JPH033471B2 - - Google Patents
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- JPH033471B2 JPH033471B2 JP3599483A JP3599483A JPH033471B2 JP H033471 B2 JPH033471 B2 JP H033471B2 JP 3599483 A JP3599483 A JP 3599483A JP 3599483 A JP3599483 A JP 3599483A JP H033471 B2 JPH033471 B2 JP H033471B2
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は誘導電動機、同期電動機等を駆動する
ための可変電圧可変周波数電源として用いられる
循環電流式サイクロコンバータ装置に関する。
ための可変電圧可変周波数電源として用いられる
循環電流式サイクロコンバータ装置に関する。
一般にサイクロコンバータは、商用周波数の交
流電力を別の周波数の交流電力に直接変換する電
力変換装置であり、誘導電動機や同期電動機を駆
動するための可変電圧可変周波数電源として広く
使われている。
流電力を別の周波数の交流電力に直接変換する電
力変換装置であり、誘導電動機や同期電動機を駆
動するための可変電圧可変周波数電源として広く
使われている。
このサイクロコンバータの方式は大きく分けて
循環電流式と非循環電流式とがある。前者は正群
コンバータと負群コンバータを同時に動作させ、
２つのコンバータの出力電圧の平均値により負荷
に供給する電流を制御している。それに対し後者
は正群コンバータあるいは負群コンバータを負荷
電流の方向によつて交互に動作させ、どちらか一
方のコンバータの出力電圧が負荷に印加される。
循環電流式と非循環電流式とがある。前者は正群
コンバータと負群コンバータを同時に動作させ、
２つのコンバータの出力電圧の平均値により負荷
に供給する電流を制御している。それに対し後者
は正群コンバータあるいは負群コンバータを負荷
電流の方向によつて交互に動作させ、どちらか一
方のコンバータの出力電圧が負荷に印加される。
非循環電流式サイクロコンバータは正群コンバ
ータから負群コンバータに動作を切換える時、あ
るいは逆に負群コンバータから正群コンバータに
切換える時、負荷電流を一旦零にしなければなら
ず、負荷電流歪みが大きくなる欠点がある。従つ
て、負荷電流の休止期間があまり問題とならない
低周波数（電源周波数の３程度）の負荷に用途が
限定されている。
ータから負群コンバータに動作を切換える時、あ
るいは逆に負群コンバータから正群コンバータに
切換える時、負荷電流を一旦零にしなければなら
ず、負荷電流歪みが大きくなる欠点がある。従つ
て、負荷電流の休止期間があまり問題とならない
低周波数（電源周波数の３程度）の負荷に用途が
限定されている。
これに対し循環電流式サイクロコンバータは正
群及び負群コンバータは常に動作しており負荷電
流を一旦零にする必要はない。故に負荷電流の波
形歪みは小さく出力周波数の上限値を高くできる
利点がある。
群及び負群コンバータは常に動作しており負荷電
流を一旦零にする必要はない。故に負荷電流の波
形歪みは小さく出力周波数の上限値を高くできる
利点がある。
このように循環電流式サイクロコンバータは電
流歪みの少ない正弦波電流を負荷に供給すること
ができ循環電流を利用して受電端の無効電力制御
できる等の利点を有するが正群コンバータと負群
コンバータの間に直流リアクトルが必要となり装
置の主回路構成を複雑にし、非循環電流式サイク
ロコンバータと比較した場合、高価なシステムと
なり寸法形状も大きくなる欠点があつた。また直
流リアクトルには循環電流だけなく負荷電流も加
わつて流れるためその巻線及び鉄心はいきおい大
型になる傾向にあり、大容量装置では電源トラン
スなみの設置面積を用意しなければならない等の
欠点があつた。
流歪みの少ない正弦波電流を負荷に供給すること
ができ循環電流を利用して受電端の無効電力制御
できる等の利点を有するが正群コンバータと負群
