JPH0360367A - スイツチングレギユレータ - Google Patents
スイツチングレギユレータInfo
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- JPH0360367A JPH0360367A JP19428289A JP19428289A JPH0360367A JP H0360367 A JPH0360367 A JP H0360367A JP 19428289 A JP19428289 A JP 19428289A JP 19428289 A JP19428289 A JP 19428289A JP H0360367 A JPH0360367 A JP H0360367A
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- JP
- Japan
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- capacitor
- switching transistor
- switching
- coil
- voltage
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- Pending
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 44
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 14
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 102000003812 Interleukin-15 Human genes 0.000 description 1
- 108090000172 Interleukin-15 Proteins 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はスイッチングトランジスタおよび電圧変換トラ
ンスを用いたスイッチングレギュレータに関するもので
ある。
ンスを用いたスイッチングレギュレータに関するもので
ある。
従来、この種のシングルエンドスイッチングレギュレー
タとしては、第３図に示すようなフォワードコンバータ
が広く知られている。すなわち、同図において、主スイ
ツチングトランジスタ１のスイッチング動作によって商
用入力電源２を入力ラインフィルタ３を通し整流ダイオ
ード４によう整流平滑して入力コンデンサ５の両端電圧
から変換された矩形波パルス電圧をトランス６によって
電圧変換した後、ダイオード７．８によう整流しコイル
９とコンデンサ１０とからなる平滑回路に印加してその
平均直流電圧を負荷抵抗１１に出力としてとｂ出してい
た。なお、１２は周波数制御回路、１３はＣＲスナバ−
である。
タとしては、第３図に示すようなフォワードコンバータ
が広く知られている。すなわち、同図において、主スイ
ツチングトランジスタ１のスイッチング動作によって商
用入力電源２を入力ラインフィルタ３を通し整流ダイオ
ード４によう整流平滑して入力コンデンサ５の両端電圧
から変換された矩形波パルス電圧をトランス６によって
電圧変換した後、ダイオード７．８によう整流しコイル
９とコンデンサ１０とからなる平滑回路に印加してその
平均直流電圧を負荷抵抗１１に出力としてとｂ出してい
た。なお、１２は周波数制御回路、１３はＣＲスナバ−
である。
このような構成にかいて、入力コンデンサ５の両端電圧
、出力電圧、スイッチング周期、主スイツチングトラン
ジスタ１のオン幅、電圧変換トランス６の１次巻線数、
電圧変換トランス６の２次巻線数をそれぞれＶｉ （”
／） 、 Ｖ（、（ｖ） 、’ｒ （ｓｅｃ） 、 Ｔ
ｏＮ（ｓｅｃ） 。
、出力電圧、スイッチング周期、主スイツチングトラン
ジスタ１のオン幅、電圧変換トランス６の１次巻線数、
電圧変換トランス６の２次巻線数をそれぞれＶｉ （”
／） 、 Ｖ（、（ｖ） 、’ｒ （ｓｅｃ） 、 Ｔ
ｏＮ（ｓｅｃ） 。
Ｎ１（ｔｕｒｎ） ＋ Ｎ２（ｔｕｒｎ）とすると、こ
れらの間には下記（１）式の関係がある。
れらの間には下記（１）式の関係がある。
上記（１）式にかいて、出力電圧ｖｏは通常スイッチン
グ周期Ｔを固定し、主スイツチングトランジスタ１のオ
ン幅ＴＯＮを可変制御することによって安定化される。
グ周期Ｔを固定し、主スイツチングトランジスタ１のオ
ン幅ＴＯＮを可変制御することによって安定化される。
〔発明が解決しようとする課題〕
しかしながら、上述した従来の７オワードコンバータに
