JPH1118435A - 直流リンク部の共振を抑制した高力率インバータ装置 - Google Patents
直流リンク部の共振を抑制した高力率インバータ装置Info
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- JPH1118435A JPH1118435A JP9161490A JP16149097A JPH1118435A JP H1118435 A JPH1118435 A JP H1118435A JP 9161490 A JP9161490 A JP 9161490A JP 16149097 A JP16149097 A JP 16149097A JP H1118435 A JPH1118435 A JP H1118435A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＷＭコンバータとＰＷＭインバータとを直
流回路で結合する高力率インバータシステムにおいて、
コンバータ又はインバータのスイッチング周波数と平滑
コンデンサとコンバータ、インバータ間の配線インダク
タンスとの間で起る共振による不具合を回避する。 【解決手段】 ＰＷＭコンバータ２１のスイッチング周
波数Ｆ１、ＰＷＭインバータ２３のスイッチング周波数
Ｆ２を、直流リンク部２の１次共振周波数ｆ１の１／√
２以下に設定する。
流回路で結合する高力率インバータシステムにおいて、
コンバータ又はインバータのスイッチング周波数と平滑
コンデンサとコンバータ、インバータ間の配線インダク
タンスとの間で起る共振による不具合を回避する。 【解決手段】 ＰＷＭコンバータ２１のスイッチング周
波数Ｆ１、ＰＷＭインバータ２３のスイッチング周波数
Ｆ２を、直流リンク部２の１次共振周波数ｆ１の１／√
２以下に設定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は高力率インバータ
装置の直流リンク部の共振現象を抑制し、装置を安定に
動作させることに関するものである。
装置の直流リンク部の共振現象を抑制し、装置を安定に
動作させることに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来の高力率インバータ装置を示
す構成図であり、図に於いて１はＧＴＯ素子を用いて構
成した交流を直流に変換する３レベルＰＷＭコンバータ
（以下ＰＷＭコンバータ）でスイッチング周波数がＸ１
のもの、３は直流を交流に変換する３レベルＰＷＭイン
バータ（以下ＰＷＭインバータ）でスイッチング周波数
がＸ２のものである。２は直流電圧を安定させる直流リ
ンク部で、ＰＷＭコンバータ１の直流出力側真近に接続
した２つの平滑コンデンサ１１（以下コンデンサ）と、
ＰＷＭインバータ３の直流入力側真近に接続した２つの
平滑コンデンサ１３（以下コンデンサ）と、コンデンサ
１１とコンデンサ１３とを互いに接続する配線１２とで
構成される。５は商用周波数の電源、６は負荷として接
続されるもの例えば誘導電動機である。
す構成図であり、図に於いて１はＧＴＯ素子を用いて構
成した交流を直流に変換する３レベルＰＷＭコンバータ
（以下ＰＷＭコンバータ）でスイッチング周波数がＸ１
のもの、３は直流を交流に変換する３レベルＰＷＭイン
バータ（以下ＰＷＭインバータ）でスイッチング周波数
がＸ２のものである。２は直流電圧を安定させる直流リ
ンク部で、ＰＷＭコンバータ１の直流出力側真近に接続
した２つの平滑コンデンサ１１（以下コンデンサ）と、
ＰＷＭインバータ３の直流入力側真近に接続した２つの
平滑コンデンサ１３（以下コンデンサ）と、コンデンサ
１１とコンデンサ１３とを互いに接続する配線１２とで
構成される。５は商用周波数の電源、６は負荷として接
続されるもの例えば誘導電動機である。
【０００３】２群のコンデンサ１１、１３と配線１２の
インダクタンスはＬＣの直列共振回路を構成することに
なる。ここで、その共振周波数はｆ１であるとする。
