JPH1080187A - モータ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 部品の入手が容易で、しかも、製品コストを
抑えることができる高電圧電源に使用可能なモータ駆動
回路を提供すること。 【解決手段】 正の半波の状態でパルス幅変調回路１０
からハイ出力されると、電界効果トランジスタＱ１
（「Ｑ１」と称す）がオンされ、矢印Ａ方向に電流が流
れる。回路１０の出力がロウに替わると、Ｑ１はオフさ
れ電流Ａの流れが止まり、交流モータ５２に起電力が生
じるが、電界効果トランジスタＱ３（「Ｑ３」と称す）
はオンされており、交流モータ５２、ダイオードＤ２
０、Ｑ３の環流回路に矢印Ａ’方向の電流が流れる。一
方、負の半波の状態で回路１０からハイ出力されると、
Ｑ１がオンされ、矢印Ｂ方向の電流が流れる。回路１０
の出力がロウに替わると、Ｑ１はオフされ電流Ｂの流れ
が止まる。すると、電界効果トランジスタＱ２（「Ｑ
２」と称す）がオンされ、交流モータ５２、ダイオード
Ｄ１９、Ｑ２の環流回路に矢印Ｂ’方向の電流が流れ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】 本発明は、チョッパ制御に
よりファンモータ等の可変速制御を行うモータ駆動回路
に関し、特に、部品の入手が容易で、しかも、製品コス
トを抑えることができる高電圧電源に使用可能なモータ
駆動回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】 近年の家電機器に対する市場ニーズ
は、日増しに高機能化の傾向を強めている。特に、エア
コンのファンモータ等に代表されるモータ応用分野にお
いては、モータの可変速運転への要望が増している。

【０００３】図６は、かかるモータの可変速運転（制
御）を行うためのモータ駆動回路の回路図である。この
モータ駆動回路７０は、チョッパ制御によって、交流モ
ータ７２に供給される電圧の実効値を変化させて、その
交流モータ７２の可変速制御を行うものである。

【０００４】モータ駆動回路７０の１００ボルト交流電
源（ＡＣ電源）７１の一端には、ダイオードブリッジＤ
７１〜Ｄ７４が接続され、そのダイオードブリッジＤ７
１〜Ｄ７４の出力端には交流モータ７２が接続され、交
流モータ７２の他端にはＡＣ電源７１が接続されてい
る。ダイオードブリッジＤ７１〜Ｄ７４の直流出力端
（ダイオードＤ７１，Ｄ７２のカソード）には、ＮＰＮ
型のトランジスタＱ７１のコレクタが接続され、そのト
ランジスタＱ７１のエミッタには、ダイオードブリッジ
Ｄ７１〜Ｄ７４の直流入力端（ダイオードＤ７３，Ｄ７
４のアノード）が接続されている。

【０００５】また、トランジスタＱ７１のエミッタ・ベ
ース間には、ダイオードＤ７５がそのカソードをトラン
ジスタＱ７１のベースに向けて接続され、そのダイオー
ドＤ７５と並列にパルストランスＰＴが接続されてい
る。このパルストランスＰＴは、トランジスタＱ７１を
オンオフさせる信号を発振するスイッチング電源用コン
トロールＩＣ（以下「コントロールＩＣ」と称す）７３
に接続されており、このコントロールＩＣ７３には、可
変抵抗ＶＲ７が接続されている。可変抵抗ＶＲ７は、ユ
ーザーにより操作される部品であり、感電防止のために
プラスティックにより覆われて絶縁されている。この可
変抵抗ＶＲ７の抵抗値を大小することにより、交流モー
タ７２の回転速度が変化される。

【０００６】コントロールＩＣ７３を駆動する駆動電圧
Ｖｃｃは、補助電源回路８０により生成される。この補
助電源回路８０は、ＡＣ電源７１にトランスＴを介して
接続されており、そのトランスＴの２次側巻線両端はダ
イオードブリッジＤ８１〜Ｄ８４の交流端子にそれぞれ
接続されている。このダイオードブリッジＤ８１〜Ｄ８
４の直流入力端（ダイオードＤ８１，Ｄ８４のアノー
ド）はグランドＧＮＤに、直流出力端（ダイオードＤ８
２，Ｄ８３のカソード）は定電圧ＩＣ８１の入力端子
に、それぞれ接続されている。定電圧ＩＣ８１の入力端
子及び出力端子とグランドＧＮＤとの間には、電解コン
デンサＣ８１，Ｃ８２がそれぞれ接続されており、この
定電圧ＩＣ８１からコントロールＩＣ７３を駆動する駆
動電圧Ｖｃｃが出力される。

【０００７】モータ駆動回路７０は、更に、チョッパ制
御による過大電圧（スパイク電圧）の発生を抑えるため
に、２つの還流（フリーホイール）回路を備えている。
還流回路の１つは、交流モータ７２と、ダイオードＤ７
６、トランジスタＱ７２で構成され、他の１つは、交流
モータ７２と、トランジスタＱ７３、ダイオードＤ７８
で構成されている。前の回路は、ダイオードＤ７７及び
抵抗Ｒ７１を経てトランジスタＱ７２のベースに、エミ
ッタより高い電圧が印加されることにより閉じられる。
一方、後の回路は、ダイオードＤ７９及び抵抗Ｒ７２を
経てトランジスタＱ７３のベースに、エミッタより低い
電圧が印加されることにより閉じられる。

【０００８】次に、このように構成されたモータ駆動回
路７０の動作について説明する。ＡＣ電源７１から正の
半波が流されている状態で、コントロールＩＣ７３から
ハイ電圧が出力されると、トランジスタＱ７１がオンさ
れる。すると、モータ駆動回路７０には、ＡＣ電源７１
からダイオードＤ７１、トランジスタＱ７１、ダイオー
ドＤ７３、交流モータ７２、ＡＣ電源７１の順に電流が
流される。

【０００９】この状態でコントロールＩＣ７３の出力が
ロウ電圧に切り替わると、トランジスタＱ７１はオフさ
れ、かかる電流の流れが止まる。このとき交流モータ７
２の両端には同一方向電流を持続しようとする起電力が
生じるが、トランジスタＱ７１のオフによりトランジス
タＱ７２がオンされて、交流モータ７２、ダイオードＤ
７６、トランジスタＱ７２の還流回路が閉じられて電流
ループが確保され、過大電圧（スパイク電圧）が抑えら
れる。そして、再び、コントロールＩＣ７３からハイ電
圧が出力されると、トランジスタＱ７１がオンされて、
モータ駆動回路７０に上記と同方向の電流が流されると
ともに、トランジスタＱ７２がオフされ還流回路が開放
される。

