JPH11122037A - 携帯無線端末機用アンテナ - Google Patents
携帯無線端末機用アンテナInfo
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- JPH11122037A JPH11122037A JP29499997A JP29499997A JPH11122037A JP H11122037 A JPH11122037 A JP H11122037A JP 29499997 A JP29499997 A JP 29499997A JP 29499997 A JP29499997 A JP 29499997A JP H11122037 A JPH11122037 A JP H11122037A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 29
- 230000005855 radiation Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
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- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【課題】割当周波数帯域の追加が現在使用中の帯域と離
れて割当てられたとき、いずれの帯域でも同等のアンテ
ナ特性を持つようにする整合回路の切替え制御信号を１
つにする。 【解決手段】放射平板１の給電点ａに接続された給電ピ
ン５と給電ケーブル３との間に切替え整合回路８を設け
る。この切替え整合回路８のスイッチングダイオードＣ
Ｒ１と並列コンデンサＣ６からなる直列アームには電源
電圧Ｖccを印加しておく。スイッチングダイオードＣＲ
２と直列コンデンサＣ５とからなる並列アームにはバイ
アス制御電圧Ｖcontを与える。制御電圧をオフにしたと
き、ＣＲ１がオン，ＣＲ２がオフになってアンテナの給
電点ａと受信機入力が直結されて第１の帯域に整合し、
オンにしたとき、ＣＲ１がオフ，ＣＲ２がオンになって
Ｃ５，Ｃ６からなる整合回路が挿入されて離れた第２の
帯域に整合するように構成した。
れて割当てられたとき、いずれの帯域でも同等のアンテ
ナ特性を持つようにする整合回路の切替え制御信号を１
つにする。 【解決手段】放射平板１の給電点ａに接続された給電ピ
ン５と給電ケーブル３との間に切替え整合回路８を設け
る。この切替え整合回路８のスイッチングダイオードＣ
Ｒ１と並列コンデンサＣ６からなる直列アームには電源
電圧Ｖccを印加しておく。スイッチングダイオードＣＲ
２と直列コンデンサＣ５とからなる並列アームにはバイ
アス制御電圧Ｖcontを与える。制御電圧をオフにしたと
き、ＣＲ１がオン，ＣＲ２がオフになってアンテナの給
電点ａと受信機入力が直結されて第１の帯域に整合し、
オンにしたとき、ＣＲ１がオフ，ＣＲ２がオンになって
Ｃ５，Ｃ６からなる整合回路が挿入されて離れた第２の
帯域に整合するように構成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は携帯無線端末機に搭
載する逆Ｆ形アンテナに関し、特に、２つのアンテナ同
調周波数の選択に対応して受信機入力とインピーダンス
整合をとる切替え整合回路を付加したアンテナに関する
ものである。
載する逆Ｆ形アンテナに関し、特に、２つのアンテナ同
調周波数の選択に対応して受信機入力とインピーダンス
整合をとる切替え整合回路を付加したアンテナに関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来の携帯無線端末機に使用され
ている逆Ｆ形内蔵アンテナの概要を示す斜視図であり、
図７はその反射特性例図である。図において、１は放射
