して、トラフィック・チャネル上に
送信されるデータ・シーケンスの推定値を生成する。ト
ラフィック・チャネル復調器は、デスプレッダ２４０と
加算器２４２とを備える。デスプレッダ２４０は、目的
のトラフィック・チャネルに関して適切なウォルシュ・
コードを適用することにより、被等化信号を拡散解除す
る。加算器２４２は、６４チップなどの期間に亘りチッ
プを加算して、被復調トラフィック・チャネルを生成す
る。被復調データは、第１遅延要素２１２において所定
の時間だけ遅延され、利得要素２１３において適切な利
得により乗算され、合成器２２８に送られる。

【００７３】第２受信機回路２０３においては、適応イ
コライザ２１４は、サンプリングされた拡散スペクトル
信号を受信する入力２５０と、誤差信号２３４を受信す
る入力２５２とを有する。適応イコライザ２１４は、拡
散スペクトル信号の干渉を抑制して、出力２５８におい
て被等化信号２５６を生成する。デスプレッダ２１６
は、所定の拡散シーケンスに応答して、被等化信号２５
６を拡散解除する。第１受信機回路２０１と第２受信機
回路２０３によって用いられる拡散シーケンスは、個々
の基地局に対応する。ソフト・ハンドオフにおいては、
各受信機回路が異なる基地局から信号を受信するので、
拡散シーケンスは異なる。たとえば、IS-95において
は、拡散シーケンスは共通数列の異なる位相である。

【００７４】トラフィック・チャネル復調器２１８が、
等化され、拡散解除された信号を復調して、トラフィッ
ク・チャネル上に送信されるデータ・シーケンスの推定
値を生成する。トラフィック・チャネル復調器は、デス
プレッダ２６０と加算器２６２とを備える。デスプレッ
ダ２６０は、目的のトラフィック・チャネルに関して適
切なウォルシュ・コードを適用することにより、被等化
信号を拡散解除する。加算器２６２は、６４チップなど
の期間に亘りチップを加算して、被復調データを生成す
る。被復調データは、第２遅延要素２２２において所定
の時間だけ遅延され、利得要素２２３において適切な利
得により乗算され、合成器２２８に送られて、第１受信
機回路２０１からの被復調データと合成される。

【００７５】第１受信機回路２０１のパイロット・チャ
ネル復調器２１０と、第２受信機回路２０３のパイロッ
ト・チャネル復調器２２０とは、受信機２００の２つの
適応イコライザの合同適応のために構築される。各受信
機回路においては、パイロット・チャネル復調器が、等
化され拡散解除された、適応イコライザから受信された
信号を復調して、パイロット・チャネル推定値を生成す
る。パイロット・チャネル復調器２１０は、デスプレッ
ダ２６４と加算器２６６とを備える。デスプレッダ２６
４は、パイロット・チャネル・ウォルシュ・コードを適
用して、被等化信号を拡散解除する。拡散解除されたチ
ップは、所定の期間に亘り加算器２６６で加算され、被
推定パイロット信号２７２を生成する。同様に、復調器
２２０は、デスプレッダ２６８と加算器２７０とを備え
る。デスプレッダ２６８は、パイロット・チャネル・ウ
ォルシュ・コードを適用して、被等化信号を拡散解除す
る。拡散解除されたチップは、所定の期間に亘り加算器
２７０内で加算され、被推定パイロット信号２７４を生
成する。

【００７６】図示される実施例においては、両受信機回
路で用いられるパイロット・ウォルシュ・コードは同一
のコードであり、すべて論理１である。これは、IS-95
装置と一致する。しかし、異なるパイロット・チャネル
を拡散解除するには、異なるウォルシュ・コードを用い
ることが必要な場合もある。また、上記の如く、加算器
２６６と加算器２７０は、６４など、任意の整数個のチ
ップを加算する。

【００７７】第１受信機回路２０１からの被推定パイロ
ット信号２７２と、第２受信機回路２０３からの被推定
パイロット信号２７４とが合成器２２４内で合成され
る。合成器２２４は、２つの被推定パイロット信号を加
算して、その結果を加算器２２６に送る。加算器２２６
は、この結果と所定のデータ・パターンとを合成して、
誤差信号２３４を形成する。図２においては、所定のデ
ータ・パターンは、IS-95のパイロット信号と同様にす
べて１である。誤差信号２３４は、適応イコライザ２０
４と適応イコライザ２１４の両方に送られる。