コンバータの間に直流リアクトルが必要となり装
置の主回路構成を複雑にし、非循環電流式サイク
ロコンバータと比較した場合、高価なシステムと
なり寸法形状も大きくなる欠点があつた。また直
流リアクトルには循環電流だけなく負荷電流も加
わつて流れるためその巻線及び鉄心はいきおい大
型になる傾向にあり、大容量装置では電源トラン
スなみの設置面積を用意しなければならない等の
欠点があつた。
本発明は上記欠点を除去するためになされたも
ので、装置の小型軽量化を図り得る循環電流式サ
イクロコンバータ装置を供給することを目的とす
る。
ので、装置の小型軽量化を図り得る循環電流式サ
イクロコンバータ装置を供給することを目的とす
る。
本発明では上記目的を達成するために、正群コ
ンバータ及び負群コンバータの出力端子を直流リ
アクトルを介することなく負荷に接続し、電源ト
ランスの２次側もれインダクタンスを正群コンバ
ータ、負群コンバータ間を循環する循環電流の脈
動を十分小さく抑えられる程度に大きくして、２
次側もれインダクタンスにより直流リアクトルを
代用するようにしている。
ンバータ及び負群コンバータの出力端子を直流リ
アクトルを介することなく負荷に接続し、電源ト
ランスの２次側もれインダクタンスを正群コンバ
ータ、負群コンバータ間を循環する循環電流の脈
動を十分小さく抑えられる程度に大きくして、２
次側もれインダクタンスにより直流リアクトルを
代用するようにしている。
本発明の一実施例を第１図乃至第５図を参照し
て説明する。
て説明する。
第１図において、１は三相交流電源（以下電源
と称す）、２は電源トランス、３は循環電流式サ
イクロコンバータ本体（以下サイクロコンバータ
本体と称す）、４は負荷である。サイクロコンバ
ータ本体３は正群コンバータ５，６、及び負群コ
ンバータ７，８からなり、従来装置にあつた直流
リアクトルはなく、両コンバータ５，６，７，８
の入力端子は電源トランス２に出力端子は負荷４
に接続されており、電源１の三相交流電力を可変
電圧可変周波数電力に変換して、負荷４に供給す
る。電源トランス２は１次側デルタ結線に対し、
２次側に２個のスター結線と２個のデルタ結線を
有しており、各コンバータ５，６，７，８を絶縁
して、電力を供給している。サイクロコンバータ
本体３は12パルス制御方式としており、また電源
トランス２は従来装置に使用されていた電源トラ
ンスに比べ、２次側のもれインダクタンスが大き
くなるように設計されている。
と称す）、２は電源トランス、３は循環電流式サ
イクロコンバータ本体（以下サイクロコンバータ
本体と称す）、４は負荷である。サイクロコンバ
ータ本体３は正群コンバータ５，６、及び負群コ
ンバータ７，８からなり、従来装置にあつた直流
リアクトルはなく、両コンバータ５，６，７，８
の入力端子は電源トランス２に出力端子は負荷４
に接続されており、電源１の三相交流電力を可変
電圧可変周波数電力に変換して、負荷４に供給す
る。電源トランス２は１次側デルタ結線に対し、
２次側に２個のスター結線と２個のデルタ結線を
有しており、各コンバータ５，６，７，８を絶縁
して、電力を供給している。サイクロコンバータ
本体３は12パルス制御方式としており、また電源
トランス２は従来装置に使用されていた電源トラ
ンスに比べ、２次側のもれインダクタンスが大き
くなるように設計されている。
第２図は第１図の正群コンバータの１つ５とそ
の交流側端子に接続された電源トランス２の２次
側スター結線２０の等価回路を表わしたもので、
２１〜２６はサイリスタ素子であり三相ブリツジ
接続され、ｕ，ｖ，ｗは電源トランス２の２次側
相電圧、lu，lv，lwは電源トランス２の２次側も
れインダクタンスである。なお電源トランス２の
２次巻線の抵抗分は十分小さいとして無視する。
の交流側端子に接続された電源トランス２の２次
側スター結線２０の等価回路を表わしたもので、
２１〜２６はサイリスタ素子であり三相ブリツジ
接続され、ｕ，ｖ，ｗは電源トランス２の２次側
相電圧、lu，lv，lwは電源トランス２の２次側も
れインダクタンスである。なお電源トランス２の
２次巻線の抵抗分は十分小さいとして無視する。
サイリスタ２１と２５が導通している状態を考