平板、２は接地平板、３は給電ケーブル、４は短絡ピ
ン、５は給電ピン、ａは給電点である。従来は、図６に
示すような低姿勢な平面アンテナが使用され、同調周波
数帯域幅（比帯域）は、反射減衰量が所定の電圧定在波
比（Ｖ．Ｓ．Ｗ．Ｒ．）＜２．０を満足する−１０ｄＢ
以下となる数％程度である。図７では、帯域幅（ｆ２−
ｆ１）／ｆ０は約２％である。
ている逆Ｆ形内蔵アンテナの概要を示す斜視図であり、
図７はその反射特性例図である。図において、１は放射
平板、２は接地平板、３は給電ケーブル、４は短絡ピ
ン、５は給電ピン、ａは給電点である。従来は、図６に
示すような低姿勢な平面アンテナが使用され、同調周波
数帯域幅（比帯域）は、反射減衰量が所定の電圧定在波
比（Ｖ．Ｓ．Ｗ．Ｒ．）＜２．０を満足する−１０ｄＢ
以下となる数％程度である。図７では、帯域幅（ｆ２−
ｆ１）／ｆ０は約２％である。
【０００３】近年、携帯無線端末機は、セルラー電話等
のサービスエリアの拡大と端末機の低価格化，通話コス
トの低減に伴い、急速に普及されるようになってきた。
それに伴い、必要な無線チャネルが不足し、例えば、図
８の周波数帯域割当例図で示したＡ帯とＢ帯のように、
現在使用中の周波数帯域Ａのチャネルが一杯になり、帯
域Ａから離れた周波数帯域Ｂに無線チャネルが追加割り
当てされることもあるようになった。
のサービスエリアの拡大と端末機の低価格化，通話コス
トの低減に伴い、急速に普及されるようになってきた。
それに伴い、必要な無線チャネルが不足し、例えば、図
８の周波数帯域割当例図で示したＡ帯とＢ帯のように、
現在使用中の周波数帯域Ａのチャネルが一杯になり、帯
域Ａから離れた周波数帯域Ｂに無線チャネルが追加割り
当てされることもあるようになった。
【０００４】このような無線チャネルの追加割当が、現
在使用中の周波数帯域に連続した周波数帯域であれば、
アンテナの広帯域化を実現すればアンテナ特性を損なう
こととなく対応できるが、図８の帯域Ｂのように、現在
使用中の帯域Ａから大幅に離れた周波数帯域に追加割当
てされた場合は、アンテナの広帯域化だけではアンテナ
利得が劣化してしまい、良好なアンテナ特性を得ること
ができないという問題がある。また、アンテナの広帯域
化を行わなくて２つの帯域を切替える場合でも、良好な
インピーダンス変換特性が得られずにミスマッチングロ
ス（不整合損失）を生じアンテナ利得が損なわれるとい
う問題があった。
在使用中の周波数帯域に連続した周波数帯域であれば、
アンテナの広帯域化を実現すればアンテナ特性を損なう
こととなく対応できるが、図８の帯域Ｂのように、現在
使用中の帯域Ａから大幅に離れた周波数帯域に追加割当
てされた場合は、アンテナの広帯域化だけではアンテナ
利得が劣化してしまい、良好なアンテナ特性を得ること
ができないという問題がある。また、アンテナの広帯域
化を行わなくて２つの帯域を切替える場合でも、良好な
インピーダンス変換特性が得られずにミスマッチングロ
ス（不整合損失）を生じアンテナ利得が損なわれるとい
う問題があった。
【０００５】このような従来技術の問題点を解決するた
め、本願出願人は、互いに離れた周波数帯域のいずれで
も良好なアンテナ特性をもたせることのできる携帯無線
端末機用アンテナを先に提案した（特願平８−２７３９
３９号参照）。
め、本願出願人は、互いに離れた周波数帯域のいずれで
も良好なアンテナ特性をもたせることのできる携帯無線
端末機用アンテナを先に提案した（特願平８−２７３９
３９号参照）。
【０００６】図９は先に提案したアンテナの構造を示す
斜視図であり、可変容量ダイオードとその容量を変化さ
せるバイアス制御回路からなる直列可変容量回路７を給
電ピン５と受信機入力への給電ケーブル３との間に直列
に接続した携帯無線端末機用アンテナの構造例である。
斜視図であり、可変容量ダイオードとその容量を変化さ