【００７８】図２の実施例においては、２つの適応イコ
ライザが共通の誤差信号に適応する。これを、本明細書
においては合同適応（joint adaptation）と呼ぶ。合同
適応により、２つのイコライザが合成された後で誤差が
測定される。この実行例では、イコライザ係数の振幅が
自動的に計数化され、合成結果のSNRを最大にする。し
かし、パイロット振幅またはトラフィック・チャネルの
振幅のいずれかが等しくない場合は、標示される利得修
正が必要とされることに留意されたい。図２において
は、A₀，B₀はパイロット振幅を表し、A₁，B₁が目的のト
ラフィック・チャネルの振幅を表す。

【００７９】基地またはセクタからの信号は、基地また
はセクタがトラフィック・チャネル上に目的の加入者に
向かって送信しようとする場合は、「アクティブ」であ
る。イコライザが割り当てられていなくても、アクティ
ブと見なされる。同様に、基地局またはセクタは、通常
は、基地またはセクタがトラフィック・チャネル上に加
入者に対してデータを送信しようとする場合は、ソフト
・ハンドオフ状態にあるといわれる。通常、これは、加
入者ユニットがフィンガまたはイコライザをセクタに割
り当てるか否かに関わらない。

【００８０】ソフト・ハンドオフのために、受信機２０
０は第１遠隔送信機から第１拡散スペクトル信号を受信
し、第２遠隔送信機から第２拡散スペクトル信号を受信
する。遠隔送信機は、セルラ無線電話システムのセルに
サービスを提供する基地局であっても、あるいはこのよ
うなシステム内の単独のセルのセクタにサービスを提供
する送信機であってもよい。これは、双方向ソフト・ハ
ンドオフの一例である。代替の実施例においては、追加
の受信機回路および適応イコライザを設けて、３方向，
４方向などｎ方向のソフト・ハンドオフを可能にするこ
とができる。

【００８１】受信機２００は、第１拡散スペクトル信号
および第２拡散スペクトル信号のうち、少なくとも１つ
の信号に応答して誤差信号を生成する。図２の合同適応
の場合は、誤差信号は両方の拡散スペクトル信号に応答
して生成される。受信機２００は、誤差信号に応答し
て、第１拡散スペクトル信号と第２拡散スペクトル信号
とを適応等化し、第１被等化信号２３６および第２被等
化信号２５６を生成する。受信機２００はさらに、第１
被等化信号２３６から第１トラフィック・チャネルを、
第２被等化信号２５６から第２トラフィック・チャネル
を復調する。最後に、受信機２００は、第１トラフィッ
ク・チャネルと第２トラフィック・チャネルとを被受信
データとして合成器２２８で合成する。

【００８２】３つ以上のセルまたはセクタがソフト・ハ
ンドオフ状態にある場合は、受信機２００は第１拡散ス
ペクトル信号と第２拡散スペクトル信号とを含む複数の
拡散スペクトル信号を検出する。より多くのセクタが、
受信機が適応イコライザを有するよりも多くの受信機と
ソフト・ハンドオフにある場合は、受信機２００はもっ
とも品質の良いセクタをアクティブ信号として選択し、
それらのアクティブ信号を送信する送信機とのソフト・
ハンドオフに入る。受信機２００は、第１適応イコライ
ザを第１セクタに、第２適応イコライザを第２セクタに
割り当てる。ソフト・ハンドオフにあるがイコライザが
割り当てられていないセクタの１つの信号品質推定値
が、イコライザを割り当てられたセクタの信号品質推定
値を超えると、受信機２００は適応イコライザを再割り
当てすることにより、１つの信号を他の信号と置き換え
る。この方法で、受信機２００はその資源を、最良の信
号品質を有する基地局またはセクタに割り当てる。

【００８３】図３は、本発明による受信機の第３実施例
を示す。受信機３００は、サンプラ３０２，第１受信機
回路３０１および第２受信機回路３０３を備える。本実
施例においては、受信機は、２つの遠隔トランシーバま
たは基地局間のソフト・ハンドオフ状態にある移動局に
関して２つのMMSEイコライザを個別適応するために構築
される。

