JPH03203416A - 自動等化器及び直交振幅変調波復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は自動等化器及び自動等化能力を有する直交振幅
変調波復調器に関する。本明細書では、位相変調波も直
交振幅変調波の一形態と考える。

従って本発明の自動等化器及び直交変調波復調器は、位
相変調波の！［調にも利用できる。

（従来の技術） 無線及び有線の通信に使用される復調器には、通信回線
に固有の特性によって生ずる歪を除去するために、通信
回線の逆特性を有する固定等花器又は自動等花器が組み
込まれている。等花器を構成するトランスバーサルフィ
ルタのゲインタップ係数が可変である自動等化器は、通
信回線特性の経時的変化に追従することができるため、
固定等化器に比べて等化能力が優れている。

自動等化器を有する復Ｗ４器の一例として、従来の直交
振幅変調波復調器のブロック図を第５図に示す。第５図
に示される直交振幅変調波復調器は、デジタル信号処理
技術を用いたものであって、通常、Ｄ　Ｓ　Ｐ　（Ｄｉ
ｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）によ
って実現される。

第５図の直交振幅変調波復調器に於いて、入力端子７１
に入力されるデジタル化された受信信号と、基準搬送波
発生器７４から出力される複素基準搬送波とが、複素乗
算器７２によって掛け金わされる。

本明細書に於ける複素基準搬送波とは、その実部の基準
搬送波と、該実部の基準搬送波に対して直交する、即ち
位相がπ／２だけ異なる虚部の基準搬送波とをあわせて
呼称したものである。複素基準搬送波は、 ｅｘｐ（−ｊωｏｋ） ＝ＣＯＳωｏｋ−ｊｓｆｎωＯｋ 又は、 ｅｘｐ（ｊω。ｋ） ＝ＣＯＳωｏｋ＋Ｊｓ１ｎω、に と表現される。

本明細書に於ける複素乗算器には、２個のタイプがある
。第１のタイプの複素乗算器は、複素乗算器７２のよう
に、実数の被乗数に複素数の乗数を掛けるものである。

第２のタイプの複素乗算器は、複素数の被乗数に複素数
の乗数を掛けるものである。

複素乗算器７２の出力に対し、ローパスフィルタ７５に
よって搬送波の２倍の周波数成分の除去及び波形整形が
行われる。ローパスフィルタ７５の出力は、ベースバン
ド型自動等花器７６に与えられる。自動等化器７６はロ
ーパスフィルタ型トランスバーサルフィルタで構成され
ている。自動等化器７６の出力はエラー検出器７７に入
力され、ゲインタップ係数修正回路７８は、エラー検出
器７７の出力に基づいて、自動等化器７６を構成するト
ランスバーサルフィルタの複素ゲインタップ係数を修正
する。各複素ゲインタ・ノブ係数は、実部のゲインタ・
ノブ係数と虚部のゲインタップ係数との組である。

ローパスフィルタ７５及び自動等化器７６の構成を第６
図に模式的に示す。複素乗算器７２（第５図参照）の出
力の実部及び虚部は、ローパスフィルタ７５の入力端子
７５１及び７５２にそれぞれ与えられる。フィルタ演算
部７５３及び７５４によって、それぞれ上記実部及び上
記虚部に対するフィルタ演算が実行される。ベースバン
ド型自動等化器７６は、第６図に示すように、４個のフ
ィルタ演算部７６１〜７６４を備えている。自動等化器
７６の出力の実部及び虚部は、それぞれ出力端子７６５
及び７６６に現れる。

第７図に、ベースバンド型自動等化器７６、エラー検出
器７７及びゲインタップ係数修正回路７８をより詳細に
示す。第７図に於いて、回路要素間で伝送されるデータ
は全て実部と虚部とを有する複素データである。

ベースバンド型自動等化器７６は、複素ゲインタップ係
数メモリ７６７、複素乗算器７６８、複素遅延レジスタ
７６９及び加算器７７０を備えたトランスバーサルフィ
ルタである。複素乗算器７６８では、入力端子７６０に
入力されるデータの複素表示をｘＲ＋Ｊｘ’とし、複素
ゲインタップ係数をＣＲ＋ｊＣＩとすれば、次式（１）
で表される乗算が実行される。

（Ｘ”＋ｊＸ’）（ＣＲ＋ｊ（：Ｉ） ＝ｘＲＣＲ−ｘ’Ｃ’＋Ｊ　（ＸＲＣ’＋Ｘ’ＣＲ）・
　（１）従って、複素乗算器７６８の内部では、実際に
は、４回の乗算と２回の加減算を行う必要がある。エラ
ー検出器７７は、データ判定器７７２及び減算器７７１
を有している。ゲインタップ係数修正回路７８は、共約
複素数出力関数発生器７８１．複素乗算器７８２、複素
乗算器７８３及び加算器７８４を備えている。