おいては、主トランジスタ１の負荷が誘導負荷であり、
ターンオンおよびターンオフ時に急激な大電流をスイッ
チングするので、主トランジスタ１および整流ダイオー
ド７．８のスイッチングロスが大きいばかシでなく、電
圧、電流の急変に対応したスイッチングノイズが過大な
ため、主トランジスタ１．整流ダイオードＴ、整流ダイ
オード８の両端にＣＲスナバ−１３および入力ラインフ
ィルタ３などのノイズ低減素子が必要であう、回路構成
が複雑とｉるとともに形状大および高価格となるｉどの
問題があった。
おいては、主トランジスタ１の負荷が誘導負荷であり、
ターンオンおよびターンオフ時に急激な大電流をスイッ
チングするので、主トランジスタ１および整流ダイオー
ド７．８のスイッチングロスが大きいばかシでなく、電
圧、電流の急変に対応したスイッチングノイズが過大な
ため、主トランジスタ１．整流ダイオードＴ、整流ダイ
オード８の両端にＣＲスナバ−１３および入力ラインフ
ィルタ３などのノイズ低減素子が必要であう、回路構成
が複雑とｉるとともに形状大および高価格となるｉどの
問題があった。
筐た、これらの問題は、スイッチング動作の高周波化と
ともに顕著とｉるため、高周波化による電源の小形化を
阻害する基本的な要因となっていた。
ともに顕著とｉるため、高周波化による電源の小形化を
阻害する基本的な要因となっていた。
本発明によるスイッチングレギュレ−ｐは、電圧変換ト
ランスの１次巻線と第１のスイッチングトランジスタと
第１のスイッチングトランジスタに対してオン、オフ位
相が逆の関係にある第２のスイッチングトランジスタと
からなる直列回路が整流ダイオードと並列接続された第
１のコンデンサの両端側に接続され、コイルと第２のコ
ンデンサとからなる直列回路が第１のスイッチングトラ
ンジスタと第２のスイッチングトランジスタとの接続点
と、第１のコンデンサとの間に接続され、第１のダイオ
ードが第２のコンデンサに並列接続され、第２のダイオ
ードと第３のコンデンサとからなる直列回路が電圧変換
トランスの２次巻線の両端側に接続され、第３のコンデ
ンサの両端側を出力とするとともにこの出力を入力とし
て第１のスイッチングトランジスタおよび第２のスイッ
チングトランジスタの周期を可変する周波数制御回路が
接続されている。
ランスの１次巻線と第１のスイッチングトランジスタと
第１のスイッチングトランジスタに対してオン、オフ位
相が逆の関係にある第２のスイッチングトランジスタと
からなる直列回路が整流ダイオードと並列接続された第
１のコンデンサの両端側に接続され、コイルと第２のコ
ンデンサとからなる直列回路が第１のスイッチングトラ
ンジスタと第２のスイッチングトランジスタとの接続点
と、第１のコンデンサとの間に接続され、第１のダイオ
ードが第２のコンデンサに並列接続され、第２のダイオ
ードと第３のコンデンサとからなる直列回路が電圧変換
トランスの２次巻線の両端側に接続され、第３のコンデ
ンサの両端側を出力とするとともにこの出力を入力とし
て第１のスイッチングトランジスタおよび第２のスイッ
チングトランジスタの周期を可変する周波数制御回路が
接続されている。
本発明においては、コイルと第２のコンデンサとからな
る直列回路の共振作用により、第１のスイッチングトラ
ンジスタおよび第２のスイッチングトランジスタの電流
が正弦波状となう、スイッチングロスが原理的にほぼ零
となる。
る直列回路の共振作用により、第１のスイッチングトラ
ンジスタおよび第２のスイッチングトランジスタの電流
が正弦波状となう、スイッチングロスが原理的にほぼ零
となる。
次に本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明によるスイッチングレギュレータの一実
施例を示す回路図であシ、前述の図と同一部分には同一
符号を付しである。同図に＆いて、整流ダイオード４と
並列接続された入力コンデンサ５の両端側には、電圧変
換トランス６０１次巻線と主スイツチングトランジスタ
１とスイッチングトランジスタ１４とからなる直列回路
が接続されており１また、主スイツチングトランジスタ
１とスイッチングトランジスタ１４との接続点と、入力
コンデンサ５との間にはコイル１５とコンデンサ１６と
からなる直列回路が接続されるとともにこのコンデンサ
１６にはダイオード１Ｔが並列接続されている。さらに
主スイツチングトランジスタ１とスイッチングトランジ
スタ１４とには出力検出電圧を安定化させるための発振
周波数を調整する周波数制御回路１８が接続されている
。ここで、主スイツチングトランジスタ１がオンし、ス