【００８４】第１受信機回路３０１は、第１適応イコラ
イザ３０４，第１デスプレッダ３０６，第１トラフィッ
ク・チャネル復調器３０８，第１パイロット・チャネル
復調器３１０，第１誤差信号発生器３１２，第１遅延要
素３１４，加算器３１６，信号対雑音比（SNR）計算器
３１８，係数計算器３２０，利得要素３２２および利得
要素３２４を備える。同様に、第２受信機回路３０３
は、第２適応イコライザ３３４，第２デスプレッダ３３
６，第２トラフィック・チャネル復調器３３８，第２パ
イロット・チャネル復調器３４０，第２誤差信号発生器
３４２，第２遅延要素３４４，加算器３４６，SNR計算
器３４８，係数計算器３５０，利得要素３５２および利
得要素３５４を備える。各受信機回路からの出力信号
は、加算器３５６において加算される。受信機回路は、
基地局などの異なる送信機から拡散スペクトル信号を受
信するために割り当てられる。

【００８５】受信機回路３０１と受信機回路３０３は、
それぞれ図１の受信機１００と同様に動作する。第１受
信機回路３０１においては、サンプラ３０２が、受信さ
れた拡散スペクトル信号をサンプル速度において個別の
時間信号に変換する。このサンプル速度は、チップ速度
の整数倍であって、たとえばチップ速度の１倍，２倍，
４倍または８倍などである。適応イコライザ３０４は、
拡散スペクトル信号を受信する入力３６０と、誤差信号
３６４を受信する入力３６２とを有する。適応イコライ
ザ３０４は、拡散スペクトル信号上の干渉を抑制して、
出力３６８において被等化信号３６６を生成する。デス
プレッダ３０６は、所定の拡散シーケンスに応答して、
被等化信号３６６を拡散解除する。トラフィック・チャ
ネル復調器３０８は、等化され、拡散解除された信号を
復調して、トラフィック・チャネル上に送信されるデー
タ・シーケンスの推定値を生成する。トラフィック・チ
ャネル復調器３０８は、デスプレッダ３７０と加算器３
７２とを備える。デスプレッダ３７０は、目的のトラフ
ィック・チャネルに関して適切なウォルシュ・コードを
適用することにより、被等化信号を拡散解除する。加算
器３７２は、IS-95に関しては６４チップなどの期間に
亘りチップを加算して、被復調データを生成する。被復
調データは、第１遅延要素３１４において所定の時間だ
け遅延され、利得要素３２２および利得要素３２４にお
いて適切な利得により乗算され、合成器３５６に送られ
る。

【００８６】パイロット・チャネル復調器３１０は、デ
スプレッダ３０６および適応イコライザ３０４からの等
化され拡散解除された信号を復調して、パイロット・チ
ャネル推定値を生成する。パイロット・チャネル復調器
３１０は、デスプレッダ３７４および加算器３７６を備
える。デスプレッダ３７４は、すべて論理１コードなど
のパイロット・チャネル・ウォルシュ・コードを適用し
て、被等化信号を拡散解除する。拡散解除されたチップ
は、６４チップなど所定の期間に亘り加算器３７６で加
算され、被推定パイロット信号３７７を生成する。加算
器３１６において、被推定パイロット信号３７７は、パ
イロット信号のすべて論理１のデータ・シーケンスなど
の所定のデータ・シーケンスと比較される。第１誤差信
号発生器３１２は、加算器３７８および加算器３７９を
備える。加算器３７８は、デスプレッダ３７４から拡散
解除されたチップを受け取り、所定の期間に亘りチップ
を加算する。この期間は、チップ速度の任意の整数倍と
することができる。加算器３７８の出力は、加算器３７
９において、パイロット信号のすべて１のデータ・シー
ケンスなどの所定のデータ・シーケンスと比較されて、
誤差信号３６４を生成する。

【００８７】第２受信機回路３０３は、実質的に同様に
動作する。適応イコライザ３３４は、誤差信号３８４に
応答して、拡散スペクトル信号上の干渉を抑制し、被等
化信号３８６を生成する。デスプレッダ３３６は、所定
の拡散シーケンスに応答して、被等化信号３８６を拡散
解除する。トラフィック・チャネル復調器３３８は、等
化され、拡散解除された信号を復調して、トラフィック
・チャネル上に送信されるデータ・シーケンスの推定値
を生成する。トラフィック・チャネル復調器３３８は、
デスプレッダ３９０と加算器３９２とを備える。これら
は第１受信機回路３０１のデスプレッダ３７０および加
算器３７２と同様に動作する。被復調トラフィック・シ
ンボルが第２遅延要素３４４に送られ、所定の時間遅延
されて、利得要素３５２および利得要素３５４に送られ
る。パイロット・チャネル復調器３４０は、デスプレッ
ダ３９４および加算器３９６を備える。デスプレッダ３
９４および加算器３９６は、被推定パイロット信号３９
７を生成する。加算器３４６において、被推定パイロッ
ト信号３９７は、パイロット信号のすべて論理１のデー
タ・シーケンスなどの所定のデータ・シーケンスと比較
される。第２誤差信号発生器３４２は、加算器３９８お
よび加算器３９９を備える。加算器３９８は、デスプレ
ッダ３９４から拡散解除されたチップを受け取り、所定
の期間に亘りチップを加算する。この期間は、チップ速
度の任意の整数倍とすることができる。加算器３９８の
出力は、加算器３９９において、パイロット信号のすべ
て１のデータ・シーケンスなどの所定のデータ・シーケ
ンスと比較され、誤差信号３８４を生成する。