自動等花器７６の複素ゲインタップ係数の修正は、次式
（２）に示す最急降下法による反復法が用いられる。

Ｃｓ、　ｎ＝Ｃｍ、　ｎ−１−Ｋ　”ΔＥ　　　　　　
　　−（２）但しΔＥはｎ回目に調整すべき量であり、
Ｃ１ｏはｎ回目の修正を受けた自動等化器７６のｍ番目
の複素ゲインタップ係数である。Ｋは式（２）の収束を
約束する適当な係数（実数）であり、複素乗算器７８２
に入力されている。第５図の直交振幅変調波復調器に於
いては、ΔＥは次式（３）で表される。

ΔＥ　＝　Ｅｋ−ｃｏｎｊ　（Ｘｋ−ｐ）　　　　　　
　・・・（３）式（３）で、Ｅｋはエラー検出器７７か
ら出力される時刻ｋに於けるエラー、Ｘｋ−ｐは時刻に
−ｐに於ける自動等化器７６の複素人力データである。

また、ｃｏｎｊＯは共役複素数をとる関数であり、この
関数は、共約複素数出力関数発生器７８１によって実行
される。

（発明が解決しようとする課題〉 第６図にみられるように、従来の直交振幅変調波１Ｌ２
器は、６個のフィルタ演算部７５３．７５４．７６１，
７６２．７６３及び７６４を必要としている。このよう
なフィルタ演算部の内部で実行されるフィルタ演算には
多くの積和演算が含まれる。近年では一般に、直交振幅
変調波復調器等の復調器は、デジタル信号処理技術を応
用し、ＤＳＰを用いて実現されるが、上述したような多
くの積和演算は、ＤＳＰに対する大きな負荷となり、高
速且つ大容量のＤＳＰが必要となる。そのようなりＳＰ
は当然高価であり、また半導体チップの面積も大きくな
る。

本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであって
、その目的とするところは、ＤＳＰ等のハードウェアの
負担が軽減され、その結果、安価なハードウェアで実現
できる直交振幅変調波復調器及びその直交振幅変調波復
調器に用いられる自動等化器を提供することにある。

（課題を解決するための手段） 本発明の自動等化器は、復調すべきデータが入力され、
その複素ゲインタップ係数が修正可能なバンドパスフィ
ルタ型トランスバーサルフィルタ、その実部と虚部とが
互いに直交する複素基準搬送波を出力する基準搬送波発
生手段、並びに該複素ゲインタップ係数のそれぞれにつ
いて、複素エラーデータと、該複素基準搬送波と、該ト
ランスバーサルフィルタに対する入力データの内の該複
素ゲインタップ係数に対応する入力データとを掛け合わ
せた複素データを用いて該複素ゲインタップ係数を修正
するゲインタップ係数修正手段を備えており、そのこと
により上記目的が達成される。

本発明の直交振幅変調波復調器は、直交振幅変調データ
が入力され、その複素ゲイフタ１．ブ係数が修正可能な
バンドパスフィルタ型トランスバーサルフィルタ、その
実部と虚部とが互いに直交する複素基準搬送波を出力す
る基準搬送波発生手段、該トランスバーサルフィルタの
出力する複素データと該複素基準搬送波とを乗算する複
素乗算手段、該複素乗算手段の出力に基づいて複素エラ
ーデータを得るエラー検出手段、並びに該複素ゲインタ
ップ係数のそれぞれについて、該複素エラーデータと、
該複素基準搬送波と、該トランスバーサルフィルタに対
する入力データの内の該複素ゲインタップ係数に対応す
る入力データとを掛け合わせた複素数を用いて該複素ゲ
インタップ係数を修正するゲインタップ係数修正手段を
備えており、そのことにより上記目的が達成される。

（実施例） 本発明を実施例について以下に説明する。

第１図に本発明の一実施例である直交振幅変調波復調器
のブロック図を示す。本実施例は、デジタル信号処理技
術を用いた直交振幅変調波１Ｌ２器であり、ＤＳＰ等に
よって実現される。

第１図の直交振幅変調波復調器は、バンドパスフィルタ
型自動等花器２、複素乗算器３、基単搬送波発生固４、
エラー検出器５及びゲインタップ係数修正回路６を備え
ている。

入力端子１に与えられるデジタル化された受信信号は、
バンドパスフィルタ型自動等化ｕ２に入力される。バン
ドパスフィルタ型自動等花器２は、トランスバーサルフ
ィルタで構成される。基準搬送波発生器４は、第５図の
基準搬送波発生器７４と同様に、複素基準搬送波を出力
する。複素乗算器３によって、バンドパス型自動等花器
２の出力（複素数データ）と複素基準搬送波とが掛け合
わされる。エラー検出回路５は、複素乗算器３の出力に
基づいてエラー検出を行う。ゲインタップ係数修正回路
６は、エラー検出回路５の出力（複素エラーデータ）、
複素基準搬送波等に基づいて、バンドパスフィルタ型自
動等化器２の複素ゲインタップ係数を修正する。