せるバイアス制御回路からなる直列可変容量回路７を給
電ピン５と受信機入力への給電ケーブル３との間に直列
に接続した携帯無線端末機用アンテナの構造例である。
【０００７】図１０は図９の直列可変容量回路７の詳細
回路例図である。この直列可変容量回路７は可変容量ダ
イオードＣＲ１０とそのバイアス制御回路とからなり、
可変容量ダイオードＣＲ１０に制御電圧Ｖcontを印加す
ることによって直列静電容量値を変化させ、アンテナの
共振周波数ｆ0 を任意に制御する（整合をとる）ことが
できるように構成されている。
回路例図である。この直列可変容量回路７は可変容量ダ
イオードＣＲ１０とそのバイアス制御回路とからなり、
可変容量ダイオードＣＲ１０に制御電圧Ｖcontを印加す
ることによって直列静電容量値を変化させ、アンテナの
共振周波数ｆ0 を任意に制御する（整合をとる）ことが
できるように構成されている。
【０００８】図１１は可変容量ダイオードＣＲ１０のバ
イアス電圧を制御して容量値を変化させたときのアンテ
ナ回路をみた反射特性例図であり、縦軸は反射減衰量を
示す。最も高い周波数で共振している曲線ｇでは制御電
圧Ｖcontが高く、低い周波数で共振している曲線ｃでは
制御電圧Ｖcontが低い。しかし、この先に提案した構成
では、図１１に示すように、低い周波数に変化させたと
き同調整合帯域幅が狭くなったり、周波数可変幅が十分
広くとれないときがあるという問題がある。また、バリ
キャップ（可変容量ダイオード）は性能にばらつきがあ
るため周波数制御量がばらつくという問題がある。
イアス電圧を制御して容量値を変化させたときのアンテ
ナ回路をみた反射特性例図であり、縦軸は反射減衰量を
示す。最も高い周波数で共振している曲線ｇでは制御電
圧Ｖcontが高く、低い周波数で共振している曲線ｃでは
制御電圧Ｖcontが低い。しかし、この先に提案した構成
では、図１１に示すように、低い周波数に変化させたと
き同調整合帯域幅が狭くなったり、周波数可変幅が十分
広くとれないときがあるという問題がある。また、バリ
キャップ（可変容量ダイオード）は性能にばらつきがあ
るため周波数制御量がばらつくという問題がある。
【０００９】そこで本願発明者は、上記先に提案した構
成の問題点であるアンテナ単体では狭帯域である点、周
波数を変えたとき同調整合帯域幅が狭くなる点を解決
し、バリキャップを用いないで、互いに離れた周波数帯
域のいずれでも良好なアンテナ特性を持たせることので
きる携帯無線端末機用アンテナを提案した（特願平８−
３２７９８７号参照）。これ第２の提案という。
成の問題点であるアンテナ単体では狭帯域である点、周
波数を変えたとき同調整合帯域幅が狭くなる点を解決
し、バリキャップを用いないで、互いに離れた周波数帯
域のいずれでも良好なアンテナ特性を持たせることので
きる携帯無線端末機用アンテナを提案した（特願平８−
３２７９８７号参照）。これ第２の提案という。
【００１０】図１２はその第２の提案によるアンテナの
斜視図であり、図１３はその要部回路例図である。この
第２の提案は、アンテナの給電ピン５と給電ケーブル３
とのの間に、切替え整合回路６を設けた構成である。こ
の切替え整合回路６は、インピーダンス整合用の直列コ
ンデンサＣ６と対接地間の並列コンデンサＣ５とからな
る逆Ｌ形容量性リアクタンス整合回路と、直列コンデン
サＣ６と並列に接続した第１のスイッチングダイオード
ＣＲ１と、並列コンデンサＣ５と直列に接続した第２の
スイッチングダイオードＣＲ２と、２つのスイッチング
ダイオードのバイアス制御回路とからなり、２つのスイ
ッチングダイオードを交互にオン／オフすることによ
り、コンデンサＣ５とＣ６の逆Ｌ形容量整合回路を挿入
したり短絡したりして整合インピーダンスを切替えるこ
とにより、離れた２つの周波数帯域のいずれでもアンテ
ナ同調がよくとれるように構成したものである。