インダクタンスはＬＣの直列共振回路を構成することに
なる。ここで、その共振周波数はｆ１であるとする。
【０００４】次に動作について説明する。ＰＷＭコンバ
ータ１は商用周波数の電源電圧を直流に変換する。直流
リンク部２はＰＷＭコンバータ１とＰＷＭインバータ３
を電気的に接続し、ＰＷＭコンバータ１の真近に接続し
たコンデンサ１１とＰＷＭインバータ３の真近に接続し
たコンデンサ１３は変換器（ＰＷＭコンバータとＰＷＭ
インバータとの総称）の動作に伴う直流電圧の変動を少
なくする。ＰＷＭインバータ３は直流電圧を可変周波数
の交流に変換し電動機６に電力を供給する。
ータ１は商用周波数の電源電圧を直流に変換する。直流
リンク部２はＰＷＭコンバータ１とＰＷＭインバータ３
を電気的に接続し、ＰＷＭコンバータ１の真近に接続し
たコンデンサ１１とＰＷＭインバータ３の真近に接続し
たコンデンサ１３は変換器（ＰＷＭコンバータとＰＷＭ
インバータとの総称）の動作に伴う直流電圧の変動を少
なくする。ＰＷＭインバータ３は直流電圧を可変周波数
の交流に変換し電動機６に電力を供給する。
【０００５】従来のＰＷＭコンバータのスイッチング周
波数Ｘ１及びＰＷＭインバータのスイッチング周波数Ｘ
２は、ＰＷＭコンバータ及びＰＷＭインバータのスイッ
チングに起因する交流側の脈動がスイッチング周波数を
高めると小さくなる（脈動は小さい程良い）ということ
から５００Ｈｚ以上に設定される。
波数Ｘ１及びＰＷＭインバータのスイッチング周波数Ｘ
２は、ＰＷＭコンバータ及びＰＷＭインバータのスイッ
チングに起因する交流側の脈動がスイッチング周波数を
高めると小さくなる（脈動は小さい程良い）ということ
から５００Ｈｚ以上に設定される。
【０００６】ＰＷＭコンバータ１は比較的高周波である
スイッチング周波数Ｘ１による直流出力電圧の変動を平
滑にするために、直流出力側の真近に平滑コンデンサ１
１を置く必要があること、又、ＰＷＭインバータ３は同
じく比較的高周波数でのスイッチング動作（周波数Ｘ
２）に伴う直流電圧の変動を防止する必要上、直流入力
側の真近に平滑コンデンサ１３を必要とすることから、
平滑用コンデンサ１１、１３は図６に示すように２つに
分けて配置される。しかも、平滑効果を高めるためこれ
らのコンデンサの容量は出来るだけ大きく設定されてい
る。
スイッチング周波数Ｘ１による直流出力電圧の変動を平
滑にするために、直流出力側の真近に平滑コンデンサ１
１を置く必要があること、又、ＰＷＭインバータ３は同
じく比較的高周波数でのスイッチング動作（周波数Ｘ
２）に伴う直流電圧の変動を防止する必要上、直流入力
側の真近に平滑コンデンサ１３を必要とすることから、
平滑用コンデンサ１１、１３は図６に示すように２つに
分けて配置される。しかも、平滑効果を高めるためこれ
らのコンデンサの容量は出来るだけ大きく設定されてい
る。
【０００７】前述したように直流リンク部２はＬＣから
なる直列共振回路（共振周波数ｆ１）である。また、Ｐ
ＷＭコンバータ１もＰＷＭインバータ３も、振動電流を
加振する加振源（加振周波数Ｘ１又はＸ２）であるか
ら、加振周波数Ｘ１又はＸ２のいずれかがｆ１に接近し
ていると共振現象が生じて振動電流が増幅され、直流リ
ンク部２の内部に予期せぬ大電流が発生することがあ
る。このような現象が発生したときには平滑コンデンサ
１１、１３の発熱とか、配線１２のインピーダンスによ
る電圧降下が過大となってＰＷＭインバータ３が正常に
動作しないなどの現象が生じる。
なる直列共振回路（共振周波数ｆ１）である。また、Ｐ
ＷＭコンバータ１もＰＷＭインバータ３も、振動電流を
加振する加振源（加振周波数Ｘ１又はＸ２）であるか
ら、加振周波数Ｘ１又はＸ２のいずれかがｆ１に接近し
ていると共振現象が生じて振動電流が増幅され、直流リ
ンク部２の内部に予期せぬ大電流が発生することがあ
る。このような現象が発生したときには平滑コンデンサ
１１、１３の発熱とか、配線１２のインピーダンスによ
る電圧降下が過大となってＰＷＭインバータ３が正常に