【００１０】一方、ＡＣ電源７１から負の半波が流され
ている状態で、コントロールＩＣ７３からハイ電圧が出
力されると、トランジスタＱ７１がオンされる。する
と、モータ駆動回路７０には、ＡＣ電源７１から交流モ
ータ７２、ダイオードＤ７２、トランジスタＱ７１、ダ
イオードＤ７４、ＡＣ電源７１の順に電流が流される。

【００１１】この状態でコントロールＩＣ７３の出力が
ロウ電圧に切り替わると、トランジスタＱ７１はオフさ
れ、かかる電流の流れが止まる。このとき交流モータ７
２の両端には同一方向電流を持続しようとする起電力が
生じるが、トランジスタＱ７１のオフによりトランジス
タＱ７３がオンされて、交流モータ７２、トランジスタ
Ｑ７３、ダイオードＤ７８の還流回路が閉じられて電流
ループが確保され、過大電圧（スパイク電圧）が抑えら
れる。そして、再び、コントロールＩＣ７３からハイ電
圧が出力されると、トランジスタＱ７１がオンされて、
モータ駆動回路７０に上記と同方向の電流が流されると
ともに、トランジスタＱ７３がオフされ還流回路が開放
される。

【００１２】このように交流モータ７２は、コントロー
ルＩＣ７３から出力されるパルスのハイロウに応じてオ
ンオフされる。よって、交流モータ７２に供給される電
圧の実効値は、コントロールＩＣ７３から出力されるオ
ンオフパルスのデューティ比により変化されるので、こ
のオンオフパルスのデューティ比を変化させることによ
り、交流モータ７２の可変速制御が行われる。オンオフ
パルスのデューティ比は、コントロールＩＣ７３に接続
された可変抵抗ＶＲ７を操作することにより変えられ
る。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】 ＡＣ電源７１から負
の半波電流が流されている状態でトランジスタＱ７１が
オフされた場合に閉じられる還流回路は、交流モータ７
２と、トランジスタＱ７３と、ダイオードＤ７８とで構
成されている。このトランジスタＱ７３は、ＰＮＰ形の
トランジスタである。ＰＮＰ形トランジスタの高耐圧大
電流品は、歩留まりが悪く製造困難であるので部品コス
トが高い。また、市場のニーズも少ないので殆ど市場に
提供されていない。よって、上述したモータ駆動回路７
０を高電圧電源、例えば、２００ボルトの交流電源に使
用するためには、ＰＮＰ形トランジスタの高耐圧大電流
品が必要になる。しかし、かかるトランジスタは市場で
の数量が僅少であるので入手が困難であるとともに、高
価であるので、該トランジスタを使用することにより、
製品コストを上げてしまうという問題点があった。

【００１４】本発明は上述した問題点を解決するために
なされたものであり、部品の入手が容易で、しかも、製
品コストを抑えることができる高電圧電源に使用可能な
モータ駆動回路を提供することを目的としている。

【００１５】

【課題を解決するための手段】 この目的を達成するた
めに請求項１記載のモータ駆動回路は、交流電源により
駆動される交流モータと、その交流モータへモータ駆動
電圧をチョッパ制御により印加する制御回路と、その制
御回路によるチョッパ制御により前記交流モータに生じ
る起電力を還流させる還流回路とを備え、前記還流回路
をオン又はオフさせるスイッチ素子には、ＮＰＮ形のト
ランジスタ又はＮ形の電界効果トランジスタが用いられ
ている。

【００１６】この請求項１記載のモータ駆動回路によれ
ば、制御回路によるチョッパ制御により、モータ駆動電
圧は交流モータにオンオフを繰り返して印加される。交
流モータへのモータ駆動電圧の印加が制御回路によりオ
フされると、交流モータにはオフ前と同方向の電流を流
そうとする起電力が生じる。この起電力による電流は還
流回路に還流されるが、その還流回路には瞬時に高電圧
が印加され大電流が流れる。このモータ駆動回路では、
かかる還流回路をオンオフさせるスイッチ素子に、安価
な高耐圧大電流品が多く市販されているＮＰＮ形のトラ
ンジスタ又はＮ形の電界効果トランジスタを用いてい
る。

【００１７】請求項２記載のモータ駆動回路は、請求項
１記載のモータ駆動回路において、更に、前記還流回路
は、前記交流電源により正の半波電流が前記交流モータ
に流されている状態で前記制御回路がオフされた場合に
前記交流モータに生じる起電力を還流させる第１還流回
路と、前記交流電源により負の半波電流が前記交流モー
タに流されている状態で前記制御回路がオフされた場合
に前記交流モータに生じる起電力を還流させる第２還流
回路とを備え、前記制御回路に設けられ、前記交流モー
タへモータ駆動電圧の印加をオン又はオフするスイッチ
回路と、そのスイッチ回路が前記交流電源のホットライ
ン側にある場合には、前記交流電源により前記交流モー
タへ負の半波電流が流されている状態で前記スイッチ回
路がオフされた場合に、前記第２還流回路のスイッチ素
子であるＮＰＮ形トランジスタのベース端子又はＮ形電
界効果トランジスタのゲート端子にドライブ電圧を印加
し、一方、前記スイッチ回路が前記交流電源のコールド
ライン側にある場合には、前記交流電源により前記交流
モータへ正の半波電流が流されている状態で前記スイッ
チ回路がオフされた場合に、前記第１還流回路のスイッ
チ素子であるＮＰＮ形トランジスタのベース端子又はＮ
形電界効果トランジスタのゲート端子にドライブ電圧を
印加するドライブ回路とを備えている。

【００１８】請求項３記載のモータ駆動回路は、請求項
１又は２に記載のモータ駆動回路において、前記制御回
路は、前記交流モータへモータ駆動電圧の印加をオン又
はオフするスイッチ回路と、そのスイッチ回路をオン又
はオフさせる信号を発生するオンオフ回路とを備え、前
記スイッチ回路及び還流回路の各スイッチ素子はいずれ
もＮ形の電界効果トランジスタで構成され、前記オンオ
フ回路のオンオフ信号を出力する出力端子は、前記スイ
ッチ回路の電界効果トランジスタのゲート端子に接続さ
れており、前記スイッチ回路の電界効果トランジスタの
ソース端子と前記交流電源の一端とに接続され、前記ソ
ース端子を回路グランドとして前記オンオフ回路の駆動
電圧を生成する半波整流回路を備えている。