【００８８】かくして、受信機３００は、適応イコライ
ザを個別に適応して、２つの受信機回路の出力を合成す
る。個別適応により、各イコライザの信号対雑音比を推
定または測定して、最適な合成係数を計算することがで
きるようにしなければならない。SNR計算器３１８，３
４８は、各受信機回路のSNRを推定する。係数計算器３
２０，３５０は、各受信機回路の最適な合成係数を決定
する。一般に、イコライザ出力の平均と分散とがそれぞ
れζ，σ²により与えられると、最適な合成係数は、ζ
／σ²である。図２に示される合同適応の場合と同様
に、パイロット振幅が等しくないか、あるいはトラフィ
ック・チャネル振幅が等しくない場合は、A₀，A₁，B₀，
B₁を用いて標示される利得修正が必要とされる。このと
き、A₀，B₀は２つのセクタのパイロット振幅を表し、
A₁，B₁はトラフィック・チャネル振幅を表す。別々の、
すなわち個別適応を使用するときは、平均二乗誤差の測
定前に合成されるチップ数が６４チップの倍数であり、
合成期間がウォルシュ・コード境界と一致することが必
要になる。利得修正が、パイロット・チャネルおよびト
ラフィック・チャネルの振幅について行われる。適応イ
コライザは、チップ速度の任意の整数倍において更新す
ることができる。

【００８９】受信機３００を用いるソフト・ハンドオフ
は、図２の受信機２００を用いるソフト・ハンドオフと
同様に動作する。しかし、誤差信号は、各受信機回路毎
に生成され、個別のイコライザの適応のために用いられ
る。

【００９０】図４は、本発明を採用することのできる拡
散スペクトル通信システム４００を示す。通信システム
４００は、基地局４０２および基地局４０４を含む複数
の基地局を備える。各基地局は、システム内およびシス
テムと公衆電話交換網４０８との間の通信を制御する移
動交換センター４０６に個々に結合される。通信システ
ム４００は、IS-95に準拠して動作するセルラ電話シス
テム、別の種類のセルラまたは移動通信システム，固定
ワイヤレス・ローカル・ループ・システムまたは他の種
類の無線システムとすることができる。

【００９１】各基地局は、固定トランシーバまたは、移
動局４１０などの移動トランシーバとの無線周波数（R
F）通信を行うよう構築される。従って、各基地局は、
基地局４０２の受信機４１２および基地局４０４の受信
機４１４などの受信機と、基地局４０２の送信機４１６
および基地局４０４の送信機４１８などの送信機とを備
える。各送信機は、第１信号および第２信号を含む拡散
スペクトル信号を送信する。第１信号は、実質的に第２
信号に対して直交する。第１信号は、たとえば、IS-95
装置のパイロット・チャネルであり、第２信号は１つ以
上のトラフィック・チャネルである。IS-95において
は、パイロット・チャネルとトラフィック・チャネルと
は、ウォルシュ・コードまたはアダマール・コードを用
いてそれぞれがカバーされるので、送信時にはチャネル
はすべて、実質的に直交する。