イッチングトランジスタ１４がオフしている半周期期間
をオンサイクルとし、その逆の半周期期間をオフサイク
ルとすると、本回路図のスイッチング動作期間はオンと
オフとの２サイクルによって一周期を形成している。
施例を示す回路図であシ、前述の図と同一部分には同一
符号を付しである。同図に＆いて、整流ダイオード４と
並列接続された入力コンデンサ５の両端側には、電圧変
換トランス６０１次巻線と主スイツチングトランジスタ
１とスイッチングトランジスタ１４とからなる直列回路
が接続されており１また、主スイツチングトランジスタ
１とスイッチングトランジスタ１４との接続点と、入力
コンデンサ５との間にはコイル１５とコンデンサ１６と
からなる直列回路が接続されるとともにこのコンデンサ
１６にはダイオード１Ｔが並列接続されている。さらに
主スイツチングトランジスタ１とスイッチングトランジ
スタ１４とには出力検出電圧を安定化させるための発振
周波数を調整する周波数制御回路１８が接続されている
。ここで、主スイツチングトランジスタ１がオンし、ス
イッチングトランジスタ１４がオフしている半周期期間
をオンサイクルとし、その逆の半周期期間をオフサイク
ルとすると、本回路図のスイッチング動作期間はオンと
オフとの２サイクルによって一周期を形成している。
このように構成されたスイッチングレギュレータにかい
て、まず、主スイツチングトランジスタ１がオンする直
前のコンデンサ１Ｂの両端電圧は、後述するように０（
ｖ）である。したがってオンサイクルにおいて、主スイ
ツチングトランジスタ１がオンすると、コイル１５とコ
ンデンサ１６とからなる直列回路の共振作用によシ共振
電流Ｉ ｔ、１１！（Ａ）がコンデンサ１６へ流れ込む
。この充電電流が流れ終った時点でコンデンサ１６の両
端電圧Ｖｃ１ｇ（ｖ）は第２図（ｂ）に示すように共振
波形の最大値をとる。
て、まず、主スイツチングトランジスタ１がオンする直
前のコンデンサ１Ｂの両端電圧は、後述するように０（
ｖ）である。したがってオンサイクルにおいて、主スイ
ツチングトランジスタ１がオンすると、コイル１５とコ
ンデンサ１６とからなる直列回路の共振作用によシ共振
電流Ｉ ｔ、１１！（Ａ）がコンデンサ１６へ流れ込む
。この充電電流が流れ終った時点でコンデンサ１６の両
端電圧Ｖｃ１ｇ（ｖ）は第２図（ｂ）に示すように共振
波形の最大値をとる。
ここで、コイル１５のインダクタンス、コンデンサ１６
の容量、コンデンサ１６の両端直流電圧をそれぞれＬｉ
２（Ｈ） ＋ ０１６（Ｆ） ＋ Ｅ（ｖ）とし、また
、オンサイクル開始点を原点とする時刻をｔとすると、
下記に示す（２１〜（４）式の関係が成立する。
の容量、コンデンサ１６の両端直流電圧をそれぞれＬｉ
２（Ｈ） ＋ ０１６（Ｆ） ＋ Ｅ（ｖ）とし、また
、オンサイクル開始点を原点とする時刻をｔとすると、
下記に示す（２１〜（４）式の関係が成立する。
０くｔくπｆ印でｓｓ −−−−−−−−−−−−−
−−−一−−−（４）オンサイクルの残期間π丙＝下１
＜ｔ＜ （’ｒはスイッチング周期）においては、コ
ンデンサー６の充電は完了しているが、スイッチングト
ランジスター４はオフ状態であシ、放電経路がないため
、コンデンサー６は最大電圧ＶＣ１６（ＭＡＸ） ＝
２Ｅを維持する。次にオフサイクル（Ｔ７２（ｔ（Ｔ）
にかいて、主スイツチングトランジスターがオフし、ス
イッチングトランジスター４がオンすると、コイル１５
との共振作用にようコンデンサー６の電荷は電圧変換ト
ランス６およびダイオードＴを介して第２図（ａ）に示
すようにコンデンサー０に放電される。ここで、コンデ
ンサ１６が放電を開始し、その両端電圧が０（ｖ）にな
るまでの時間をτｔ （ｓｚｃ） ＋電圧変換トランス
６の１次巻線数を” （ｔｕｒｎ） ＋その２次巻線数
をＮ２ （ｔｕｒｎ）とすると、共振電流Ｉｔ、ｔｓ（
Ａ）、両端電圧Ｖａ１６（ｖ）は下記に示す（５）〜Ｑ
１式％式％ 第２図から明らかなようにコンデンサ１６の両端電圧が
Ｏ（ｖ） ｔで低下したとき、コイル１５の励磁電流は
最大となる。このコイル１５の最大励磁電流ＩＬＩ！Ｉ
Ｍ（Ａ）は下記に示すαυで表わされる。
−−−一−−−（４）オンサイクルの残期間π丙＝下１
＜ｔ＜ （’ｒはスイッチング周期）においては、コ
ンデンサー６の充電は完了しているが、スイッチングト
ランジスター４はオフ状態であシ、放電経路がないため
、コンデンサー６は最大電圧ＶＣ１６（ＭＡＸ） ＝
２Ｅを維持する。次にオフサイクル（Ｔ７２（ｔ（Ｔ）
にかいて、主スイツチングトランジスターがオフし、ス
イッチングトランジスター４がオンすると、コイル１５
との共振作用にようコンデンサー６の電荷は電圧変換ト