えると循環電流IOは電圧ｕ→もれインダクタンス
lu→サイリスタ２１→負群コンバータ７，８→正
群コンバータ６→サイリスタ２５→もれインダク
タンスlv→電圧ｖの経路に流れる。また、負荷電
流ILは電圧ｕ→もれインダクタンスlu→サイリス
タ２１→負荷４→正群コンバータ６→サイリスタ
２５→もれインダクタンスlv→電圧ｖの経路に流
れる。
えると循環電流IOは電圧ｕ→もれインダクタンス
lu→サイリスタ２１→負群コンバータ７，８→正
群コンバータ６→サイリスタ２５→もれインダク
タンスlv→電圧ｖの経路に流れる。また、負荷電
流ILは電圧ｕ→もれインダクタンスlu→サイリス
タ２１→負荷４→正群コンバータ６→サイリスタ
２５→もれインダクタンスlv→電圧ｖの経路に流
れる。
すなわち、電源トランス２の２次側もれインダ
クタンスlvは循環電流IOの経路及び負荷電流ILの
経路の両方に入つていることがわかる。故に２次
もれインダクタンスlvによつて従来の直流リアク
トルの役目をはたさせることができその値を適当
に選ぶことにより循環電流IOの脈動十分小さくお
さえることができる。
クタンスlvは循環電流IOの経路及び負荷電流ILの
経路の両方に入つていることがわかる。故に２次
もれインダクタンスlvによつて従来の直流リアク
トルの役目をはたさせることができその値を適当
に選ぶことにより循環電流IOの脈動十分小さくお
さえることができる。
しかし、もれインダクタンスlu，lv，lwはコン
バータ５，６，７，８の転流に関係しむやみに大
きくすることは不経済であり装置の寸法形状を逆
に増加する結果になる。正群コンバータ５の点弧
位相角をα、転流重なり角をｕ、トランス２次巻
線の相電圧実効値をV2、コンバータの出力電流
をIP、トランスのもれリアクタンスをxsとした場
合次式の関係が成り立つ。
バータ５，６，７，８の転流に関係しむやみに大
きくすることは不経済であり装置の寸法形状を逆
に増加する結果になる。正群コンバータ５の点弧
位相角をα、転流重なり角をｕ、トランス２次巻
線の相電圧実効値をV2、コンバータの出力電流
をIP、トランスのもれリアクタンスをxsとした場
合次式の関係が成り立つ。
xs＝2πfls ……(2)
ｆ：電源周波数
ls：もれインダクタンス（１相分）
故にトランスのもれインダクタンスlsを増加す
ると転流重なり角ｕが増加し、コンバータの制御
可能範囲をせばめる結果となる。
ると転流重なり角ｕが増加し、コンバータの制御
可能範囲をせばめる結果となる。
点弧位相角の上限値αlimitを140゜、転流余有角
γを20゜とした場合、α＝140゜、α＋ｕ＝180゜−
20゜＝160゜を(1)式に代入し が得られる。ここで電源トランスの定格２次電流
I2をI2＝√２３・Pに選べば、(3)式で与えられ
た値は電源トランス２のパーセントもれリアクタ
ンスに等しくなる。通常の電源トランスの設計で
はパーセントもれリアクタンスは５〜10％程度に
選ぶから(3)式の値はその２〜３倍ということにな
るが製作上はそれほど困難ではない。
γを20゜とした場合、α＝140゜、α＋ｕ＝180゜−
20゜＝160゜を(1)式に代入し が得られる。ここで電源トランスの定格２次電流
I2をI2＝√２３・Pに選べば、(3)式で与えられ
た値は電源トランス２のパーセントもれリアクタ
ンスに等しくなる。通常の電源トランスの設計で
はパーセントもれリアクタンスは５〜10％程度に
選ぶから(3)式の値はその２〜３倍ということにな
るが製作上はそれほど困難ではない。
次に(3)式で与えられた値のもれインダクタンス
ls（ls＝xs／2πf）によつてどの程度循環電流IOの
脈動をおさえるか検討する。
ls（ls＝xs／2πf）によつてどの程度循環電流IOの
脈動をおさえるか検討する。
第３図は第１図のサイクロコンバータ装置の簡
易等価回路を示したものでLOは電源トランス２
の２次もれインダクタンスを直流リアクトルに置
き換えた値を示す。コンバータ５，６，７，８が
全て２素子導通している場合等価直流リアクトル
LOはLO＝８×ls（lsは２次側１相分もれインダク
タンス）となる。またコンバータ５，６，７，８
の全てが重なり期間にあり３素子導通している場