斜視図であり、図１３はその要部回路例図である。この
第２の提案は、アンテナの給電ピン５と給電ケーブル３
とのの間に、切替え整合回路６を設けた構成である。こ
の切替え整合回路６は、インピーダンス整合用の直列コ
ンデンサＣ６と対接地間の並列コンデンサＣ５とからな
る逆Ｌ形容量性リアクタンス整合回路と、直列コンデン
サＣ６と並列に接続した第１のスイッチングダイオード
ＣＲ１と、並列コンデンサＣ５と直列に接続した第２の
スイッチングダイオードＣＲ２と、２つのスイッチング
ダイオードのバイアス制御回路とからなり、２つのスイ
ッチングダイオードを交互にオン／オフすることによ
り、コンデンサＣ５とＣ６の逆Ｌ形容量整合回路を挿入
したり短絡したりして整合インピーダンスを切替えるこ
とにより、離れた２つの周波数帯域のいずれでもアンテ
ナ同調がよくとれるように構成したものである。
【００１１】図１３において、Ｒ１〜Ｒ３はバイアス抵
抗であり、高周波特性に影響を与えないために高抵抗
（数ｋΩ以上）である。コンデンサＣ１〜Ｃ４は高周波
パスコンデンサであり大きい容量値である。コンデンサ
Ｃ５とＣ６は整合用コンデンサであり、逆Ｌ形容量性リ
アクタンス整合回路を構成する。例えば、Ｃ６＝１０p
F、Ｃ５＝５pFである。スイッチングダイオードＣＲ１
とＣＲ２に制御電圧Ｖcont１，Ｖcont２を印加すること
によって一方をオンにしたとき他方をオフにしてコンデ
ンサＣ５とＣ６の整合回路の挿入／抜去を切り替える。
抗であり、高周波特性に影響を与えないために高抵抗
（数ｋΩ以上）である。コンデンサＣ１〜Ｃ４は高周波
パスコンデンサであり大きい容量値である。コンデンサ
Ｃ５とＣ６は整合用コンデンサであり、逆Ｌ形容量性リ
アクタンス整合回路を構成する。例えば、Ｃ６＝１０p
F、Ｃ５＝５pFである。スイッチングダイオードＣＲ１
とＣＲ２に制御電圧Ｖcont１，Ｖcont２を印加すること
によって一方をオンにしたとき他方をオフにしてコンデ
ンサＣ５とＣ６の整合回路の挿入／抜去を切り替える。
【００１２】図１４はその特性例であり、切替え整合回
路６をスイッチングで入り切りしたときのアンテナ回路
をみた反射特性例図である。共振特性がａからｂ、また
はｂからａに変化し、共振周波数が数十ＭＨｚ変化して
も帯域幅がほぼ同じである。
路６をスイッチングで入り切りしたときのアンテナ回路
をみた反射特性例図である。共振特性がａからｂ、また
はｂからａに変化し、共振周波数が数十ＭＨｚ変化して
も帯域幅がほぼ同じである。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図１３の切替
え整合回路は、Ｖcont１とＶcont２の２つの制御信号が
必要であり、ロジック回路側から２つの制御信号をそれ
ぞれ供給するか、または、制御信号を１つにしてＶcont
１とし、その端子にインバータを接続して他方の制御信
号Ｖcont２とする方法があるが、いずれも回路が複雑に
なるという問題がある。
え整合回路は、Ｖcont１とＶcont２の２つの制御信号が
必要であり、ロジック回路側から２つの制御信号をそれ
ぞれ供給するか、または、制御信号を１つにしてＶcont
１とし、その端子にインバータを接続して他方の制御信
号Ｖcont２とする方法があるが、いずれも回路が複雑に
なるという問題がある。
【００１４】本発明の目的は、周波数帯域が間隔をおい
て追加割当てされた場合に、パリキャップ（可変容量ダ
イオード）を用いず、かつ、１つの制御信号で整合周波
数の切替えを行うことのできる切替え整合回路を備えた
携帯無線端末機用アンテナを提供することにある。
て追加割当てされた場合に、パリキャップ（可変容量ダ
イオード）を用いず、かつ、１つの制御信号で整合周波
数の切替えを行うことのできる切替え整合回路を備えた