ランス６およびダイオードＴを介して第２図（ａ）に示
すようにコンデンサー０に放電される。ここで、コンデ
ンサ１６が放電を開始し、その両端電圧が０（ｖ）にな
るまでの時間をτｔ （ｓｚｃ） ＋電圧変換トランス
６の１次巻線数を” （ｔｕｒｎ） ＋その２次巻線数
をＮ２ （ｔｕｒｎ）とすると、共振電流Ｉｔ、ｔｓ（
Ａ）、両端電圧Ｖａ１６（ｖ）は下記に示す（５）〜Ｑ
１式％式％ 第２図から明らかなようにコンデンサ１６の両端電圧が
Ｏ（ｖ） ｔで低下したとき、コイル１５の励磁電流は
最大となる。このコイル１５の最大励磁電流ＩＬＩ！Ｉ
Ｍ（Ａ）は下記に示すαυで表わされる。
以後コイル１５の励磁電流はダイオード１Ｔを介してリ
セットされる。このリセット期間をτ２０ＩＣ）とする
と、この期間のコイル１５の電流ＩＬ１５（Ａ）および
τ２０寛Ｃ）は下記に示すαＺ、（１３１式で表わされ
る。
セットされる。このリセット期間をτ２０ＩＣ）とする
と、この期間のコイル１５の電流ＩＬ１５（Ａ）および
τ２０寛Ｃ）は下記に示すαＺ、（１３１式で表わされ
る。
コイル１５の励磁完了後は次のオンサイクルが開始され
るまで回路動作は静止している。
るまで回路動作は静止している。
なお、前述した（４）〜帖式を導き出すにあたってコン
デンサ１００両端電圧、すなわち出力電圧■。
デンサ１００両端電圧、すなわち出力電圧■。
はコンデンサ１０と負荷抵抗器１１との放電回路の時定
数が周期Ｔに比べて極めて大きいと仮定しており、オン
サイクル、オフサイクルを通してその電圧値は不変であ
るとした。
数が周期Ｔに比べて極めて大きいと仮定しており、オン
サイクル、オフサイクルを通してその電圧値は不変であ
るとした。
以上の説明から明らかなように各スイッチングトランジ
スタ１，１４を流れる電流が正弦波状となるため、発生
するノイズは基本波のみであり、高調波成分はない。ま
た、ターンオン、ターンオフ時のスイッチングトランジ
スタ１，１４の電流は零であり１原理的にスイッチング
ロスはなくなシ、したがって電流急変に起因したスイッ
チングノイズもなくなる。
スタ１，１４を流れる電流が正弦波状となるため、発生
するノイズは基本波のみであり、高調波成分はない。ま
た、ターンオン、ターンオフ時のスイッチングトランジ
スタ１，１４の電流は零であり１原理的にスイッチング
ロスはなくなシ、したがって電流急変に起因したスイッ
チングノイズもなくなる。
ここで、動作周波数、負荷抵抗器１１の抵抗値をそれぞ
れｆ（Ｈ２） ＋ Ｒｔ＋（Ｑ）とすると、出力電力Ｐ
ｏ （ｗ）は ＶＬＩ５Ｍ＝２Ｅ の関係により下記に示す帥式が導か
れる。
れｆ（Ｈ２） ＋ Ｒｔ＋（Ｑ）とすると、出力電力Ｐ
ｏ （ｗ）は ＶＬＩ５Ｍ＝２Ｅ の関係により下記に示す帥式が導か
れる。
Ｖ ６ ＝ Ｅ ？ （Ｖ） −−一−−−−−−−
−−−−−−−−−０９上記０３式よう入力電圧（Ｅに
比例）および負荷抵抗器１１の抵抗値Ｒ１１の変動に対
して周波数ｆを調整することによう、出力電圧を安定化
できることがわかシ、そのための周波数制御回路１８が
必要となる。
−−−−−−−−−０９上記０３式よう入力電圧（Ｅに
比例）および負荷抵抗器１１の抵抗値Ｒ１１の変動に対
して周波数ｆを調整することによう、出力電圧を安定化
できることがわかシ、そのための周波数制御回路１８が
必要となる。
以上説明したように本発明は、コイルと第２のコンデン
サとからなる直列回路の共振作用によシ、第１のスイッ
チングトランジスタおよび第２のスイッチングトランジ
スタの電流を正弦波状としたので、スイッチングロスが
ほぼ零となり１高効率化が可能となり１高周波小型化を
計ることができる。筐た、ノイズに対しては共振周波数
の基本波のみのため、低ノイズであシ、従来のスイッチ
ング素子のＣＲスナバ−３よび入力ラインフィルタなど
の削除が可能となう１回路構成が簡略化され、小型で低
価格な電源の実現が可能となるなどの極めて優れた効果
が得られる。
サとからなる直列回路の共振作用によシ、第１のスイッ
チングトランジスタおよび第２のスイッチングトランジ
スタの電流を正弦波状としたので、スイッチングロスが
ほぼ零となり１高効率化が可能となり１高周波小型化を
計ることができる。筐た、ノイズに対しては共振周波数
の基本波のみのため、低ノイズであシ、従来のスイッチ
ング素子のＣＲスナバ−３よび入力ラインフィルタなど
の削除が可能となう１回路構成が簡略化され、小型で低
価格な電源の実現が可能となるなどの極めて優れた効果
が得られる。
第１図は本発明によるスイッチングレギュレータの一実
施例を示す回路図、第２図（ａ） 、 （ｂ）は第１図