動作しないなどの現象が生じる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の高力率インバー
タ装置は以上のように構成されていたので、直流リンク
部の内部にコンバータ又はインバータのスイッチング周
波数での共振による過大な電流が発生することがあると
いう問題があった。
タ装置は以上のように構成されていたので、直流リンク
部の内部にコンバータ又はインバータのスイッチング周
波数での共振による過大な電流が発生することがあると
いう問題があった。
【０００９】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、２群に分けたコンデンサ間に予
期せぬ大電流が発生する事がない、安定した動作の得ら
れる高力率インバータ装置を提供することを目的とす
る。
ためになされたもので、２群に分けたコンデンサ間に予
期せぬ大電流が発生する事がない、安定した動作の得ら
れる高力率インバータ装置を提供することを目的とす
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明は、ＰＷＭコン
バータとＰＷＭインバータとが、前記ＰＷＭコンバータ
の直流出力側に接続される平滑コンデンサと、前記ＰＷ
Ｍインバータの直流入力側に接続されるコンデンサと、
前記二つのコンデンサを互いに接続する配線とで構成さ
れる直流リンク部を介して接続される高力率インバータ
装置であって、前記ＰＷＭコンバータのスイッチング周
波数と前記ＰＷＭインバータのスイッチング周波数のい
ずれもが、前記直流リンク部の１次共振周波数をｆ１と
するとき、（ｆ１）／√２より小さく、５００Ｈｚより
大きくなるように設定して前記直流リンク部のスイッチ
ング周波数による共振を抑制したものである。
バータとＰＷＭインバータとが、前記ＰＷＭコンバータ
の直流出力側に接続される平滑コンデンサと、前記ＰＷ
Ｍインバータの直流入力側に接続されるコンデンサと、
前記二つのコンデンサを互いに接続する配線とで構成さ
れる直流リンク部を介して接続される高力率インバータ
装置であって、前記ＰＷＭコンバータのスイッチング周
波数と前記ＰＷＭインバータのスイッチング周波数のい
ずれもが、前記直流リンク部の１次共振周波数をｆ１と
するとき、（ｆ１）／√２より小さく、５００Ｈｚより
大きくなるように設定して前記直流リンク部のスイッチ
ング周波数による共振を抑制したものである。
【００１１】また、この発明は、ＰＷＭコンバータとＰ
ＷＭインバータはそれぞれ３レベルＰＷＭコンバータと
３レベルＰＷＭインバータであり、直流リンク部はＰＷ
Ｍコンバータの直流出力側に接続される容量Ｃ１の２つ
のコンデンサと、ＰＷＭインバータの直流入力側に接続
される容量Ｃ２の２つのコンデンサと、前記コンバータ
側のコンデンサとインバータ側のコンデンサとを互いに
接続するインダクタンスＬなる配線とで構成され、前記
直流リンク部の１次共振周波数は ｆ１＝１／［２・π・｛（３Ｌ）（Ｃ１・Ｃ２）／（Ｃ
１＋Ｃ２）｝1/2］ で表されるものである。
ＷＭインバータはそれぞれ３レベルＰＷＭコンバータと
３レベルＰＷＭインバータであり、直流リンク部はＰＷ
Ｍコンバータの直流出力側に接続される容量Ｃ１の２つ
のコンデンサと、ＰＷＭインバータの直流入力側に接続
される容量Ｃ２の２つのコンデンサと、前記コンバータ
側のコンデンサとインバータ側のコンデンサとを互いに
接続するインダクタンスＬなる配線とで構成され、前記
直流リンク部の１次共振周波数は ｆ１＝１／［２・π・｛（３Ｌ）（Ｃ１・Ｃ２）／（Ｃ
１＋Ｃ２）｝1/2］ で表されるものである。
【００１２】また、この発明はＰＷＭコンバータの直流
出力側に接続される容量Ｃ１の２つのコンデンサと、Ｐ
ＷＭインバータの直流入力側に接続される容量Ｃ２の２
つのコンデンサとの容量をＣ１＝Ｃ２としたものであ
る。
出力側に接続される容量Ｃ１の２つのコンデンサと、Ｐ
ＷＭインバータの直流入力側に接続される容量Ｃ２の２
つのコンデンサとの容量をＣ１＝Ｃ２としたものであ