【００１９】この請求項３記載のモータ駆動回路によれ
ば、請求項１又は２に記載のモータ駆動回路と同様に作
用する上、オンオフ回路は半波整流回路により生成され
た駆動電圧により駆動され、その駆動によりオンオフ回
路から出力されるオンオフ信号によって、スイッチ回路
がオンオフされて、交流モータのチョッパ制御が行われ
る。このモータ駆動回路では、スイッチ回路のスイッチ
素子として電界効果トランジスタが使用され、オンオフ
回路の出力端子は、その電界効果トランジスタのゲート
端子に接続されているので、パルストランスを用いずに
オンオフ回路を構成することができる。また、オンオフ
回路にパルストランスを用いないので、オンオフ回路に
必要な電流を少量とすることができ、その結果、オンオ
フ回路の駆動電圧もトランスを用いずに生成することが
できる。更に、スイッチ回路に加え、還流回路のスイッ
チ素子も電界効果トランジスタを用いているので、モー
タ駆動回路全体の消費電力を大幅に低減することができ
る。

【００２０】請求項４記載のモータ駆動回路は、請求項
１から３のいずれかに記載のモータ駆動回路において、
前記制御回路によるチョッパ制御のオンオフ周波数は、
可聴周波数を超えたものである。この請求項４記載のモ
ータ駆動回路によれば、請求項１から３のいずれかに記
載のモータ駆動回路と同様に作用する上、制御回路によ
るチョッパ制御は可聴周波数を超えてオンオフされるの
で、チョッパ制御により交流モータに与えられる振動の
周波数は、可聴周波数を超えたものとなる。

【００２１】

【発明の実施の形態】 以下、本発明の好ましい実施例
について、添付図面を参照して説明する。図１は、本実
施例のモータ駆動回路５０の回路図である。このモータ
駆動回路５０は、交流２００ボルトの高電圧電源に接続
されて、エアコンなどのファンモータやミシンモータの
可変速運転（制御）に使用されるものである。

【００２２】モータ駆動回路５０は、主に、交流モータ
５２へ駆動電圧の印加をオンオフさせるスイッチ回路１
２と、そのスイッチ回路１２をオンオフさせるパルス幅
変調回路１０と、そのパルス幅変調回路１０の駆動電圧
を生成する半波整流回路１１と、交流モータ５２へ駆動
電圧の印加をオンオフさせることによりその交流モータ
５２の両端に生じる起電力を還流させて、過大電圧（ス
パイク電圧）の発生を抑制し、かつ、モータ電流を持続
させて交流モータ５２を円滑に回転させる還流回路とを
備えている。

【００２３】モータ駆動回路５０の２００ボルト交流電
源（ＡＣ電源）５１のホットライン５１ｈには、ダイオ
ードブリッジＤ１１〜Ｄ１４が接続されている。ダイオ
ードブリッジＤ１１〜Ｄ１４の他端には交流モータ５２
が接続され、交流モータ５２の他端はＡＣ電源５１のコ
ールドライン５１ｃに接続されている。ダイオードブリ
ッジＤ１１〜Ｄ１４の直流出力端（ダイオードＤ１１，
Ｄ１２のカソード）には、Ｎ形の電界効果トランジスタ
Ｑ１のドレイン端子が接続され、その電界効果トランジ
スタＱ１のソース端子には、ダイオードブリッジＤ１１
〜Ｄ１４の直流入力端（ダイオードＤ１３，Ｄ１４のア
ノード）が接続されている。電界効果トランジスタＱ１
のソース・ゲート間には、プルダウン抵抗Ｒ１６が接続
されている。

【００２４】また、２００ボルトの高電圧ＡＣ電源５１
を使用するため、回路５０の内外で発生するサージ電圧
による電界効果トランジスタＱ１の破壊や誤動作を防ぐ
目的で、そのソース・ドレイン間には、スナバ回路が接
続されている。このスナバ回路は、抵抗Ｒ１５と、コン
デンサＣ４と、ダイオードＤ１７とから構成されてお
り、電界効果トランジスタＱ１のドレイン端子には、抵
抗Ｒ１５の一端とダイオードＤ１７のアノードとが接続
されている。ダイオードＤ１７のカソードには、抵抗Ｒ
１５の他端とコンデンサＣ４の一端とが接続され、コン
デンサＣ４の他端は電界効果トランジスタＱ１のソース
端子に接続されている。電界効果トランジスタＱ１のオ
フ時に生じるサージ電圧は、ダイオードＤ１７を介して
直接コンデンサＣ４に充電され吸収される。コンデンサ
Ｃ４に充電されたサージエネルギーは、電界効果トラン
ジスタＱ１のオン時に抵抗Ｒ１５によって熱消費され
る。

【００２５】この電界効果トランジスタＱ１、プルダウ
ン抵抗Ｒ１６、スナバ回路Ｒ１５，Ｃ４，Ｄ１７、及
び、ダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４により、スイッ
チ回路１２が構成されている。即ち、本実施例のスイッ
チ回路１２は、ＡＣ電源５１のホットライン５１ｈ側に
設けられている。

【００２６】電界効果トランジスタＱ１のソース端子に
は、電解コンデンサＣ３の負電極とツェナーダイオード
ＺＤ２のアノードが接続されている。この電解コンデン
サＣ３の正電極とツェナーダイオードＺＤ２のカソード
には抵抗Ｒ１４の一端が接続され、その抵抗Ｒ１４の他
端にはダイオードＤ１６のカソードが接続されている。
ダイオードＤ１６のアノードはＡＣ電源５１のコールド
ライン５１ｃに接続されている。これらのダイオードＤ
１６、抵抗Ｒ１４、ツェナーダイオードＺＤ２、及び、
電解コンデンサＣ３により、電界効果トランジスタＱ１
のソースを回路グランドＧＮＤとして、安価な半波整流
回路１１が形成されている。この半波整流回路１１によ
り、後述するパルス幅変調回路１０の駆動電圧Ｖｃｃが
生成される。

【００２７】モータ駆動回路５０はパルス幅変調回路１
０から出力される矩形波によりチョッパ制御される。こ
のため交流モータ５２の両端には、スイッチ回路１２の
オフ時に、交流モータ５２のリアクタンスに蓄積された
電磁エネルギーの放出作用に伴うスパイク電圧が生じ
る。このスパイク電圧は非常に高い電圧であり、回路５
０の各素子を破壊する恐れがある。よって、モータ駆動
回路５０には、このスパイク電圧を抑えるために、２つ
の還流（フリーホイール）回路が設けられている。還流
回路の１つは、交流モータ５２と、Ｎ形の電界効果トラ
ンジスタＱ３と、ダイオードＤ２０とで構成され（第１
還流回路）、他の１つは、交流モータ５２と、ダイオー
ドＤ１９と、Ｎ形の電界効果トランジスタＱ２とで構成
されている（第２還流回路）。