合LO＝４×1.5×ls＝6lsとなる。
易等価回路を示したものでLOは電源トランス２
の２次もれインダクタンスを直流リアクトルに置
き換えた値を示す。コンバータ５，６，７，８が
全て２素子導通している場合等価直流リアクトル
LOはLO＝８×ls（lsは２次側１相分もれインダク
タンス）となる。またコンバータ５，６，７，８
の全てが重なり期間にあり３素子導通している場
合LO＝４×1.5×ls＝6lsとなる。
電圧Ｅは電源トランス２の２次電圧の合成値で
スター巻線とデルタ巻線に電圧位相差が30゜ある
ことから２次相電圧V2に対して次の関係がある。
スター巻線とデルタ巻線に電圧位相差が30゜ある
ことから２次相電圧V2に対して次の関係がある。
Ｅ＝２・√３V2cos15゜ ……(4)
第４図は循環電流IOの波形図を示すもので、脈
動が最大になる時のコンバータ５，６，７，８の
点弧位相角αは90゜でそのピーク値Ipeakは次式の
ようになる。
動が最大になる時のコンバータ５，６，７，８の
点弧位相角αは90゜でそのピーク値Ipeakは次式の
ようになる。
ただしω＝2πf
β＝（π／ｐ） ｐ＝12：制御パルス数
LO＝8lsとして(3)式及び(4)式を(5)式に代入する
と すなわち出力電流IPの18.96％だけ循環電流が
脈動することになる。
と すなわち出力電流IPの18.96％だけ循環電流が
脈動することになる。
この値は循環電流制御に際し、あまり問題とな
らないものであり、十分に直流リアクトルの代わ
りをはたすことができる。またサイクロコンバー
タ本体３の制御パルス数を増加させた場合、その
効果は顕著に現われ24パルス制御方式では12パル
ス制御方式より循環電流IOの脈動はさらに約1/4
程度に減少する。
らないものであり、十分に直流リアクトルの代わ
りをはたすことができる。またサイクロコンバー
タ本体３の制御パルス数を増加させた場合、その
効果は顕著に現われ24パルス制御方式では12パル
ス制御方式より循環電流IOの脈動はさらに約1/4
程度に減少する。
なお、電源トランス２の２次もれインダクタン
スlu，lv，lwを増加させたことに伴ない電源トラ
ンス２の寸法形状が多少大きくなる傾向にはある
が、直流リアクトルがなくなつたことによる寸法
形状の縮小化の効果の方がはるかに大きい。
スlu，lv，lwを増加させたことに伴ない電源トラ
ンス２の寸法形状が多少大きくなる傾向にはある
が、直流リアクトルがなくなつたことによる寸法
形状の縮小化の効果の方がはるかに大きい。
また非循環電流式サイクロコンバータと比較し
た場合、出力電流の歪みが小さく出力周波数の上
限値を高くとることができる。
た場合、出力電流の歪みが小さく出力周波数の上
限値を高くとることができる。
従つて本実施例によれば、従来必要とされた直
流リアクトルを除去できるため装置の構成が簡単
になり、それに伴ない配線が簡略化され、装置全
体の小形軽量化を図り得る循環式サイクロコンバ
ータ装置を提供することができる。
流リアクトルを除去できるため装置の構成が簡単
になり、それに伴ない配線が簡略化され、装置全
体の小形軽量化を図り得る循環式サイクロコンバ
ータ装置を提供することができる。
次に第１図に示す装置の無効電力制御装置につ
いて第１図及び第５図を参照して説明する。
いて第１図及び第５図を参照して説明する。
第１図において、５０は変成器、５１は変流器
であり、受電端の三相交流電圧、電流を検出す
る。５２は無効電力演算回路であり、受電端の電
圧、電流から無効電力量Ｑを算出する。５３，５
４，５５は変流器であり、それぞれ正群コンバー
タ５，６の出力電流IP、負群コンバータ、７，８
の出力電流IN、負荷電流ILを検出する。
であり、受電端の三相交流電圧、電流を検出す
る。５２は無効電力演算回路であり、受電端の電
圧、電流から無効電力量Ｑを算出する。５３，５
４，５５は変流器であり、それぞれ正群コンバー
タ５，６の出力電流IP、負群コンバータ、７，８
の出力電流IN、負荷電流ILを検出する。
第５図において、C1，C2，C3は比較器、A1，
A2は加算器、５６，５７，５８は制御補償回路
５９は反較増幅器、６０，６１は位相制御回路で
ある。