る。
【００１３】
実施の形態１．この発明の実施の形態を図により説明す
る。図１はこの発明の高力率インバータ装置の構成を示
す図である。図に於いて２１はＧＴＯ素子を用いて構成
した交流を直流に変換する３レベルＰＷＭコンバータ
（以下ＰＷＭコンバータ）でそのスイッチング周波数が
後述するように規制されたものである。２３は直流を交
流に変換する３レベルＰＷＭインバータ（以下ＰＷＭイ
ンバータ）でそのスイッチング周波数が後述するように
規制されたものである。２は直流電圧を安定させる直流
リンク部で、ＰＷＭコンバータ２１の直流出力側真近に
接続した２つのコンデンサ１１と、ＰＷＭインバータ２
３の直流入力側真近に接続した２つのコンデンサ１３
と、コンデンサ１１とコンデンサ１３とを互いに接続す
る配線１２とで構成される。５は商用周波数の電源、６
は負荷として接続されるもの例えば誘導電動機である。
る。図１はこの発明の高力率インバータ装置の構成を示
す図である。図に於いて２１はＧＴＯ素子を用いて構成
した交流を直流に変換する３レベルＰＷＭコンバータ
（以下ＰＷＭコンバータ）でそのスイッチング周波数が
後述するように規制されたものである。２３は直流を交
流に変換する３レベルＰＷＭインバータ（以下ＰＷＭイ
ンバータ）でそのスイッチング周波数が後述するように
規制されたものである。２は直流電圧を安定させる直流
リンク部で、ＰＷＭコンバータ２１の直流出力側真近に
接続した２つのコンデンサ１１と、ＰＷＭインバータ２
３の直流入力側真近に接続した２つのコンデンサ１３
と、コンデンサ１１とコンデンサ１３とを互いに接続す
る配線１２とで構成される。５は商用周波数の電源、６
は負荷として接続されるもの例えば誘導電動機である。
【００１４】２群のコンデンサ１１、１３と配線１２の
インダクタンスはＬＣの直列共振回路を構成することに
なる。ここで、その共振周波数はｆ１であるとする。
インダクタンスはＬＣの直列共振回路を構成することに
なる。ここで、その共振周波数はｆ１であるとする。
【００１５】次に動作について説明する。ＰＷＭコンバ
ータ２１は商用周波数の電源電圧を直流に変換する。直
流リンク部２はＰＷＭコンバータ２１とＰＷＭインバー
タ２３を電気的に接続し、ＰＷＭコンバータ２１の真近
に接続したコンデンサ１１とＰＷＭインバータ２３の真
近に接続したコンデンサ１３は変換器（ＰＷＭコンバー
タとＰＷＭインバータとの総称）の動作に伴う直流電圧
の変動を少なくする。ＰＷＭインバータ２３は直流電圧
を可変周波数の交流に変換し電動機６に電力を供給す
る。
ータ２１は商用周波数の電源電圧を直流に変換する。直
流リンク部２はＰＷＭコンバータ２１とＰＷＭインバー
タ２３を電気的に接続し、ＰＷＭコンバータ２１の真近
に接続したコンデンサ１１とＰＷＭインバータ２３の真
近に接続したコンデンサ１３は変換器（ＰＷＭコンバー
タとＰＷＭインバータとの総称）の動作に伴う直流電圧
の変動を少なくする。ＰＷＭインバータ２３は直流電圧
を可変周波数の交流に変換し電動機６に電力を供給す
る。
【００１６】図２は図１の回路を等価的に示す説明図で
ある。図１のＰＷＭコンバータ２１は電流加振源１２１
に、図１のＰＷＭインバータ２３は加振源１２３に置換
えてある。また、平滑コンデンサ１１は図２に示すよう
にコンデンサ１１ａ、１１ｂに、またコンデンサ１３は
コンデンサ１３ａ、１３ｂと呼ぶ。また、配線１２はイ
ンダクタンス１２ａ〜１２ｃと呼ぶ。この電流加振源１
２１と１２３による脈動電流が平滑コンデンサ１１ａ、
１１ｂ、１３ａ、１３ｂとインダクタンス１２ａ〜１２
ｃの間に共振を起さないようにする必要がある。脈動電
流の主たる成分はＰＷＭコンバータ２１のスイッチング
周波数Ｆ１ｈｚおよびＰＷＭインバータ２３のスイッチ
ング周波数Ｆ２ｈｚであるので、スイッチング周波数Ｆ
１、Ｆ２を、いずれも、直流リンク部２の１次共振周波
数ｆ１ｈｚによる共振を助長しない周波数に決定する。
ある。図１のＰＷＭコンバータ２１は電流加振源１２１
に、図１のＰＷＭインバータ２３は加振源１２３に置換