【００２８】第１還流回路は、ＡＣ電源５１から正の半
波電流が流されている状態でスイッチ回路１２がオフさ
れた場合に、交流モータ５２の両端に生じる起電力を還
流させる回路である。第１還流回路のスイッチ素子であ
る電界効果トランジスタＱ３のソース端子には、ツェナ
ーダイオードＺＤ３のアノードと抵抗Ｒ１９の一端が接
続されており、そのツェナーダイオードＺＤ３のカソー
ドと抵抗Ｒ１９の他端は、共に、電界効果トランジスタ
Ｑ３のゲート端子に接続されている。このゲート端子
は、また、抵抗Ｒ１１を介してＡＣ電源５１のホットラ
イン５１ｈに接続されており、ツェナーダイオードＺＤ
３と抵抗Ｒ１９とにより、電界効果トランジスタＱ３を
オンオフさせる安価なドライブ回路が構成さている。

【００２９】第２還流回路は、ＡＣ電源５１から負の半
波電流が流されている状態でスイッチ回路１２がオフさ
れた場合に、交流モータ５２の両端に生じる起電力を還
流させる回路である。第２還流回路のスイッチ素子であ
る電界効果トランジスタＱ２をオンさせるドライブ回路
は、フォトカプラＰＣと、そのフォトカプラＰＣにドラ
イブ電圧（コレクタ電流）を供給する半波整流回路１３
とを備えている。

【００３０】フォトカプラＰＣの発光ダイオードＬＥＤ
には、高周波バイパスコンデンサＣ５が並列に接続され
ており、ノイズ電圧により発光ダイオードＬＥＤが誤発
光することを防止している。また、ダイオードＤ１８が
並列且つ逆方向に接続されており、発光ダイオードＬＥ
Ｄに逆方向の高電圧が印加されないようにして、発光ダ
イオードＬＥＤの逆電圧破壊を防止している。この発光
ダイオードＬＥＤは、抵抗Ｒ１２を介して、ＡＣ電源５
１のホットライン５１ｈに接続されている。

【００３１】なお、抵抗Ｒ１２の抵抗値は１０ｋΩ以
上、例えば、１００ｋΩであり、交流モータ５２の抵抗
値は１００Ω以下、例えば、５０Ωであるので、その抵
抗値の差は極めて大きくなっている。よって、ＡＣ電源
５１から正の半波が出力されている状態でスイッチ回路
１２がオフされても、ＡＣ電源５１からダイオードＤ１
８、交流モータ５２、ＡＣ電源５１の経路で電流が流れ
ることはない。

【００３２】フォトカプラＰＣの出力側のフォトトラン
ジスタＴＣのコレクタ端子は、半波整流回路１３に接続
されている。この半波整流回路１３により該フォトトラ
ンジスタＴＣのコレクタ電流が供給される。フォトトラ
ンジスタＴＣのエミッタ端子は、抵抗Ｒ１７を介して、
電界効果トランジスタＱ２のゲート端子に接続されてお
り、そのゲート端子は、半波整流回路１３の基準電位点
であるＡＣ電源５１のコールドライン５１ｃと抵抗Ｒ１
８を介して接続されている。

【００３３】半波整流回路１３は、トランスレスで構成
されており、ダイオードＤ１５と、抵抗Ｒ１３と、電解
コンデンサＣ２と、ツェナーダイオードＺＤ１とを備え
ている。ＡＣ電源５１のホットライン５１ｈには、ダイ
オードＤ１５のアノードが接続され、ダイオードＤ１５
のカソードには抵抗Ｒ１３の一端が接続されている。抵
抗Ｒ１３の他端には、電解コンデンサＣ２の正電極とツ
ェナーダイオードＺＤ１のカソードとが接続されてお
り、この端子からフォトトランジスタＴＣにコレクタ電
流が供給される。電解コンデンサＣ２の負電極とツェナ
ーダイオードＺＤ１のアノードは、共に、ＡＣ電源５１
のコールドライン５１ｃに接続されている。

【００３４】次に、スイッチ回路１２をオンオフさせる
矩形波を発生するパルス幅変調回路１０について説明す
る。パルス幅変調回路１０は、鋸歯状波発振回路１と、
比較電圧生成回路２と、電圧比較回路３とを備えてお
り、半波整流回路１１により生成された駆動電圧Ｖｃｃ
により駆動される。半波整流回路１１は、前述したよう
に、トランスレスで構成されているので、出力電流を大
きく取ることはできない。しかし、パルス幅変調回路１
０は、スイッチング用のＩＣを使用することなく、専用
回路によって高抵抗設計され、低消費電流回路に構成さ
れている。しかも、この回路１０の出力波によりオンオ
フされるスイッチ回路１２のスイッチ素子として、ドラ
イブ電流の小さな電界効果トランジスタＱ１が使用され
ている。よって、出力電流を大きく取ることのできない
半波整流回路１１であっても、モータ駆動回路５０を確
実に動作させることができる。

【００３５】パルス幅変調回路１０の鋸歯状波発振回路
１は、オープンコレクタ出力のコンパレータＣＰ１を備
えており、このコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に
は、２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端とダイオードＤ１のア
ノードとがそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ１の他端は
回路１０の駆動電圧Ｖｃｃに、抵抗Ｒ２の他端はグラン
ドＧＮＤに、ダイオードＤ１のカソードはコンパレータ
ＣＰ１の出力端子に、それぞれ接続されている。

【００３６】コンパレータＣＰ１の出力端子には、ダイ
オードＤ１の他に、２つの抵抗Ｒ３，Ｒｔの一端とダイ
オードＤ２のカソードとがそれぞれ接続されている。抵
抗Ｒ３の他端は回路１０の駆動電圧Ｖｃｃに、抵抗Ｒｔ
の他端とダイオードＤ２のアノードはコンパレータＣＰ
１の反転入力端子に、それぞれ接続されている。コンパ
レータＣＰ１の反転入力端子には、抵抗Ｒｔ及びダイオ
ードＤ２の他に、タイミングコンデンサＣｔの一端が接
続されており、このタイミングコンデンサＣｔの他端は
グランドＧＮＤに接続されている。