バンドパスフィルタ型自動等化器２の構成を第２図に模
式的に示す。自動等化ｕ２は、２個のフィルタ演算部２
１及び２２を包含している。フィルタ演算部２１の出力
（実部）及びフィルタ演算部２２の出力（虚部）は、端
子２３及び２４にそれぞれ出力される。本実施例に於い
ては、自動等花器２以外ではフィルタ演算が行われない
。従って、本実施例では、従来のベースバンド型自動等
花器を備えた直交振幅変調波１調器（第５図）に比べて
、フィルタ演算部の数は３分の１である。

従って、ＤＳＰの負担は大幅に減少する。

本実施例の復調器によって直交振幅変調波の復調が可能
であることを示すために、先ず、第５図に示した従来例
の動作を数式を用いて説明する。

第５図の直交振幅変調波復調器に於いて、時刻ｋに入力
端子７１に加えられる信号をＳｋｓ　ベースバンド型自
動等化器７６から出力される複素データをＹｋとする。

更に、ローパスフィルタ７５のｎ番目のインパルス応答
（？ｊｆ素数）をＨｎ１自動等化器７６のｍ番目のイン
パルス応答（Ｉ素数）をＣ１、基準搬送波発生器７４か
ら出力される復調用の複素基準搬送波をｅｘｐ（−ｊω
。ｋ）とする。ローパスフィルタ７５のインパルス応答
と自１１３等化器７６のインパルス応答とを畳み込んで
得られるインパルス応答をＵｎとすれば、 Ｕ６＝Ｔ：、Ｃ１Ｈｎ−ａ　　　　　　　　・・・（４
）である。式（４）を用いれば、出力Ｙｋは次式のよう
に表される。

Ｙｋ＝ｎＵｎ−Ｓｂ−ｎ−ｅＸｐ　（−ｊ６Ｊｏ（ｋ　
　　ｒｌ））・・・（５） 式（５）を変形すると、 Ｙｋ＝　　（ｎ　Ｕｎ−ｅ　Ｘ　ｐ（Ｊ　ωｃｎ）　・
５ｋ−ｎ）ｘｅｘｐ（−Ｊωｏｋ）　　　　　　　・・
・（６）となる。式（６）は、入力信号がＳｋであり、
ｎ番目のインパルス応答がＵｎ−ｅｘｐ（ｊω。ｎ）で
あるバンドパス型自動等化器２の出力に複素基準搬送波
ｅｘｐ（−ｊω。ｋ）を乗することにより復調結果Ｙｋ
が得られることを示している。

尚、インパルス応答υ、はローパスフィルタとベースバ
ンド型自動等化器のインパルス応答との畳ミ込みである
からローパスフィルタ型の周波数特性を示すが、ｅｘｐ
　（ｊω。ｎ）が乗ぜられることにより、自動等花器２
はバンドパスフィルタ型の周波数特性を有することにな
る。

第３図に本実施例をより詳細に示す。第３図に於いて、
入力端子１に入力される受信データ及び該受信データが
遅延させられたデータは実数であるが、他のデータはす
べて複素数である。バンドパスフィルタ型自動等化器２
は、複素ゲインタップ係数メモリ２７、複素乗算器２８
、実数遅延レジスタ２９及び加算器３０を備えたトラン
スバーサルフィルタである。複素乗算器２８では、入力
端子ｌに入力されるデータをＸとし、複素ゲインタップ
係数をＣ”＋ｊＣ’とすれば、次式（７）で表される乗
算が実行される。

ｘ（ＣＲ＋ｊ　Ｃ’）＝ｘＣＲ＋ＪｘＣ’　　−（７）
従って、複素乗算器２８の内部では、実際には、２回の
乗算が行われる。エラー検出器５は、データ判定器５２
及び減算器５１を有している。ゲインタップ係数修正回
＃１６は、複素乗算器６１〜６３及び加減算器６４を備
えている。

自動等化器２の複素ゲインタップ係数の修正は、従来と
同様に前出の式（２）による最急降下法による反復法が
用いられるが、ｎ回目に調整すべき量△Ｅは従来とは異
なり、次式（８）で表される。

ΔＥ＝Ｅｂ’ｅ　Ｘ　ｐ（−ｊ　ωｏｋ）　”５ｋ−ｐ
　”’（８）式（８）で、Ｅｋはエラー検出器５から出
力される時刻ｋに於ける複素エラーデータ、５ｋ−ｐは
時刻に−ｐに於ける自動等花器２の入力データである。