の動作を説明する電圧の波形図、第３図は従来のスイッ
チングレギュレータを示す回路図である。 ｊ ａｓ・・主スイツチングトランジスタ、２・・・・
商用電源、４・・・・整流ダイオード、５・・・・入力
コンデンサ、６・・・・電圧変換トランス、７・・・・
ダイオード、１０・―・・コンデンサ、１１・・・・負
荷抵抗器、１４・・・−スイッチングトランジスタ、１
５・・・コイル、１６・・・・コンデンサ、ＩＴ・・・
・ダイオード、１８・・・・周波数制御回路。
施例を示す回路図、第２図（ａ） 、 （ｂ）は第１図
の動作を説明する電圧の波形図、第３図は従来のスイッ
チングレギュレータを示す回路図である。 ｊ ａｓ・・主スイツチングトランジスタ、２・・・・
商用電源、４・・・・整流ダイオード、５・・・・入力
コンデンサ、６・・・・電圧変換トランス、７・・・・
ダイオード、１０・―・・コンデンサ、１１・・・・負
荷抵抗器、１４・・・−スイッチングトランジスタ、１
５・・・コイル、１６・・・・コンデンサ、ＩＴ・・・
・ダイオード、１８・・・・周波数制御回路。
Claims (1)
- 整流回路、スイッチング素子および電圧変換トランスを
備えたスイッチングレギュレータにおいて、電圧変換ト
ランスの１次巻線と第１のスイッチングトランジスタと
第１のスイッチングトランジスタに対してオン、オフ位
相が逆の関係にある第２のスイッチングトランジスタと
からなる直列回路を整流回路に並列接続された第１のコ
ンデンサの両端側に接続し、コイルと第２のコンデンサ
とからなる直列回路を第１のスイッチングトランジスタ
と第２のスイッチングトランジスタとの接続点と、第１
のコンデンサと電圧変換トランスの１次巻線との接続点
との間に接続し、かつ第１のダイオードを第２のコンデ
ンサに並列接続し、第３のコンデンサと第２のダイオー
ドとの直列回路が電圧変換トランスの２次巻線の両端側
に接続し、かつ第３のコンデンサの両端側を出力とする
とともに第２のダイオードと第３のコンデンサとの接続
点と第１のスイッチングトランジスタおよび第２のスイ
ッチングトランジスタとの間にスイッチング周期を可変
する周波数制御回路を接続することを特徴としたスイッ
チングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19428289A JPH0360367A (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | スイツチングレギユレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19428289A JPH0360367A (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | スイツチングレギユレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0360367A true JPH0360367A (ja) | 1991-03-15 |
Family
ID=16322013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19428289A Pending JPH0360367A (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | スイツチングレギユレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0360367A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9444350B2 (en) | 2011-08-18 | 2016-09-13 | Fujitsu Limited | DC-DC converter with LC resonance circuit and transformer |
-
1989
- 1989-07-28 JP JP19428289A patent/JPH0360367A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9444350B2 (en) | 2011-08-18 | 2016-09-13 | Fujitsu Limited | DC-DC converter with LC resonance circuit and transformer |
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