【００３７】この鋸歯状波発振回路１からは鋸歯状の電
圧が発振されるが、その発振電圧の最大値と最小値は、
コンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力されるヒス
テリシス電圧Ｖ_HSにより定まる。即ち、次式（１）
（２）に示されるように、コンパレータＣＰ１の非反転
入力端子には、コンパレータＣＰ１のハイ出力時にはＶ
_SHボルトの電圧が印加され、コンパレータＣＰ１のロウ
出力時にはＶ_SLボルトの電圧が印加される。なお、式
（２）におけるＶ_FDは、ダイオードＤ１の順方向電圧降
下であり、通常０．５〜０．７ボルトである。

【００３８】

【数１】 このように、この鋸歯状波発振回路１では、Ｖ_SHとＶ_SL
とを別個に設定することができるので、発振電圧の最大
値と最小値とを自由に設定することができ、回路設計の
自由度を増すことができる。また、ダイオードＤ１によ
り、Ｖ_SLを０ボルトに等しくなく、且つ、０ボルトより
若干大きな値に設定することができる。よって、ヒステ
リシス電圧Ｖ_HSの下限をより０ボルトに近づけることが
できるので、ヒステリシス電圧Ｖ_HSの幅を下方に大きく
とることができる。即ち、Ｖ_SL＝０ボルトであると、タ
イミングコンデンサＣｔが完全に放電し、その端子間電
圧が０ボルトとなった場合に、コンパレータＣＰ１の出
力は不定となってしまう。しかし、Ｖ_SL≒Ｖ_FD＝０．５
〜０．７≠０ボルトであるので、かかる不具合を生じる
ことなく、ヒステリシス電圧Ｖ_HSの幅を大きくとること
ができるのである。

【００３９】ここで、図２及び図３を参照して、この鋸
歯状波発振回路１の発振動作を説明する。コンパレータ
ＣＰ１のハイ出力時には、タイミングコンデンサＣｔは
プルアップ抵抗Ｒ３と抵抗Ｒｔを介して充電され、徐々
に、その端子間電圧が上昇する（２１）。このときコン
パレータＣＰ１の非反転入力端子にはＶ_SHの電圧が印加
されているので（２２）、充電によりタイミングコンデ
ンサＣｔの端子間電圧がＶ_SHを越えるまでは、コンパレ
ータＣＰ１はハイ出力を維持する（２３）。そして、タ
イミングコンデンサＣｔの端子間電圧がＶ_SHを越えると
（２４）、コンパレータＣＰ１の出力はハイからロウに
反転する（２５）。

【００４０】コンパレータＣＰ１の出力がロウになると
（２６）、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子にはＶ
_SLの電圧が印加されるとともに（２７）、タイミングコ
ンデンサＣｔの放電が開始される（２８）。この放電は
ダイオードＤ２とコンパレータＣＰ１を介して行われる
が、ダイオードＤ２の動作抵抗は抵抗Ｒｔと比較して極
めて小さいので（数オーム以下）、その放電は急速に行
われる（２８）。これは、図３（ａ）におけるタイミン
グコンデンサＣｔの放電時間（２８）が充電時間（２
１）と比べて、極めて短いことから認識することができ
る。コンパレータＣＰ１のロウ出力は（２６）、タイミ
ングコンデンサＣｔの端子間電圧が放電によってＶ_SLよ
り低くなるまで維持される。そして、その端子間電圧が
Ｖ_SLより低くなると（２９）、コンパレータＣＰ１の出
力はロウからハイに反転し（３０）、再び、タイミング
コンデンサＣｔの充電が開始される（２１）。

【００４１】このようにタイミングコンデンサＣｔは一
定の周期で充放電を繰り返し、図３（ａ）に示すよう
に、その端子間には鋸歯状の電圧波が生じる。この電圧
波の周波数は、タイミングコンデンサＣｔの放電をダイ
オードＤ２により急速に行うことによって高周波化さ
れ、可聴周波数の範囲を超えた２０ｋＨｚ以上の周波数
となる。

【００４２】次に、パルス幅変調回路１０の比較電圧生
成回路２と電圧比較回路３について説明する。比較電圧
生成回路２は、駆動電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤ間に接
続された可変抵抗ＶＲと、その可変抵抗ＶＲから出力さ
れる出力電圧を安定させるコンデンサＣ１とを備えてい
る。可変抵抗ＶＲは、ユーザーにより操作される部品で
あり、プラスティックなどにより完全に絶縁されてい
る。よって、ユーザーは、トランスレスに構成されたモ
ータ駆動回路５０の可変抵抗ＶＲを操作しても感電する
ことがない。可変抵抗ＶＲの摺動子がユーザーにより操
作されて移動される（例えば、上下される）と、比較電
圧生成回路２から出力される比較電圧の値も変化する
（例えば、上下する）。即ち、可変抵抗ＶＲの摺動子が
Ｖｃｃ側に移動される（上げられる）と比較電圧値は上
昇し、可変抵抗ＶＲの摺動子がＧＮＤ側に移動される
（下げられる）と比較電圧値は下降するのである。

【００４３】電圧比較回路３は、オープンコレクタ出力
のコンパレータＣＰ２と、そのコンパレータＣＰ２の反
転入力端子に接続された抵抗Ｒ５と、コンパレータＣＰ
２のプルアップ抵抗Ｒ４とを備えている。コンパレータ
ＣＰ２の反転入力端子には、鋸歯状波発振回路１の出力
電圧が抵抗Ｒ５を介して印加され、非反転入力端子には
比較電圧生成回路２の比較電圧が印加される。よって、
比較電圧生成回路２の比較電圧が鋸歯状波発振回路１の
出力電圧より高い場合には、電圧比較回路３の出力端子
であるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）端子からハイ
出力が行われ、逆に、低い場合にはロウ出力が行われ
る。ＰＷＭ端子は、抵抗Ｒ６を介して、電界効果トラン
ジスタＱ１のゲート端子に直接接続されており、コンパ
レータＣＰ２の出力は、パルス幅変調回路１０の出力と
して、電界効果トランジスタＱ１のゲート端子に印加さ
れる。

【００４４】次に、図４を参照して、鋸歯状波発振回路
１、比較電圧生成回路２、電圧比較回路３の３回路から
構成されるパルス幅変調回路１０の動作について説明す
る。図４（ａ）は、鋸歯状波発振回路１から出力される
鋸歯状の出力電圧４１と、比較電圧生成回路２から出力
される比較電圧４２とを図示している。鋸歯状の出力電
圧４１は、電圧比較回路３のコンパレータＣＰ２の反転
入力端子に印加され、比較電圧４２は、コンパレータＣ
Ｐ２の非反転入力端子に印加される。よって、図４
（ｂ）に示すように、比較電圧４２が出力電圧４１より
高い場合には、電圧比較回路３のＰＷＭ端子からハイ出
力が行われ（４３）、逆に、低い場合にはロウ出力が行
われる（４４）。