A2は加算器、５６，５７，５８は制御補償回路
５９は反較増幅器、６０，６１は位相制御回路で
ある。
負荷電流ILは次のように制御される。
比較器C1によつて負荷電流検出値ILとその指令
値I* Lを比較し、その偏差ε1＝I* L−ILを制御補償回
路５６に入力する。制御補償回路５６は制御系の
安定化あるいは反答性を考慮して設計されるがこ
こでは簡単のため比例要素（増幅率K1倍）だけ
として説明する。偏差ε1はK1倍され加算器A1を
介して正群コンバータの位相制御回路６０に入力
され、もう１つは反転増幅器５９（増幅率１倍）
で反転し、加算器A2を介して負群コンバータの
位相制御回路６１に入力される。ここで循環電流
ILの制御系の制御補償回路５７からの出力信号が
十分小さいものと考えると正群コンバータ５，６
の点弧位相角αPに対し負群コンバータ７，８の点
弧位相角αNは、αN＝180゜−αPとなつて両コンバー
タの出力電圧VP及びVNは次式のように表わされ
る。
値I* Lを比較し、その偏差ε1＝I* L−ILを制御補償回
路５６に入力する。制御補償回路５６は制御系の
安定化あるいは反答性を考慮して設計されるがこ
こでは簡単のため比例要素（増幅率K1倍）だけ
として説明する。偏差ε1はK1倍され加算器A1を
介して正群コンバータの位相制御回路６０に入力
され、もう１つは反転増幅器５９（増幅率１倍）
で反転し、加算器A2を介して負群コンバータの
位相制御回路６１に入力される。ここで循環電流
ILの制御系の制御補償回路５７からの出力信号が
十分小さいものと考えると正群コンバータ５，６
の点弧位相角αPに対し負群コンバータ７，８の点
弧位相角αNは、αN＝180゜−αPとなつて両コンバー
タの出力電圧VP及びVNは次式のように表わされ
る。
VP＝kV・VS・cosαP ……(7)
VN＝−kV・VS・cosαN
＝−kV・VS・cos（180゜−αP）＝VP
……(8) ただし、kV：変換定数，VS：電源電圧 すなわち、両コンバータの出力電圧VP及びVN
は一致し直流リアクトルに印加される電圧VP−
VNが零となる（実際には電圧リツプル分だけ印
加されるが説明を簡単にするため当該リツプル分
を無視する）ので循環電流IOはほとんど流れな
い。
……(8) ただし、kV：変換定数，VS：電源電圧 すなわち、両コンバータの出力電圧VP及びVN
は一致し直流リアクトルに印加される電圧VP−
VNが零となる（実際には電圧リツプル分だけ印
加されるが説明を簡単にするため当該リツプル分
を無視する）ので循環電流IOはほとんど流れな
い。
負荷端子には上記出力電圧VP及びVNの平均値
（VP＋VN）／２が印加され、この平均値を制御す
ることにより負荷電流ILを制御している。
（VP＋VN）／２が印加され、この平均値を制御す
ることにより負荷電流ILを制御している。
I* L＞ILとなつた場合、ε1は正の値となりK1倍さ
れて位相制御回路６０にはK1・ε1が入力され位
相制御回路６１には−K1・ε1が入力される。そ
の結果各コンバータの出力電圧VP，VNは第１図
中の矢印の方向に増加しその平均値（VP＋
VN）／２を増加させる。故に負荷電流ILは矢印
の向きに増加してIL＝I* Lとなるように制御され
る。
れて位相制御回路６０にはK1・ε1が入力され位
相制御回路６１には−K1・ε1が入力される。そ
の結果各コンバータの出力電圧VP，VNは第１図
中の矢印の方向に増加しその平均値（VP＋
VN）／２を増加させる。故に負荷電流ILは矢印
の向きに増加してIL＝I* Lとなるように制御され
る。
I* L＜ILとなつた場合も同様に制御され負荷電流
ILは常にその指令値I* Lに一致するように制御され
る。負荷電流指令値I* Lを正弦波状に変化させれば
それに追従して負荷電流ILも正弦波電流となる。
ILは常にその指令値I* Lに一致するように制御され
る。負荷電流指令値I* Lを正弦波状に変化させれば
それに追従して負荷電流ILも正弦波電流となる。
次に循環電流IOの制御動作を説明する。
循環電流IOは正群コンバータ５，６の出力電流
IP、負群コンバータ７，８の出力電流IN及び負荷
電流ILの検出値から次の演算を行うことにより求