えてある。また、平滑コンデンサ１１は図２に示すよう
にコンデンサ１１ａ、１１ｂに、またコンデンサ１３は
コンデンサ１３ａ、１３ｂと呼ぶ。また、配線１２はイ
ンダクタンス１２ａ〜１２ｃと呼ぶ。この電流加振源１
２１と１２３による脈動電流が平滑コンデンサ１１ａ、
１１ｂ、１３ａ、１３ｂとインダクタンス１２ａ〜１２
ｃの間に共振を起さないようにする必要がある。脈動電
流の主たる成分はＰＷＭコンバータ２１のスイッチング
周波数Ｆ１ｈｚおよびＰＷＭインバータ２３のスイッチ
ング周波数Ｆ２ｈｚであるので、スイッチング周波数Ｆ
１、Ｆ２を、いずれも、直流リンク部２の１次共振周波
数ｆ１ｈｚによる共振を助長しない周波数に決定する。
【００１７】更に詳しく説明するため、図２の回路の直
流リンク部２の１次共振ループを説明するため、更に図
３に変形して示す。図３において、平滑コンデンサ１１
ａ、１１ｂの容量を共にＣ１ファラッド、平滑コンデン
サ１３ａ、１３ｂの容量を共にＣ２ファラッド、配線１
２ａ〜１２ｃのインダクタンスをＬｐ、Ｌｃ、Ｌｎとす
る。
流リンク部２の１次共振ループを説明するため、更に図
３に変形して示す。図３において、平滑コンデンサ１１
ａ、１１ｂの容量を共にＣ１ファラッド、平滑コンデン
サ１３ａ、１３ｂの容量を共にＣ２ファラッド、配線１
２ａ〜１２ｃのインダクタンスをＬｐ、Ｌｃ、Ｌｎとす
る。
【００１８】直流リンク部２の１次共振回路は図３のよ
うに２つの対称な（インダクタンスＬｐ、Ｌｎは通常等
しくなるので）共振ループが重なったものとなっている
のでこれを更に図４のように変形する。即ち、２つのル
ープで共用するインダクタンスＬｃを２倍の値のインダ
クタンスの並列回路と考えれば、それぞれのループにつ
いて検討しやすくなる。
うに２つの対称な（インダクタンスＬｐ、Ｌｎは通常等
しくなるので）共振ループが重なったものとなっている
のでこれを更に図４のように変形する。即ち、２つのル
ープで共用するインダクタンスＬｃを２倍の値のインダ
クタンスの並列回路と考えれば、それぞれのループにつ
いて検討しやすくなる。
【００１９】図４の一方のループを取出したものが図５
である。直流リンク部２の共振ループは図５で示される
ので、その１次共振周波数ｆ１は以下の式で表すことが
出来る。
である。直流リンク部２の共振ループは図５で示される
ので、その１次共振周波数ｆ１は以下の式で表すことが
出来る。
【００２０】
【数１】
【００２１】である。図５において１１０は周波数がＦ
ｈｚの加振源で、ＰＷＭコンバータ２１又はＰＷＭイン
バータ２３のいずれかに相当する。図５の回路につい
て、周波数Ｆｈｚの加振源１１０で加振したときの回路
内の電流について検討する。加振源１１０からの出力電
流をＩ、コンデンサ１１ａへの分流電流をＩ１、コンデ
ンサ１３ａへの分流電流をＩ２とすると、Ｃ１＝Ｃ２の
場合の分流率（Ｉ１／Ｉ）と（Ｉ２／Ｉ）は直流リンク
部２の１次共振周波数ｆ１、加振源１１０の加振周波数
Ｆを用いて以下のように表すことが出来る。
ｈｚの加振源で、ＰＷＭコンバータ２１又はＰＷＭイン
バータ２３のいずれかに相当する。図５の回路につい
て、周波数Ｆｈｚの加振源１１０で加振したときの回路
内の電流について検討する。加振源１１０からの出力電
流をＩ、コンデンサ１１ａへの分流電流をＩ１、コンデ
ンサ１３ａへの分流電流をＩ２とすると、Ｃ１＝Ｃ２の
場合の分流率（Ｉ１／Ｉ）と（Ｉ２／Ｉ）は直流リンク
部２の１次共振周波数ｆ１、加振源１１０の加振周波数
Ｆを用いて以下のように表すことが出来る。
【００２２】
【数２】
【００２３】共振による不具合を発生させないために
は、平滑コンデンサ１１ａ又は１３ａに流れる電流Ｉ１
又はＩ２が加振電流Ｉよりも大きくならないこと、即
ち、０＜分流率＜１を満たさなければならない。
は、平滑コンデンサ１１ａ又は１３ａに流れる電流Ｉ１
又はＩ２が加振電流Ｉよりも大きくならないこと、即
ち、０＜分流率＜１を満たさなければならない。
【００２４】
【数３】