【００４５】図４（ｂ）に示すように、この電圧比較回
路３のＰＷＭ端子から出力される電圧波４５はハイ又は
ロウの矩形波となり、その周波数は鋸歯状波発振回路１
の出力電圧４１の周波数と一致する。鋸歯状波発振回路
１の出力電圧４１の周波数は、可聴周波数を超えた２０
ｋＨｚ以上の周波数であるので、電圧比較回路３のＰＷ
Ｍ端子から出力される電圧波４５、即ち、パルス幅変調
回路１０の出力として電界効果トランジスタＱ１に印加
される矩形波４５の周波数は、可聴周波数を超えた２０
ｋＨｚ以上の周波数となる。

【００４６】また、かかる電圧波４５のデューティ比
は、比較電圧生成回路２により生成される比較電圧４２
を上下することにより変更される。即ち、図４（ａ）及
び（ｂ）に示されるように、比較電圧４２を上げると、
電圧波４５のデューティ比は大きくなり、逆に、比較電
圧４２を下げると、電圧波４５のデューティ比は小さく
なるのである。

【００４７】次に、上記のように構成されたモータ駆動
回路５０の動作について説明する。まず、ＡＣ電源５１
から正の半波電流が流されている状態で、パルス幅変調
回路１０からハイ電圧４３（図４（ｂ）参照）が出力さ
れると、電界効果トランジスタＱ１がオンされ、モータ
駆動回路５０に矢印Ａ方向の電流が流れる。即ち、この
電流は、ＡＣ電源５１からダイオードＤ１１、電界効果
トランジスタＱ１、ダイオードＤ１３、交流モータ５
２、ＡＣ電源５１の順に流される。このとき第１還流回
路Ｑ３，Ｄ２０では、ツェナーダイオードＺＤ３に十分
な逆方向電流（ツェナー電流）が流れているので、電界
効果トランジスタＱ３はオンされているが、ダイオード
Ｄ２０により、第１還流回路の電流が止められている。
一方、第２還流回路Ｑ２，Ｄ１９では、フォトカプラＰ
Ｃの発光ダイオードＬＥＤに逆方向電圧が印加されてい
るのでフォトカプラＰＣのフォトトランジスタＴＣがオ
ンせず、電界効果トランジスタＱ２はオフされている。
よって、第２還流回路は開放されている。

【００４８】この状態でパルス幅変調回路１０の出力が
ロウ電圧４４に切り替わると、電界効果トランジスタＱ
１はオフされ、電流Ａの流れが止まる。すると、交流モ
ータ５２の両端には矢印Ａ’方向に起電力が生じ、電界
効果トランジスタＱ２のドレイン端子の電位がソース端
子の電位より高くなり、かつ、ダイオードＤ２０に順方
向電圧が印加される。前述の通り、ＡＣ電源５１から正
の半波電流が流されている場合には、電界効果トランジ
スタＱ３は既にオンされているので、第１還流回路に矢
印Ａ’方向の電流が流れる。これにより、過大電圧（ス
パイク電圧）の発生が抑えられて、モータ駆動回路５０
の各素子の破壊が抑制される。また、この第１還流電流
により、正の半波時におけるチョッパ制御のオフ時にあ
っても、交流モータ５２に同一方向の電流を持続して流
すことができる。よって、交流モータ５２に流される電
流を連続的なものとすることができ、交流モータ５２を
円滑に回転させることができる。

【００４９】再び、パルス幅変調回路１０からハイ電圧
４３が出力されると、電界効果トランジスタＱ１がオン
され、モータ駆動回路５０に矢印Ａ方向の電流が流され
るとともに、ダイオードＤ２０には逆方向電圧が印加さ
れるので、第１還流回路における矢印Ａ’方向の電流の
流れが止まる。即ち、第１還流回路はオフ状態となる。

【００５０】一方、ＡＣ電源５１から負の半波電流が流
されている状態で、パルス幅変調回路１０からハイ電圧
４３が出力されると、電界効果トランジスタＱ１がオン
され、モータ駆動回路５０に矢印Ｂ方向の電流が流れ
る。この電流は、ＡＣ電源５１から交流モータ５２、ダ
イオードＤ１２、電界効果トランジスタＱ１、ダイオー
ドＤ１４、ＡＣ電源５１の順に流される。このとき第１
還流回路Ｑ３，Ｄ２０では、ツェナーダイオードＺＤ３
に順方向電流が流されているので、その端子間電圧は
０．５〜０．７ボルトとなる。この電圧は電界効果トラ
ンジスタＱ３をオンするために必要な電圧以下であるの
で、電界効果トランジスタＱ３はオフされて、第１還流
回路は開放されている。一方、第２還流回路Ｑ２，Ｄ１
９では、発光ダイオードＬＥＤの端子間電圧は、スイッ
チ回路１２のオンによって、略０ボルトとなるので、フ
ォトカプラＰＣのフォトトランジスタＴＣがオンせず、
電界効果トランジスタＱ２はオフされており、第２還流
回路は開放されている。

【００５１】この状態でパルス幅変調回路１０の出力が
ロウ電圧４４に切り替わると、電界効果トランジスタＱ
１はオフされ、電流Ｂの流れが止まる。すると、交流モ
ータ５２の両端には矢印Ｂ’方向に起電力が生じ、フォ
トカプラＰＣの発光ダイオードＬＥＤに電流が流れ、発
光する。発光ダイオードＬＥＤの発光により、フォトカ
プラＰＣのフォトトランジスタＴＣのベース端子に光電
流が流れ、該フォトトランジスタＴＣがオンする。する
と、Ｎ形の電界効果トランジスタＱ２のゲート端子に
は、半波整流回路１３から出力された電圧が抵抗Ｒ１７
を介して印加されるので、電界効果トランジスタＱ２が
オンされて、第２還流回路が閉じられる。よって、第２
還流回路に矢印Ｂ’方向の電流が流れてるので、過大電
圧（スパイク電圧）の発生が抑えられ、モータ駆動回路
５０の各素子の破壊が抑制される。また、第２還流電流
により、負の半波時におけるチョッパ制御のオフ時にあ
っても、交流モータ５２に同一方向の電流を持続して流
すことができる。よって、交流モータ５２に流される電
流を連続的なものとすることができ、交流モータ５２を
円滑に回転させることができる。