【００９２】移動局４１０は、アナログ・フロント・エ
ンド４２０，受信機４２４，送信機４２６，制御部４２
８およびユーザ・インタフェース４３０を備える。アナ
ログ・フロント・エンド４２０は、拡散スペクトル信号
を濾波して、ベースバンド信号への変換を行う。アナロ
グ・フロント・エンド４２０は、さらにアナログ−デジ
タル変換を行い、ベースバンド信号をデジタル・データ
のストリームに変換して、更なる処理を行う。受信機４
２４は、デジタル・データを復調して、被復調データを
制御部４２８に送る。受信機４２４は、好ましくは、受
信機１００（図１），受信機２００（図２）または受信
機３００（図３）として構築される。制御部４２８は、
移動局４１０が基地局４０２および基地局４０４とのソ
フト・ハンドオフにあるときに、受信機内の適応イコラ
イザの割当を含む移動局４１０の動作全体を制御する。
制御部は、また、無線機構成部品とユーザ・インタフェ
ース４３０との対話も制御する。ユーザ・インタフェー
スには、通常、ディスプレイ，キーパッド，スピーカお
よびマイクロフォンが含まれる。基地局の１つなどの遠
隔受信機へ送信するために、送信機４２６がデータを変
調する。被変調データは、アナログ・フロント・エンド
４２０により処理されて、無線周波数において送信され
る。

【００９３】いかなる通信システムにおいても、被受信
チャネル・シンボルの品質または信頼性は、チャネルの
品質に応じて可変する。移動セルラ・システムにおいて
は、チャネルは、移動局または加入者ユニットの移動な
らびにその他の要因により変化する。その結果、チャネ
ルが劣化したり、チャネルの多重経路プロフィルが時間
と共に変化する。

【００９４】畳込み符号化を用いるIS-95などの符号化
を伴うシステムにおいては、信頼性情報をデコーダに役
立てることができる。IS-95では、ビタービ・デコーダ
を用いて、移動局における被受信送信を解読する。ビタ
ービ・デコーダは、最尤デコーダであり、特定の解読量
を最小限にする情報数列を選択または解読する。他の種
類のコードおよびデコーダも、信頼性情報を利用するこ
とができる。最尤解読および最小距離解読（または包括
最小距離解読）を、トレリス・コード，リード−ソロモ
ン・コード，BCHコードなどに適用することができる。

【００９５】符号化を伴うシステムにおいて等化を良く
利用するためには、図１の出力１１６における被復調デ
ータなどのイコライザ出力または、図３の加算器３５６
からのデータなどのソフト・ハンドオフ状態にあるシス
テムにおいて合成されたイコライザ出力を、信号対雑音
比の推定値により計数化すべきである。信号対雑音比を
用いて複数のイコライザ（たとえば図２を参照）の出力
を適切に（最適に）計数化および合成するように、信号
対雑音比を用いて、単独のイコライザの出力または複数
のイコライザの合成和を計数化して、ビタービ・デコー
ダが被受信送信を最適に解読（最尤解読）することがで
きるようにすることが可能である。あるいは、他種の符
号化およびデコーダに関して、被復調出力およびこの出
力に関する信号対雑音比の推定値の両方を有するデコー
ダを設けることにより、解読動作を改善することができ
る。

【００９６】図５は、本発明による受信機５００のブロ
ック図である。受信機５００は、受信機１００（図１）
および受信機３００（図３）と同様に構築され、これら
の受信機と同様に動作する。受信機５００は、サンプラ
５０２，適応イコライザ５０４，デスプレッダ５０６，
トラフィック・チャネル復調器５０８，パイロット・チ
ャネル復調器５１０，誤差信号発生器５１２，信号対雑
音比（SNR）推定器５１４および合成器５１６を備え
る。

【００９７】図５においては、トラフィック・チャネル
復調器５０８からのデータであるイコライザの出力が、
SNR推定器からの信号対雑音比推定値により計数化され
る。イコライザの出力は、図５では（１）シンボル推定
値として標示され、SNRの推定値は（２）SNR推定値とし
て標示される。受信機５００の出力は、（３）重み付け
されたシンボル推定値として示される。

【００９８】図６は、図５の受信機５００と関連して用
いることのできるビタービ・デコーダ５２０を示す。ビ
タービ・デコーダ５２０は、受信機５００から重み付け
したシンボル推定値を受信する。図７は、図５の受信機
５００と代替に用いることのできるより一般的なデコー
ダ５３０を示す。畳込み符号化以外の符号化を伴うが、
最尤または最小距離解読を採用するシステムに関して
は、図７に示されるように、被復調シンボルとは別に、
デコーダ５３０に信号対雑音比推定値を提供することが
適当である。