携帯無線端末機用アンテナを提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明の携帯無線端末機
用アンテナは、接地平板と該接地平板に対向して並行に
配置された放射平板と該放射平板の一方の端辺部と前記
接地平板とを短絡する短絡ピンと前記放射平板の側縁部
の給電点に取り付けられた給電ピンとからなる逆Ｆ形ア
ンテナと、前記給電ピンと受信機入力への給電ケーブル
との間に接続され互いに離れて割当てられた第１の周波
数帯域と第２の周波数帯域のいずれでもインピーダンス
整合をとる切替え整合回路とからなる携帯無線端末機用
アンテナにおいて、前記切替え整合回路は、前記給電ピ
ンと前記給電ケーブルとの間に接続された直列コンデン
サと該直列コンデンサの給電ケーブル側と接地との間に
接続された並列コンデンサとで高周波的に構成された逆
Ｌ形容量リアクタンスによるインピーダンス整合回路
と、アノードが前記給電ピン側になるように前記直列コ
ンデンサに並列接続された第１のスイッチングダイオー
ドと、前記並列コンデンサと前記直列コンデンサとの間
に該直列コンデンサ側がカソードになるように直列接続
された第２のスイッチングダイオードと、前記第１のス
イッチングダイオードのアノードと接地との間に接続さ
れた第１の抵抗器と、前記第１のスイッチングダイオー
ドのカソードと接地との間に接続された第２の抵抗器
と、前記第１のスイッチングダイオードのアノードと一
定電圧の直流電源との間に接続された第３の抵抗器と、
前記第２のスイッチングダイオードのアノードと制御電
源との間に接続された第４の抵抗器とによって構成さ
れ、前記制御電源の制御電圧をオン／オフすることによ
り前記インピーダンス整合回路を高周波的に直結または
挿入して、前記第１の周波数帯域と第２の周波数帯域の
いずれでもインピーダンス整合がとれるように構成され
たことを特徴とするものである。
用アンテナは、接地平板と該接地平板に対向して並行に
配置された放射平板と該放射平板の一方の端辺部と前記
接地平板とを短絡する短絡ピンと前記放射平板の側縁部
の給電点に取り付けられた給電ピンとからなる逆Ｆ形ア
ンテナと、前記給電ピンと受信機入力への給電ケーブル
との間に接続され互いに離れて割当てられた第１の周波
数帯域と第２の周波数帯域のいずれでもインピーダンス
整合をとる切替え整合回路とからなる携帯無線端末機用
アンテナにおいて、前記切替え整合回路は、前記給電ピ
ンと前記給電ケーブルとの間に接続された直列コンデン
サと該直列コンデンサの給電ケーブル側と接地との間に
接続された並列コンデンサとで高周波的に構成された逆
Ｌ形容量リアクタンスによるインピーダンス整合回路
と、アノードが前記給電ピン側になるように前記直列コ
ンデンサに並列接続された第１のスイッチングダイオー
ドと、前記並列コンデンサと前記直列コンデンサとの間
に該直列コンデンサ側がカソードになるように直列接続
された第２のスイッチングダイオードと、前記第１のス
イッチングダイオードのアノードと接地との間に接続さ
れた第１の抵抗器と、前記第１のスイッチングダイオー
ドのカソードと接地との間に接続された第２の抵抗器
と、前記第１のスイッチングダイオードのアノードと一
定電圧の直流電源との間に接続された第３の抵抗器と、
前記第２のスイッチングダイオードのアノードと制御電
源との間に接続された第４の抵抗器とによって構成さ
れ、前記制御電源の制御電圧をオン／オフすることによ
り前記インピーダンス整合回路を高周波的に直結または
挿入して、前記第１の周波数帯域と第２の周波数帯域の
いずれでもインピーダンス整合がとれるように構成され
たことを特徴とするものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施例を示す斜視
図であり、８は本発明の要部をなす切替え整合回路であ