【００５２】再び、パルス幅変調回路１０からハイ電圧
４３が出力されると、電界効果トランジスタＱ１がオン
され、発光ダイオードＬＥＤの電流の流れが止まり、フ
ォトカプラＰＣのフォトトランジスタＴＣがオフされ
る。すると、電界効果トランジスタＱ２がオフされ、第
２還流回路が開放されて、矢印Ｂ’方向の電流が止ま
る。そして、モータ駆動回路５０には、スイッチ回路１
２のオンによって、矢印Ｂ方向の電流が流される。

【００５３】このように交流モータ５２は、パルス幅変
調回路１０から出力される矩形波のハイロウに応じてオ
ンオフされ、チョッパ制御される。交流モータ５２に供
給される電圧の実効値は、パルス幅変調回路１０から出
力される矩形波のオンオフパルスのデューティ比により
変化される。図５は、かかるＡＣ電源５１からの入力電
圧６１と交流モータ５２へ印加される印加電圧６２との
関係を図示している。

【００５４】図５に示されるように、交流モータ５２へ
の印加電圧６２がオンオフされることにより、オフの
分、交流モータ５２の実効電圧６３は、ＡＣ入力電圧６
１より小さくなっている。印加電圧６２のオンオフのデ
ューティ比は、パルス幅変調回路１０の比較電圧生成回
路２で生成される比較電圧４２（図４（ａ）参照）の値
により可変される。よって、比較電圧４２を変化させる
ことにより、交流モータ５２に供給される電圧の実効値
６３が可変され、交流モータ５２の可変速運転（制御）
が行われる。具体的には、ユーザーの操作により可変抵
抗ＶＲの摺動子がＶｃｃ側に移動されると、比較電圧生
成回路２により生成される比較電圧４２が大きくなっ
て、交流モータ５２の印加電圧の実効値が大きくなり、
交流モータ５２の回転速度が速くなる。一方、可変抵抗
ＶＲの摺動子がＧＮＤ側に移動されると、比較電圧４２
が小さくなって、交流モータ５２の印加電圧の実効値が
小さくなり、交流モータ５２の回転速度が遅くなるので
ある。

【００５５】以上説明したことから明らかなように、本
実施例のモータ駆動回路５０は、スイッチ回路１２、第
１還流回路Ｑ３，Ｄ２０、及び、第２還流回路Ｑ２，Ｄ
１９のスイッチ素子として、Ｎ形の電界効果トランジス
タＱ１，Ｑ２，Ｑ３を使用しているので、高電圧電源、
例えば、２００ボルトの交流電源に使用する場合にも、
高耐圧大電流品を容易に、しかも、安価に入手すること
ができる。よって、モータ駆動回路５０の製品コストを
下げることができる。

【００５６】また、モータ駆動回路５０は、トランスを
一切用いることなく構成されているので、回路全体を軽
量、小型かつ低コストに設計することができる。なお、
実用上、このトランスレス化により回路に供給される電
流は制約（減少）されてしまう。しかし、スイッチ回路
１２、第１還流回路Ｑ３，Ｄ２０、及び、第２還流回路
Ｑ２，Ｄ１９のスイッチ素子として、電界効果トランジ
スタＱ１，Ｑ２，Ｑ３を用い、パルス幅変調回路１０を
スイッチング電源用コントロールＩＣを用いずに高抵抗
かつ低消費電力設計の専用回路で構成したので、トラン
スレス化による小電流であっても回路５０を正常に動作
させることができる。この結果、回路５０全体の消費電
力をも小さくすることができる。

【００５７】また、本実施例のパルス幅変調回路１０で
は、ダイオードＤ１により、鋸歯状波発振回路１の発振
電圧の最大値Ｖ_SHと最小値Ｖ_SLを別個に設定することが
でき、回路設計の自由度を増すことができる。また、ダ
イオードＤ２を挿入することにより、タイミングコンデ
ンサＣｔの放電を高速に行うことができるので、安価な
構成で、鋸歯状波発振回路１から出力される発振電圧４
１の周波数を可聴周波数の範囲を超えて上げることがで
きる。よって、パルス幅変調回路１０から出力される矩
形波４５の周波数も可聴周波数の範囲を超えて２０ｋＨ
ｚ以上とされるので、このパルス幅変調回路１０を用い
ることにより、低騒音でモータの可変速制御を行うこと
ができる。

【００５８】以上、実施例に基づき本発明を説明した
が、本発明は上記実施例に何ら限定されるものではな
く、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良変形
が可能であることは容易に推察できるものである。

【００５９】例えば、本実施例のモータ駆動回路５０
は、エアコンのファンモータやミシンモータ以外の他の
モータの可変速制御に使用することも可能である。本実
施例のスイッチ回路１２は、ＡＣ電源５１のホットライ
ン５１ｈ側に設けられたが、これをＡＣ電源５１のコー
ルドライン５１ｃ側に設けるようにしても良い。この場
合には、第１還流回路のドライブ回路にフォトカプラＰ
Ｃや半波整流回路１３を接続する。

【００６０】また、本実施例の鋸歯状波発振回路１に挿
入されるダイオードＤ２を逆方向に挿入するようにして
も良い。この場合、タイミングコンデンサＣｔの充電
は、抵抗Ｒ３と、図１の逆方向に挿入されたダイオード
Ｄ２を介して行われるので、図１のように２つの抵抗Ｒ
３，Ｒｘにより充電される場合に比べて高速に行われ
る。よって、かかる場合にも、鋸歯状波発振回路１の出
力電圧の周波数を上げることができる。このように、図
１の逆方向にダイオードＤ２を挿入した場合には、タイ
ミングコンデンサＣｔの放電は、抵抗Ｒｔとコンパレー
タＣＰ１を介して行われる。

【００６１】なお、図１のようにダイオードＤ２を挿入
した場合の方が、前述のように、その逆方向にダイオー
ドＤ２を挿入した場合に比べて、鋸歯状波発振回路１の
出力電圧の周波数を高くすることができる。これは、図
１ではタイミングコンデンサＣｔの放電は抵抗を介さず
に行えるのに対し、図１の逆方向にダイオードＤ２を挿
入した場合では、タイミングコンデンサＣｔの充電は抵
抗Ｒ３を介して行われるからである。