【００９９】１つのイコライザが各セクタに割り当てら
れるソフト・ハンドオフにおいては、受信機は、合成さ
れた信号対雑音比の推定値により複数のイコライザの被
合成出力を計数化するか、あるいは、受信機は被合成信
号対雑音比の明確な推定値を別に伴うデコーダを提供し
なければならない。図３においては、イコライザ出力が
すでに被合成信号対雑音比の推定値により計数化された
ことに注目されたい。このため、図３の受信機３００の
出力は、図５のデコーダ５２０などのビタービ・デコー
ダの入力に直接的に送ることもできる。

【０１００】近年、パイロット・シンボルとデータ・シ
ンボルとの間で同一の拡散コードが共有されるCDMAシス
テムが提案された。このようなシステムの１つに、FRAM
ESモード２とも呼ばれる汎用移動通信サービス（UTMS:
Universal Mobile Telecommunications Service）に対
するアルファ提案がある。適応方法を修正しなければな
らないが、適応イコライザをこれらのシステムに適用す
ることができる。適応イコライザは、パイロット・シン
ボルが受信されるときに適応すればよい。これは、イコ
ライザ／デスプレッダの出力における誤差は、被送信信
号が既知のときしか測定することができないためであ
る。

【０１０１】パイロット・シンボルとパイロット・シン
ボルのバーストとの間に受信されるデータ・シンボルに
関しては、イコライザ係数の定義には基本的には２つの
選択肢が存在する。図８に示される第１の選択肢は、パ
イロット・シンボル間の期間においてイコライザ係数を
凍結することである。図８は、本発明による受信機６０
０のブロック図である。受信機６００は、サンプラ６０
２，適応イコライザ６０４，デスプレッダ６０６，トラ
フィック・チャネル復調器６０８，パイロット・チャネ
ル復調器６１０および誤差信号発生器６１２を備える。
受信機６００の構造と動作は、上記の受信機の構造およ
び動作と同様である。しかし、パイロット・シンボルと
データ・シンボルとの間で拡散コードの共有を可能にす
るために、受信機６００には、さらにスイッチ６１４お
よびスイッチ６１６が含まれる。パイロット・シンボル
またはパイロット・シンボルのバーストが受信される
と、スイッチ６１６が閉じて、パイロット・シンボルに
応答してイコライザ６０４の等化を可能にする。データ
・シンボルが受信されると、スイッチ６１６が開いて、
スイッチ６１４が閉じ、受信機６００から被復調データ
を伝える。この選択肢では、パイロット・シンボルの後
続のバースト間にすべてのデータ・シンボルを復調する
ために同一のイコライザ係数が用いられる。

【０１０２】図９に示される第２の選択肢は、パイロッ
ト・バースト間にデータ・シンボルを復調するために用
いられるイコライザ係数を定義するための線形またはそ
の他の補間法を用いることである。図９は、本発明によ
る受信機７００のブロック図である。受信機７００は、
サンプラ７０２，適応イコライザ７０４，パイロット・
デスプレッダ７０６，トラフィック・デスプレッダ７０
８，トラフィック・チャネル復調器７１０，パイロット
・チャネル復調器７１２および誤差信号発生器７１４を
備える。さらに、受信機７００は、図９ではC_int(z)と
示される被補間イコライザ７１６およびバッファまたは
遅延７１８および遅延７２０を備える。

【０１０３】図９において、C_int(z)を用いて、被補間
イコライザを示すが、この場合、補間は適応イコライザ
７０４により目的のデータ・シンボルのいずれかの側の
パイロット・バーストの終点で決定される適応イコライ
ザ係数間で行われる。図９に示されるように、補間が用
いられると、隣接するパイロット・バーストの間の遅延
７１８内にデータ・シンボルをバッファすることが必要
になる。同様に、拡散シーケンスを遅延７２０にバッフ
ァして、データ・シンボルと拡散シーケンスの時間的整
合を維持しなければならない。パイロット・シンボルの
新しいバーストが受信された後は、この新しいパイロッ
ト・バーストと以前のパイロット・バーストとの間のす
べてのデータ・シンボルを復調することができる。スイ
ッチ７２２およびスイッチ７２４が、受信機７００から
復調されるデータの準備と、イコライザ７０４の適応と
をそれぞれ制御する。補間は、データ・バースト全体を
通じてイコライザ係数を調整するために用いられる。

【０１０４】UMTSアルファ・コンセプトの文書において
は、同期チャネルが定義される。同期が行われると、望
ましい場合は同期チャネルを用いて、チャネルを追跡す
ることもできる。UMTSアルファ・コンセプトにおいて
は、２つの同期バースト−−すなわち一次および二次バ
ースト−−が各時間スロットの間に送信される。これら
の同期バーストを両方とも、共有されるパイロット／デ
ータ・チャネル上のパイロット・バーストに加えて用い
て、イコライザを適応することができる。