めることができる。
IP、負群コンバータ７，８の出力電流IN及び負荷
電流ILの検出値から次の演算を行うことにより求
めることができる。
IO＝（IP＋IN−｜IL｜）／２ ……(9)
ただし｜IL｜はILの絶対値とする。
比較器C3によつて上記循環電流検出値IOとその
指令値I* Oを比較し、その偏差ε3＝I* O−IOを次の制
御補償回路５７（簡単のため増幅率K2倍の比例
要素とする）に入力する。制御補償回路５７の出
力信号K2・ε3を前記加算器A1及びA2に入力する。
その結果前記位相制御回路PH−Ｐ及びPH−Ｎ
の入力V〓P，V〓Nは次式のようになる。
指令値I* Oを比較し、その偏差ε3＝I* O−IOを次の制
御補償回路５７（簡単のため増幅率K2倍の比例
要素とする）に入力する。制御補償回路５７の出
力信号K2・ε3を前記加算器A1及びA2に入力する。
その結果前記位相制御回路PH−Ｐ及びPH−Ｎ
の入力V〓P，V〓Nは次式のようになる。
V〓P＝K1・ε1＋K2・ε3 ……(10)
V〓N＝−K1・ε1＋K2・ε3 ……(11)
従つてK2・ε3の分だけ両コンバータの出力電
圧のバランスはくずれVP≠VNとなる。
圧のバランスはくずれVP≠VNとなる。
I* O＞IOの場合、偏差ε3＝I* O−IOは正の値となつ
てVP＞VNとなる。故に電源トランス２の２次側
もれインダクタンスlu，lv，lwに差電圧VP−VN
が印加され循環電流IOを増加させる。
てVP＞VNとなる。故に電源トランス２の２次側
もれインダクタンスlu，lv，lwに差電圧VP−VN
が印加され循環電流IOを増加させる。
逆にI* O＜IOとなつた場合、ε3が負の値となつ
て、VP＜VNとなり循環電流IOを減少させる。最
終的にIO＝I* Oとなつて落ち着く。
て、VP＜VNとなり循環電流IOを減少させる。最
終的にIO＝I* Oとなつて落ち着く。
この循環電流制御に伴ない両コンバータの出力
電圧VP及びVNが変化するが、負荷に印加される
電圧（VP＋VN）／２は影響を受けず負荷電流制
御は前述のように行われる。
電圧VP及びVNが変化するが、負荷に印加される
電圧（VP＋VN）／２は影響を受けず負荷電流制
御は前述のように行われる。
次にサイクロコンバータ装置の受電端の無効電
力制御について説明する。
力制御について説明する。
受電端には一定の進み無効電力をとる進相コン
デンサ６２が接続されておりサイクロコンバータ
がとる遅れ無効電力がこの進み無効電力と等しく
なるように制御すれば、電源からは常に有効電力
のみを供給することになる。
デンサ６２が接続されておりサイクロコンバータ
がとる遅れ無効電力がこの進み無効電力と等しく
なるように制御すれば、電源からは常に有効電力
のみを供給することになる。
まず、受電端の電圧、電流の変成器５０及び変
流器５１によつて検出し、無効電力演算回路５２
によつて受電端の無効電力Ｑを求める。
流器５１によつて検出し、無効電力演算回路５２
によつて受電端の無効電力Ｑを求める。
比較器C2によつて無効電力の検出値Ｑとその
指令Q*を比較し、その偏差ε2＝Q*−Ｑを制御補
償回路５８に入力する。当該制御補償回路５８は
通常積分要素が使われ偏差ε2の定常分を零に制御
している。
指令Q*を比較し、その偏差ε2＝Q*−Ｑを制御補
償回路５８に入力する。当該制御補償回路５８は
通常積分要素が使われ偏差ε2の定常分を零に制御
している。
制御補償回路５８の出力I* Oは循環電流IOの指令
値となる。循環電流IOは電源側から見た場合、有
効電力には関係せず常に遅れの無効電力となつて
現われる。故に循環電流IOを制御することにより
受電端の無効電力Ｑを制御することができる。
値となる。循環電流IOは電源側から見た場合、有
効電力には関係せず常に遅れの無効電力となつて
現われる。故に循環電流IOを制御することにより
受電端の無効電力Ｑを制御することができる。
通常、受電端の無効電力指令値Q*は零に設定
される。また、ここでは無効電力検出値Ｑは遅れ
を正の値として説明する。
される。また、ここでは無効電力検出値Ｑは遅れ
を正の値として説明する。
Q*＞Ｑの場合、偏差ε2＝Q*−Ｑは正の値とな