【００６２】本実施例の比較電圧生成回路２では、ユー
ザーが可変抵抗ＶＲの値を操作することによって比較電
圧４２の大きさを変化させた。しかし、これを交流モー
タ５２の速度をフィードバックさせて制御するようにし
ても良い。具体的には、交流モータ５２のシャフトにマ
グネットを、交流モータ５２のケースにホール素子をそ
れぞれ取り付けて、交流モータ５２の回転周波数を検出
する。この回転周波数を周波数電圧変換回路（ＦＶ変換
回路）に入力し、ＦＶ変換回路によって、交流モータ５
２の速度電圧を生成する。そして、生成された速度電圧
を速度コントローラに入力し、その速度コントローラに
よって、可変抵抗ＶＲによる設定値と速度電圧とを比較
演算して、その速度誤差電圧を電圧比較回路３へ出力す
るのである。

【００６３】

【発明の効果】 請求項１記載のモータ駆動回路は、還
流回路をオンオフさせるスイッチ素子に、安価な高耐圧
大電流品が多く市販されているＮＰＮ形のトランジスタ
又はＮ形の電界効果トランジスタを用いている。よっ
て、このモータ駆動回路を高電圧の交流電源に使用する
場合にも、部品の入手を容易とし、かつ、製品コストを
抑えることができるという効果がある。

【００６４】請求項２記載のモータ駆動回路は、請求項
１記載のモータ駆動回路の奏する効果に加え、ＮＰＮ形
のトランジスタ又はＮ形の電界効果トランジスタにドラ
イブ電圧を印加するドライブ回路を備えているので、こ
れらのトランジスタを確実にオンさせることができると
いう効果がある。

【００６５】請求項３記載のモータ駆動回路は、請求項
１又は２に記載のモータ駆動回路の奏する効果に加え、
パルストランスやトランスを用いずに構成することがで
きるので、回路を軽量、小型（小スペース）、かつ、低
コストで作製することができるという効果がある。ま
た、スイッチ回路及び還流回路のスイッチ素子に電界効
果トランジスタを用いているので、モータ駆動回路全体
の消費電力を大幅に低減することができるという効果が
ある。

【００６６】請求項４記載のモータ駆動回路によれば、
請求項１から３のいずれかに記載のモータ駆動回路の奏
する効果に加え、チョッパ制御により交流モータに与え
られる振動の周波数は可聴周波数を超えているので、可
聴周波数の範囲内での交流モータの振動が抑えられる。
その結果、交流モータを低騒音で駆動することができる
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例であるモータ駆動回路の回
路図である。

【図２】 鋸歯状波発振回路のコンパレータのヒステリ
シス動作を表したグラフである。

【図３】 （ａ）は、タイミングコンデンサの端子間電
圧を表したグラフであり、（ｂ）は、鋸歯状波発振回路
のコンパレータの非反転入力端子への印加電圧を表した
グラフであり、（ｃ）は、そのコンパレータの出力電圧
を表したグラフである。

【図４】 （ａ）は、鋸歯状波発振回路の出力電圧と比
較電圧生成回路の比較電圧とを表したグラフであり、
（ｂ）は、パルス幅変調回路の出力矩形波を表したグラ
フである。

【図５】 （ａ）は、交流電源の入力電圧を表したグラ
フであり、（ｂ）は、交流モータへ印加される印加電圧
を表したグラフである。

【図６】 従来技術におけるモータ駆動回路の回路図で
ある。

【符号の説明】

１０ パルス幅変調回路
（オンオフ回路） １１，１３ 半波整流回路 １２ スイッチ回路 ５０ モータ駆動回路 ５１ 交流電源 ５２ 交流モータ ＬＥＤ 発光ダイオード ＰＣ フォトカプラ Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３ Ｎ形の電界効果トラ
ンジスタ ＴＣ フォトトランジスタ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源により駆動される交流モータ
   と、その交流モータへモータ駆動電圧をチョッパ制御に
   より印加する制御回路と、その制御回路によるチョッパ
   制御により前記交流モータに生じる起電力を還流させる
   還流回路とを備えたモータ駆動回路において、 前記還流回路をオン又はオフさせるスイッチ素子には、
   ＮＰＮ形のトランジスタ又はＮ形の電界効果トランジス
   タが用いられていることを特徴とするモータ駆動回路。
2. 【請求項２】 前記還流回路は、前記交流電源により正
   の半波電流が前記交流モータに流されている状態で前記
   制御回路がオフされた場合に前記交流モータに生じる起
   電力を還流させる第１還流回路と、前記交流電源により
   負の半波電流が前記交流モータに流されている状態で前
   記制御回路がオフされた場合に前記交流モータに生じる
   起電力を還流させる第２還流回路とを備え、 前記制御回路に設けられ、前記交流モータへモータ駆動
   電圧の印加をオン又はオフするスイッチ回路と、 そのスイッチ回路が前記交流電源のホットライン側にあ
   る場合には、前記交流電源により前記交流モータへ負の
   半波電流が流されている状態で前記スイッチ回路がオフ
   された場合に、前記第２還流回路のスイッチ素子である
   ＮＰＮ形トランジスタのベース端子又はＮ形電界効果ト
   ランジスタのゲート端子にドライブ電圧を印加し、一
   方、前記スイッチ回路が前記交流電源のコールドライン
   側にある場合には、前記交流電源により前記交流モータ
   へ正の半波電流が流されている状態で前記スイッチ回路
   がオフされた場合に、前記第１還流回路のスイッチ素子
   であるＮＰＮ形トランジスタのベース端子又はＮ形電界
   効果トランジスタのゲート端子にドライブ電圧を印加す
   るドライブ回路とを備えていることを特徴とする請求項
   １記載のモータ駆動回路。
3. 【請求項３】 前記制御回路は、前記交流モータへモー
   タ駆動電圧の印加をオン又はオフするスイッチ回路と、
   そのスイッチ回路をオン又はオフさせる信号を発生する
   オンオフ回路とを備え、 前記スイッチ回路及び還流回路の各スイッチ素子はいず
   れもＮ形の電界効果トランジスタで構成され、 前記オンオフ回路のオンオフ信号を出力する出力端子
   は、前記スイッチ回路の電界効果トランジスタのゲート
   端子に接続されており、 前記スイッチ回路の電界効果トランジスタのソース端子
   と前記交流電源の一端とに接続され、前記ソース端子を
   回路グランドとして前記オンオフ回路の駆動電圧を生成
   する半波整流回路を備えていることを特徴とする請求項
   １または２に記載のモータ駆動回路。
4. 【請求項４】 前記制御回路によるチョッパ制御のオン
   オフ周波数は、可聴周波数を超えたものであることを特
   徴とする請求項１から３のいずれかに記載のモータ駆動
   回路。