【０１０５】図１０に、イコライザの適応を行う１つの
方法が示される。図１０は、本発明による受信機８００
のブロック図である。受信機８００は、サンプラ８０
２，適応イコライザ８０４およびトラフィック・チャネ
ル復調器８０８を備える。トラフィック・チャネル上に
データ・シンボルが存在すると、スイッチ８１０が閉じ
て、被復調データを受信機８００の出力として提供す
る。イコライザ８０４を適応する誤差信号を生成するた
めに、誤差信号発生器８３４がパイロット・シンボル，
一次同期バーストおよび二次同期バーストに相当する信
号を受信する。パイロット・チャネル復調器８１２が、
パイロット・チャネルを復調する。図示される実施例に
おいては、被復調パイロット・シンボルは、乗算器８１
４においてデータ・チャネルの振幅により計数化され
る。パイロット・シンボルが存在すると、スイッチ８１
６が閉じる。UMTSアルファ・システムにおいては、同期
バーストは拡散されず、そのために適応イコライザ８０
４の出力が直接的に、一次同期バースト復調器８１８と
第２同期バースト復調器８２０に送られ、デスプレッダ
８０６は迂回される。二次同期バーストは、送信時に変
調されるので、この変調は乗算器８２１により得られ
る。両方の被復調同期バーストは、乗算器８２２および
乗算器８２４において、同期チャネルの振幅によって計
数化される。一次同期バーストが存在するとスイッチ８
２６が閉じ、二次同期バーストが存在するとスイッチ８
２８が閉じる。合成器８３２は、一次および二次同期バ
ーストを合成し、合成器８３０がこの結果をパイロット
・シンボルと合成する。この和は、誤差信号発生器８３
４に送られる。パイロット・シンボルが存在するか、あ
るいは同期バーストの１つが存在するとスイッチ８３６
が閉じ、適応イコライザ８０４は誤差信号に応答して適
応する。

【０１０６】かくして、図１０においては、イコライザ
はパイロット／同期バーストの間に凍結される。あるい
は、図９の実施例と同様に、データ・シンボルがバッフ
ァされる場合は、補間を用いることができる。図１０に
おいても、乗算器８２１を用いて、二次同期チャネル上
に用いられる変調数列を除去することが必要であること
に注目されたい。

【０１０７】上記から明らかなように、本発明は拡散ス
ペクトル通信システムにおいて適応等化を用いることで
干渉抑制を行う通信装置および方法を提供する。通信装
置の受信機は、IS-95システムのパイロット・チャネル
などのパイロット信号を用いて適応する適応イコライザ
を備える。本発明の通信装置および方法は、重要な利点
を提供する。

【０１０８】第１に、本発明はレーキ受信機などの整合
フィルタ受信機に比べて大きな性能上の利点を提供す
る。I_oc/I_orが小さいとき、大きな利得を得ることがで
きる。I _oc/I_or≧１の場合、他セル干渉がただ１つまた
は２つのセクタにより支配される場合は、大きな利得を
得ることができる。イコライザが最適または最適に近い
解決に適応するときは、MMSEイコライザの性能は常に、
少なくとも整合フィルタ受信機と同程度に良好である。

【０１０９】第２に、適応イコライザを用いることで、
移動局とのソフト・ハンドオフにおいてセクタから受信
される種々の多重経路構成部品の間で、レーキ受信機フ
ィンガを常に割り当てたり、再割り当てすることから、
受信機を解放する。代わりに、１つのイコライザを移動
局とのソフト・ハンドオフ中にある各セクタに割り当て
る。研究の結果、５〜２０MHzの帯域幅を有する提案さ
れる広帯域CDMAシステムに関して、移動局がフィンガを
すべての重要な多重経路に割り当てない場合は、多重経
路を解消する受信機のより大きな能力が、実際は受信機
性能を低下させることがわかった。広帯域CDMAシステム
に関して、すべての重要な多重経路を合成するために必
要なフィンガの数は極めて大きい。たとえば、現在のCD
MA移動局は、１．２５MHzの帯域幅を持つシステムにお
いて３つまたは４つのレーキフィンガを用いる。受信機
で必要とされるフィンガ数が、帯域幅と共に計数化する
と、提案される５，１０および２０MHzのシステムは、
それぞれ１６，３２および６４のレーキフィンガを必要
とすることになる。このように多くの受信機フィンガを
良好に割り当てたり、再割り当てすることは困難であ
る。本発明の特定の実施例が図示および説明されたが、
修正も可能である。たとえば、図２および図３の受信機
に含まれる受信機回路の数を適切な数に増やすことがで
きる。本発明は、その更なる目的および利点と共に、添
付の図面に関連して参照することにより良く理解頂けよ
う。図面のいくつかにおいては、同様の参照番号は同一
要素を識別するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による受信機の第１実施例のブロック図
である。