【００２５】 （６）式から １ ＜２−２（Ｆ／ｆ１）2 （Ｆ／ｆ１）2 ＜１／２ Ｆ＜ｆ１√（１／２） ……（７） が得られる。すなわち、加振源１１０の周波数Ｆは１次
共振周波数ｆ１の１／√２より低くなければならない。
共振周波数ｆ１の１／√２より低くなければならない。
【００２６】スイッチング周波数Ｆを低くすると、交流
側にスイッチングに起因する脈動電流が大きく現れるよ
うになるので、、次のようにする配慮が必要である。 Ｆ＞５００Ｈｚ ……（８） （７）式と（８）式からＦの範囲は ５００Ｈｚ ＜ Ｆ ＜ｆ１√（１／２） ……（９） となる。 即ち、高力率インバータ装置のＰＷＭコンバータ又はＰ
ＷＭインバータのスイッチング周波数を、直流リンク部
の１次共振周波数の１／√２より低く、かつ、５００Ｈ
ｚより高くすることによって、直流リンク部の内部に共
振電流が生じることを防ぐことが出来る。
側にスイッチングに起因する脈動電流が大きく現れるよ
うになるので、、次のようにする配慮が必要である。 Ｆ＞５００Ｈｚ ……（８） （７）式と（８）式からＦの範囲は ５００Ｈｚ ＜ Ｆ ＜ｆ１√（１／２） ……（９） となる。 即ち、高力率インバータ装置のＰＷＭコンバータ又はＰ
ＷＭインバータのスイッチング周波数を、直流リンク部
の１次共振周波数の１／√２より低く、かつ、５００Ｈ
ｚより高くすることによって、直流リンク部の内部に共
振電流が生じることを防ぐことが出来る。
【００２７】なお、言うまでもないが、直流リンク部２
の共振周波数ｆ１は、一般的に５００Ｈｚの√２倍より
は相当高くなるので、（９）式が成立するＦが存在しな
いと言う恐れはない。また、共振回路を構成するコンデ
ンサ容量（Ｃ１Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝Ｃが一定であ
るとき、インバータ側とコンバータ側の電圧変動をより
確実に吸収する平滑コンデンサとしての機能を高めるた
めに、Ｃ１とＣ２を出来るだけ大きくするようにするた
めには、Ｃ１＝Ｃ２とするのが最も効率がよい。
の共振周波数ｆ１は、一般的に５００Ｈｚの√２倍より
は相当高くなるので、（９）式が成立するＦが存在しな
いと言う恐れはない。また、共振回路を構成するコンデ
ンサ容量（Ｃ１Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）＝Ｃが一定であ
るとき、インバータ側とコンバータ側の電圧変動をより
確実に吸収する平滑コンデンサとしての機能を高めるた
めに、Ｃ１とＣ２を出来るだけ大きくするようにするた
めには、Ｃ１＝Ｃ２とするのが最も効率がよい。
【００２８】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、高力率
インバータ装置を構成するＰＷＭコンバータとＰＷＭイ
ンバータのスイッチング周波数を、ともに、直流リンク
部の１次共振周波数の（１／√２）より低く、５００Ｈ
ｚより高い値に設定することにより、スイッチング周波
数による直流リンク部の共振を抑制することが出来、コ
ンデンサの発熱や、変換器が動作不安定になることを防
止することが出来る。
インバータ装置を構成するＰＷＭコンバータとＰＷＭイ
ンバータのスイッチング周波数を、ともに、直流リンク
部の１次共振周波数の（１／√２）より低く、５００Ｈ
ｚより高い値に設定することにより、スイッチング周波
数による直流リンク部の共振を抑制することが出来、コ
ンデンサの発熱や、変換器が動作不安定になることを防
止することが出来る。
【００２９】また、インバータ側とコンバータ側のコン
デンサ容量を等しくしたので、共振回路の一定のコンデ
ンサ容量に対して平滑コンデンサの容量をもっとも大き
くすることが出来る。
デンサ容量を等しくしたので、共振回路の一定のコンデ
ンサ容量に対して平滑コンデンサの容量をもっとも大き
くすることが出来る。
【図１】 この発明の実施の形態１による高力率インバ
ータ装置の構成図である。
ータ装置の構成図である。
【図２】 図１を説明する等価回路図である。