ゲインタップ係数修正回路６に於いて、複素乗算器７８
２によって係数にとエラーデータＥｋとが掛け合わされ
る。複素乗算器６１によって、基準搬送波発生１１４か
ら出力される複素基準搬送波と入力データ（又は遅延さ
せられた入力データ）とが掛け合わされ、複素乗算器６
１の出力データと複素乗算器６２の出力データとが掛け
合わされることによって、複素ゲインタップ係数を修正
するためのｆｉＫ・△Ｅが求められる。

第４図に本発明の直交振幅変調波復調器をＣＣＩＴＴ勧
告■、勧告上デムに応用した例をボす。

第４図で破線で囲まれた直交振幅変調波復調器９は、エ
ラー検出器５の出力に基づいて基準搬送波発生器４を位
相ロックするためのＰＬＬ回路ｌＯが設けられているこ
とを除いては、第１図の１ｍ器と同様の構成を有してい
る。入力端子１１に入力された受信信号は、アナログフ
ィルタ１２で濾波され、Ａ／Ｄ変換器１３によってデジ
タル信号に変換された後、復調器９に入力される。復調
器９中の複素乗算器３から出力される復調データは、デ
フータ１４及びデイスクランブラ１５を通され、出力端
子１６に出力データが得られる。

（発明の効果） 本発明によれば、必要とされるフィルタ演算量が従来に
比べて大幅に削減された直交振幅変調波復調器及びその
ような復調器のための自動等化器が提供される。このよ
うな復調器を実施するためには従来のような高速且つ大
容量のＤＳＰ等のハードウェアは必要でなく、従って、
顕著なコストダウンが達成される。

４　　　　　の　　ｔ　な！　日 第１図は本発明の直交振幅変調波復調器の一実施例の概
略ブロック図、第２図はその実施例に於ける自動等化器
の構成を模式的に示すブロック図、第３図はその実施例
を更に詳細に示すブロック図、第４図は第１図の直交振
幅変調波復調器を応用したＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、２９モデ
ムの一例のブロック図、第５図は従来の直交振幅変調波
復調器の一例のブロック図、第６図は第５図の直交振幅
変調波復調器中のローパスフィルタ及び自動等化器の構
成を模式的に示すブロック図、第７図は第５図の直交振
幅変調波復調器に於ける自動等化器、エラー検出器及び
ゲインタップ係数修正回路を含む自動等化のための構成
更に詳細に示すブロック図である。

ｌ・・・入力端子、２・・・バンドパスフィルタ型自動
等花器、３・・・複素乗算器、４・・・基準搬送波発生
器、５・・・エラー検出器、６・・・ゲインタップ係数
修正回路、２１，２２・・・フィルタ演算部、２７・・
・複素ゲインタップ係数メモリ、２８・・・複素乗算器
、２９・・・実数遅延レジスタ、３０・・・加算器、５
１・・・減算器、５２・・・データ検出器、６１〜６３
・・・複素乗算器、６４・・・加減算器。

閉１図 ｍ−−→　実数のデ゛−夕の胤れ 以上 禦２区 ２１ 基環′！４Ｌ波発生豫４よす

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、復調すべきデータが入力され、その複素ゲインタッ
   プ係数が修正可能なバンドパスフィルタ型トランスバー
   サルフィルタ、 その実部と虚部とが互いに直交する複素基準搬送波を出
   力する基準搬送波発生手段、並びに該複素ゲインタップ
   係数のそれぞれについて、複素エラーデータと、該複素
   基準搬送波と、該トランスバーサルフィルタに対する入
   力データの内の該複素ゲインタップ係数に対応する入力
   データとを掛け合わせた複素データを用いて該複素ゲイ
   ンタップ係数を修正するゲインタップ係数修正手段 を備えた自動等化器。 ２、直交振幅変調データが入力され、その複素ゲインタ
   ップ係数が修正可能なバンドパスフィルタ型トランスバ
   ーサルフィルタ、 その実部と虚部とが互いに直交する複素基準搬送波を出
   力する基準搬送波発生手段、 該トランスバーサルフィルタの出力する複素データと該
   複素基準搬送波とを乗算する複素乗算手段、 該複素乗算手段の出力に基づいて複素エラーデータを得
   るエラー検出手段、並びに 該複素ゲインタップ係数のそれぞれについて、該複素エ
   ラーデータと、該複素基準搬送波と、該トランスバーサ
   ルフィルタに対する入力データの内の該複素ゲインタッ
   プ係数に対応する入力データとを掛け合わせた複素数を
   用いて該複素ゲインタップ係数を修正するゲインタップ
   係数修正手段を備えた直交振幅変調波復調器。