【図２】本発明による受信機の第２実施例のブロック図
である。

【図３】本発明による受信機の第３実施例のブロック図
である。

【図４】拡散スペクトル通信システムのブロック図であ
る。

【図５】本発明による受信機のブロック図を示す。

【図６】図５の受信機と関連して用いられるビタービ・
デコーダ５２０を示す。

【図７】図５の受信機５００と関連して用いられるデコ
ーダを示す。

【図８】本発明による受信機のブロック図である。

【図９】本発明による受信機のブロック図である。

【図１０】本発明による受信機のブロック図である。

【符号の説明】

１００受信機１０２サンプラ１０４適応イコライザ１０６，１３０，１３６デスプレッダ１０８トラフィック・チャネル復調器１１０パイロット・チャネル復調器１１２，１３２，１３８加算器１１４，１１８，１２０入力１１６，１２２出力１２４誤差信号１２６被等化信号１４０パイロット・チャネル信号

フロントページの続き (72)発明者コリン・ディー・フランクアメリカ合衆国イリノイ州シカゴ、ナンバー３、ブロンプトン729 (72)発明者ウパマンユ・マドハウアメリカ合衆国イリノイ州アーバナ、コムベス・ストリート2509 (72)発明者ラハル・シンアメリカ合衆国イリノイ州アーリントン・ハイツ、ナンバー307、バッファロー・グローブ・ロード2740

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信機（１００）において無線周波数
（RF）信号を受信する方法であって：適応イコライザ
（１０４）において、前記RF信号を等化し、被等化信号
（１２６）を生成する段階；前記被等化信号を復調し、
被復調データ（１１６）を生成する段階；前記被等化信
号のパイロット・チャネルと、所定のデータ・シーケン
スとを比較することにより、誤差信号（１２４）を生成
する段階；および前記誤差信号に応答して、前記適応イ
コライザを適応する段階；によって構成されることを特
徴とする方法。
【請求項２】前記RF信号に関して信号対雑音比（SN
R）の推定値を生成する段階（３１８）；および前記SNR
推定値に応答して、前記被復調データをスケーリングす
る段階（３２２）；によってさらに構成されることを特
徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】最尤符号化アルゴリズムによりスケーリ
ングされた被復調データを解読する段階（５３０）によ
ってさらに構成されることを特徴とする請求項２記載の
方法。
【請求項４】第１時間間隔の間にパイロット・シンボ
ルを受信する段階；前記第１時間間隔を散在させる第２
時間間隔の間にデータ・シンボルを受信する段階；およ
び前記第１時間間隔の間のみ前記適応イコライザ（６０
４）を適応する段階（６１６）；によってさらに構成さ
れることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】前記第２時間間隔の間のみ前記被復調デ
ータを提供する段階（６１４）によってさらに構成され
ることを特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項６】第１時間間隔の間にパイロット・シンボ
ルを受信する段階；前記第１時間間隔を散在させる第２
時間間隔の間にデータ・シンボルを受信する段階；前記
第１時間間隔の間に前記適応イコライザ（７０４）を適
応して、第１被等化信号を生成する段階；および前記適
応イコライザ（７０４）からの係数を用いて、前記第２
時間間隔の間に被補間イコライザ（７１６）を補間し、
第２被等化信号を生成する段階；によってさらに構成さ
れることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項７】前記第１被等化信号に応答して、前記誤
差信号を生成する段階（７２４）；および前記第２被等
化信号を復調して、前記被復調データを生成する段階
（７２２）；によってさらに構成されることを特徴とす
る請求項６記載の方法。
【請求項８】前記RF信号のパイロット・チャネルと１
つ以上の同期チャネルとを検出する段階；および前記パ
イロット・チャネルおよび前記１つ以上の同期チャネル
に応答して、前記誤差信号を生成する段階；によってさ
らに構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。