【図３】 図２を変形した説明図である。
【図４】 図３を変形した説明図である。
【図５】 図４の一部を取出した説明図である。
【図６】 従来の高力率インバータ装置の構成図であ
る。
る。
２ 直流リンク部、 １１ 平滑コンデンサ、 １２ 配線インダク
タンス １３ 平滑コンデンサ、 ２１ スイッチング周波数が規制されたＰＷＭコンバー
タ、 ２３ スイッチング周波数が規制されたＰＷＭインバー
タ
タンス １３ 平滑コンデンサ、 ２１ スイッチング周波数が規制されたＰＷＭコンバー
タ、 ２３ スイッチング周波数が規制されたＰＷＭインバー
タ
Claims (3)
- 【請求項１】 ＰＷＭコンバータとＰＷＭインバータと
が、前記ＰＷＭコンバータの直流出力側に接続される平
滑コンデンサと、前記ＰＷＭインバータの直流入力側に
接続されるコンデンサと、前記二つのコンデンサを互い
に接続する配線とで構成される直流リンク部を介して接
続される高力率インバータ装置であって、 前記ＰＷＭコンバータのスイッチング周波数と前記ＰＷ
Ｍインバータのスイッチング周波数のいずれもが、前記
直流リンク部の１次共振周波数をｆ１とするとき、（ｆ
１）／√２ より低く、５００Ｈｚより大きくなるよう
に設定して前記直流リンク部の前記スイッチング周波数
による共振を抑制した高力率インバータ装置。 - 【請求項２】 ＰＷＭコンバータとＰＷＭインバータは
それぞれ３レベルＰＷＭコンバータと３レベルＰＷＭイ
ンバータであり、直流リンク部は前記ＰＷＭコンバータ
の直流出力側に接続される容量Ｃ１の２つのコンデンサ
と、前記ＰＷＭインバータの直流入力側に接続される容
量Ｃ２の２つのコンデンサと、前記コンバータ側のコン
デンサとインバータ側のコンデンサとを互いに接続する
インダクタンスＬなる３本の配線とで構成され、前記直
流リンク部の１次共振周波数が ｆ１＝１／［２・π・｛（３Ｌ）（Ｃ１・Ｃ２）／（Ｃ
１＋Ｃ２）｝1/2］ で表される回路構成なることを特徴とする請求項１に記
載の直流リンク部の共振を抑制した高力率インバータ装
置。 - 【請求項３】 ＰＷＭコンバータの直流出力側に接続さ
れる容量Ｃ１の２つのコンデンサと、ＰＷＭインバータ
の直流入力側に接続される容量Ｃ２の２つのコンデンサ
との容量が、Ｃ１＝Ｃ２であることを特徴とする請求項
２に記載の高力率インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9161490A JPH1118435A (ja) | 1997-06-18 | 1997-06-18 | 直流リンク部の共振を抑制した高力率インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9161490A JPH1118435A (ja) | 1997-06-18 | 1997-06-18 | 直流リンク部の共振を抑制した高力率インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118435A true JPH1118435A (ja) | 1999-01-22 |
Family
ID=15736073
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9161490A Pending JPH1118435A (ja) | 1997-06-18 | 1997-06-18 | 直流リンク部の共振を抑制した高力率インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1118435A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1997
- 1997-06-18 JP JP9161490A patent/JPH1118435A/ja active Pending
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