る。そして、図２はその切替え整合回路８の回路例図で
ある。先に提案した図１３の回路と異なる点は、第１の
スイッチングダイオードＣＲ１に対する制御電圧Ｖcont
１を一定の直流電圧Ｖccとしたこと、第１のスイッチン
グダイオードＣＲ１のアノード側の端子と接地との間に
バイアス抵抗器Ｒ４を設けた点である。
図であり、８は本発明の要部をなす切替え整合回路であ
る。そして、図２はその切替え整合回路８の回路例図で
ある。先に提案した図１３の回路と異なる点は、第１の
スイッチングダイオードＣＲ１に対する制御電圧Ｖcont
１を一定の直流電圧Ｖccとしたこと、第１のスイッチン
グダイオードＣＲ１のアノード側の端子と接地との間に
バイアス抵抗器Ｒ４を設けた点である。
【００１７】第２のスイッチングダイオードＣＲ２のア
ノード側に印加する１つの制御電圧Ｖcontをオン／オフ
（例えば、３Ｖ／０Ｖ）することにより、コンデンサＣ
６とＣ５による逆Ｌ形整合回路が挿入されたり短絡され
たりする。
ノード側に印加する１つの制御電圧Ｖcontをオン／オフ
（例えば、３Ｖ／０Ｖ）することにより、コンデンサＣ
６とＣ５による逆Ｌ形整合回路が挿入されたり短絡され
たりする。
【００１８】図２に示した本発明の動作について説明す
る。例えば、Ｖcontのオンのときの電圧を電源電圧Ｖcc
と等しく（例えば、Ｖcont＝Ｖcc＝３Ｖ）とする。第１
のスイッチングダイオードＣＲ１のアノード側の接続点
の電位をＶ1 とし、第１及び第２のスイッチングダイ
オードＣＲ１及びＣＲ２のカソード側の接続点の電位
をＶ2 、第２のスイッチングダイオードＣＲ２のアノー
ド側の電位をＶ3 とする。そして、バイアス抵抗Ｒ１
〜Ｒ４の値は、次の条件が満足するように設定される。 （条件１）Ｖcontがオン（３Ｖ）のとき、Ｖcont＞Ｖ3
＞Ｖ2 ＞Ｖ1 となって、ＣＲ１がオフ（１pF）、ＣＲ２
がオン（０．５〜１Ω）になる。 （条件２）Ｖcontがオフ（０Ｖ）のとき、Ｖ1 ＞Ｖ2 ＞
Ｖ3 ＞Ｖcontとなって、ＣＲ１がオン（０．５〜１
Ω）、ＣＲ２がオフ（１pF）になる。
る。例えば、Ｖcontのオンのときの電圧を電源電圧Ｖcc
と等しく（例えば、Ｖcont＝Ｖcc＝３Ｖ）とする。第１
のスイッチングダイオードＣＲ１のアノード側の接続点
の電位をＶ1 とし、第１及び第２のスイッチングダイ
オードＣＲ１及びＣＲ２のカソード側の接続点の電位
をＶ2 、第２のスイッチングダイオードＣＲ２のアノー
ド側の電位をＶ3 とする。そして、バイアス抵抗Ｒ１
〜Ｒ４の値は、次の条件が満足するように設定される。 （条件１）Ｖcontがオン（３Ｖ）のとき、Ｖcont＞Ｖ3
＞Ｖ2 ＞Ｖ1 となって、ＣＲ１がオフ（１pF）、ＣＲ２
がオン（０．５〜１Ω）になる。 （条件２）Ｖcontがオフ（０Ｖ）のとき、Ｖ1 ＞Ｖ2 ＞
Ｖ3 ＞Ｖcontとなって、ＣＲ１がオン（０．５〜１
Ω）、ＣＲ２がオフ（１pF）になる。
【００１９】バイアス抵抗Ｒ１〜Ｒ４の選定のポイント
は、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４はほぼ等しい値に設定し、Ｒ３は
高周波的に影響が小さい範囲で小さく、かつ消費電流の
点から小さくしすぎないように設定する。例えば、Ｒ１
＝Ｒ２＝Ｒ４＝９ｋΩ〜１２ｋΩ、Ｒ３≒１ｋΩに設定
して、上記の条件を満足し、下記のように良好な結果が
得られた。
は、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４はほぼ等しい値に設定し、Ｒ３は
高周波的に影響が小さい範囲で小さく、かつ消費電流の
点から小さくしすぎないように設定する。例えば、Ｒ１
＝Ｒ２＝Ｒ４＝９ｋΩ〜１２ｋΩ、Ｒ３≒１ｋΩに設定
して、上記の条件を満足し、下記のように良好な結果が
得られた。