り制御補償回路５８を介して循環電流の指令値I* O
を増加させる。循環電流IOはその指令値I* Oに一致
するように制御されるので、サイクロコンバータ
がとる遅れ無効電力が増加し、受電端の遅れ無効
電力Ｑを増加させる。
り制御補償回路５８を介して循環電流の指令値I* O
を増加させる。循環電流IOはその指令値I* Oに一致
するように制御されるので、サイクロコンバータ
がとる遅れ無効電力が増加し、受電端の遅れ無効
電力Ｑを増加させる。
逆にQ*＜Ｑとなつた場合、偏差ε2は負の値と
なつて循環電流IO＝I* Oを減少させサイクロコンバ
ータがとる遅れ無効電力を減らす。最終的にＱ＝
Q*となつて落ち着く。
なつて循環電流IO＝I* Oを減少させサイクロコンバ
ータがとる遅れ無効電力を減らす。最終的にＱ＝
Q*となつて落ち着く。
指令値Q*を零に設定すればＱ＝０となつて受
電端の基本波力率を常に１に保つことができる。
電端の基本波力率を常に１に保つことができる。
このように、第１図に示す装置においては循環
電流IOを積極的に制御することにより受電端の無
効電力を制御できる。
電流IOを積極的に制御することにより受電端の無
効電力を制御できる。
本発明によれば以上説明したように、装置の小
型軽量化を図り得る循環式サイクロコンバータ装
置を提供することができる。
型軽量化を図り得る循環式サイクロコンバータ装
置を提供することができる。
第１図は本発明の実施例を示す構成図、第２図
及び第３図は第１図の装置の一部等価回路図、第
４図は循環電流の波形図、第５図は第１図の装置
の無効電力制御装置である。 ２……電源トランス、４……負荷、５，６……
正群コンバータ、７，８……負群コンバータ。
及び第３図は第１図の装置の一部等価回路図、第
４図は循環電流の波形図、第５図は第１図の装置
の無効電力制御装置である。 ２……電源トランス、４……負荷、５，６……
正群コンバータ、７，８……負群コンバータ。
Claims (1)
- １ 電源トランス、正群コンバータ、負群コンバ
ータにより負荷に可変電圧可変周波数電力を供給
する循環式サイクロコンバータ装置において、前
記正群コンバータ及び負群コンバータの出力端子
を直流リアクトルを介することなく負荷に接続
し、前記電源トランスの２次側もれインダクタン
スを前記正群コンバータ、負群コンバータ間を循
環する循環電流の脈動を十分小さく抑えられる程
度に大きくすることを特徴とする循環式サイクロ
コンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3599483A JPS59162772A (ja) | 1983-03-07 | 1983-03-07 | 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3599483A JPS59162772A (ja) | 1983-03-07 | 1983-03-07 | 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59162772A JPS59162772A (ja) | 1984-09-13 |
| JPH033471B2 true JPH033471B2 (ja) | 1991-01-18 |
Family
ID=12457372
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3599483A Granted JPS59162772A (ja) | 1983-03-07 | 1983-03-07 | 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59162772A (ja) |
-
1983
- 1983-03-07 JP JP3599483A patent/JPS59162772A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59162772A (ja) | 1984-09-13 |
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