【００２０】図３はＶcont＝０Ｖのときの高周波等価回
路を示し、アンテナの給電点ａと受信機入力端が直結さ
れて低い方の周波数帯に整合する。
路を示し、アンテナの給電点ａと受信機入力端が直結さ
れて低い方の周波数帯に整合する。
【００２１】図４はＶcont＝３Ｖのときの高周波等価回
路であり、アンテナの給電点ａと受信機入力端の間にコ
ンデンサＣ５，Ｃ６によるインピーダンス整合回路が挿
入され、高い方の周波数帯に整合する。スイッチングダ
イオードの導通時の直列抵抗Ｒs は０．５〜１．０Ωで
あり、この条件下で、アンテナの低いインピーダンス側
で周波数帯切替えを行っているので低損失である。
路であり、アンテナの給電点ａと受信機入力端の間にコ
ンデンサＣ５，Ｃ６によるインピーダンス整合回路が挿
入され、高い方の周波数帯に整合する。スイッチングダ
イオードの導通時の直列抵抗Ｒs は０．５〜１．０Ωで
あり、この条件下で、アンテナの低いインピーダンス側
で周波数帯切替えを行っているので低損失である。
【００２２】図５は本発明の切替え整合回路８をスイッ
チングで入り切りしたときの反射特性例図であり、制御
電圧が２つある場合の図１４の特性とほぼ同じである。
チングで入り切りしたときの反射特性例図であり、制御
電圧が２つある場合の図１４の特性とほぼ同じである。
【００２３】回路図では二つのダイオードを別々に記載
しているが、実際には１パッケージ２個入りのダイオー
ドを使うことができるので小形である。
しているが、実際には１パッケージ２個入りのダイオー
ドを使うことができるので小形である。
【００２４】
【発明の効果】以上の説明のように、本発明を実施する
ことによって、異なる２つの周波数帯域のいずれでも同
調するよう１つの制御信号で整合回路を切替え制御でき
るので、インバータなどの追加回路が不要で、回路が簡
単になり、周波数の離れた無線チャネルでも十分なアン
テナ特性を保つことができる。
ことによって、異なる２つの周波数帯域のいずれでも同
調するよう１つの制御信号で整合回路を切替え制御でき
るので、インバータなどの追加回路が不要で、回路が簡
単になり、周波数の離れた無線チャネルでも十分なアン
テナ特性を保つことができる。
【図１】本発明の実施例の構造を示す斜視図である。
【図２】本発明の実施例を示す回路図である。
【図３】図２の回路のＶcont＝０Ｖのときの高周波等価
回路図である。
回路図である。
【図４】図２の回路のＶcont＝３Ｖのときの高周波等価
回路図である。
回路図である。
【図５】本発明の実施例の特性例図である。
【図６】従来の逆Ｆ形アンテナの斜視図である。
【図７】従来例の特性例図である。
【図８】周波数帯域割当て例図である。
【図９】先に提案したアンテナの構造を示す斜視図であ
る。
る。
【図１０】図９の部分詳細回路例図である。
【図１１】図９，１０の構造のアンテナの特性例図であ
る。
る。
【図１２】先に提案したアンテナの斜視図である。
【図１３】先に提案したアンテナの回路図である。
【図１４】先に提案したアンテナの特性例図である。
１ 放射平板 ２ 接地平板 ３ 給電ケーブル ４ 短絡ピン ５ 給電ピン ６ 切替え整合回路、 ７ 直列可変容量回路 ８ 切替え整合回路
Claims (1)
- 【請求項１】 接地平板と該接地平板に対向して並行に
配置された放射平板と該放射平板の一方の端辺部と前記
接地平板とを短絡する短絡ピンと前記放射平板の側縁部
の給電点に取り付けられた給電ピンとからなる逆Ｆ形ア
ンテナと、前記給電ピンと受信機入力への給電ケーブル
との間に接続され互いに離れて割当てられた第１の周波
数帯域と第２の周波数帯域のいずれでもインピーダンス
整合をとる切替え整合回路とからなる携帯無線端末機用
アンテナにおいて、 前記切替え整合回路は、前記給電ピンと前記給電ケーブ
ルとの間に接続された直列コンデンサと該直列コンデン
サの給電ケーブル側と接地との間に接続された並列コン
デンサとで高周波的に構成された逆Ｌ形容量リアクタン
スによるインピーダンス整合回路と、アノードが前記給
電ピン側になるように前記直列コンデンサに並列接続さ
れた第１のスイッチングダイオードと、前記並列コンデ
ンサと前記直列コンデンサとの間に該直列コンデンサ側
がカソードになるように直列接続された第２のスイッチ
ングダイオードと、前記第１のスイッチングダイオード
のアノードと接地との間に接続された第１の抵抗器と、
前記第１のスイッチングダイオードのカソードと接地と
の間に接続された第２の抵抗器と、前記第１のスイッチ
ングダイオードのアノードと一定電圧の直流電源との間
に接続された第３の抵抗器と、前記第２のスイッチング
ダイオードのアノードと制御電源との間に接続された第
４の抵抗器とによって構成され、 前記制御電源の制御電圧をオン／オフすることにより前
記インピーダンス整合回路を高周波的に直結または挿入
して、前記第１の周波数帯域と第２の周波数帯域のいず
れかでもインピーダンス整合がとれるように構成された
ことを特徴とする携帯無線端末機用アンテナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29499997A JPH11122037A (ja) | 1997-10-14 | 1997-10-14 | 携帯無線端末機用アンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29499997A JPH11122037A (ja) | 1997-10-14 | 1997-10-14 | 携帯無線端末機用アンテナ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11122037A true JPH11122037A (ja) | 1999-04-30 |
Family
ID=17815036
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29499997A Pending JPH11122037A (ja) | 1997-10-14 | 1997-10-14 | 携帯無線端末機用アンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11122037A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002003665A1 (fr) * | 2000-06-30 | 2002-01-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Téléphone cellulaire |
-
1997
- 1997-10-14 JP JP29499997A patent/JPH11122037A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002003665A1 (fr) * | 2000-06-30 | 2002-01-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Téléphone cellulaire |
| US7130591B2 (en) | 2000-06-30 | 2006-10-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Cell phone |
| JP4782970B2 (ja) * | 2000-06-30 | 2011-09-28 | パナソニック株式会社 | 携帯電話機 |
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