JPH02272903A - ディジタル回路とディジタルオーディオ増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は概してディジタル、スイッチング。

システムに関する。詳述すれば、新奇の直流・交流変換
器を提供する改良集成装置で、改良されたように改良オ
ーディオ増幅器の提供に関する。一実施例において、絶
縁変圧器の１次巻線側および２次巻線側とそれぞれに結
びつく第１および第２スイッチング機構に関し、前記第
１スイッチング機構は固定相の方形波基準信号により励
振され、また前記第２スイッチング機構もこの方形波基
準信号によるが、この基準信号に対して被変調位相の信
号で励振され、それによって基準信号と、信号を移動さ
せた位相の論理結合が被増幅可変信号を提供する入力機
構を制御してパルス幅変調出力信号を提供するようにな
る。前記可変信号がオーディオ信号入力である。

（従来の技術及び発明が 解決しようとする課題） この発明は、先行技術と比較して構成要素数の少いこと
、簡単に製造できることおよび重量も軽く形も小さくな
って、しかも高忠実度音響再生装置の必要とする性能を
保持するディジタルオーディオ増幅器を提供することが
主要目的である。

この発明は、単純ＰＷＨよりはむしろ変調ＰＷＭ相の利
用に基くものである。

この発明の主要分野である高忠実度オーディオ出力には
、０．２５％丁ＨＤ以下、好ましくは０．１％ＴＨＤ以
下の低ひずみであることが必要で、これの達成のため、
装置は多回数、好ましくは１０回以上のスイッチングが
可能な最高可聴周波数の必要がある。さらに好ましいこ
とは、補助絶縁変圧器なしにステレオ操作が可能である
ことである。

（課題を解決するための手段） この発明の１つの態様において、ディジタル制御スイッ
チング回路は直流電源と、前記電源に接続され方形波出
力供給の実施可能である第１スイッチング機構と、接続
して前記方形波出力受信の第２スイッチング機構と、接
続して前記第２スイッチング機構のスイッチングを、制
御信号の関数である方形波出力に対する位相角で制御す
る位相制御機構および前記第２スイッチング機構の出力
の極性を制御し、それの位相変調パルス幅変調を供給す
るダイオード機構とから成る。

もう１つの態様において、この発明は、直流電源の備わ
る増幅回路と、前記直流電源を方形波である基準信号に
変換する第１発振機構と、前記基準信号と同期するがそ
の周波数の２倍の周波数ののこぎり波信号を生成する第
２発振機構と、増幅せんとする可変信号提供の入力機構
と、前記可変信号と前記のこぎり波信号を受信して前記
可変信号の瞬時振幅と同調する同位相に移相させた前記
基準信号である移相方形波信号を生成させる比較機構と
、前記基準信号と前記移相信号を受信して、前記基準信
号と前記移相信号の論理組合せから誘導したパルス幅変
調出力信号生成の論理機構と、前記出力信号を受信して
可変信号を供給する前記機構の増幅出力を供給する出力
フィルタ機構、および前記パルス幅変調出力信号の位相
変調を制御するダイオード機構とを必要とする。

（実施例及び作用） ここで添付図面を参照しながらこの発明の詳細な説明す
る。

第１図を参照して、この発明のいくつかの原理を具体的
に例示する概略図を示す。この発明をさらに第３図に関
連して説明すると一層明白になることであるが、この発
明を実施するには直流電源を用意する必要がある。

第１図において、参照数字１は図示直流電源に接続する
第１スイッチング機構を記号的に示し、このスイッチン
グ機構がコンデンサ３を通る時、絶縁変圧器の１次巻線
側２を通り、その後、コンデンサ４を通過する時、前記
１次巻線側を横切る反対方向に交互に伝導を起こすのに
効果があるものと理解される。最終的結果は、第２図の
数字■で示された均等のマーク対スペース比の基準方形
波を変圧器の２次側に置くことである。この方形波は第
２図に数字■で示され、この装置の基準方形波であり、
かつ第１図の発振機構５として示される方形波出力によ
り制御される。従って、前記絶縁変圧器の２次巻線側ら
および７にはそこで誘導されたこの基準方形波が備わる
。しかし、第２スイッチング機１１１８は前記出力フィ
ルタＥＣ回路と負荷９を通る位相変調関係にある誘導方
形波を交互に接続する。前記第２スイッチング機構８は
、そのＤ入力として１１に示された発振機構５からの方
形基準信号と比較機構１３からのクロック信号１２を具
えるＤフリップ・フロップ１０の形をとる論理機構によ
り制御される。前記比較機構は前記機構１４からの可変
信号入力と発振機構５から１６におけるのこぎり波基準
を受信する。理解を容易にするため、第２図の波形を第
１図の適切な箇所において確認している。

前記機構８には回路構成要素があり前記回路構成要素を
前記２次巻線側６および７から減結合するトロイド機構
を必要とし、また第２図に示された通常の方法で前記２
次巻線側６および７を横切って誘導された基準信号の移
相に役立ち、それにより前記入力機構１４に適用される
信号ｖ２が前記移相を制限するようになる。普通、信号
■および■は位置Ａおよび■を示す相から９０’の角度
をなし、そのためそれらの論理結合はゼロ出力となる。

しかし、可変信号入力の瞬時振幅（Ａ、Ｂ、Ｃなど）が
前記荏相を制御してパルス幅変調信号Ｖ、を生成するが
、それはｖ２により示されている増幅入力信号としてＬ
およびＣの接合において回復される。

位相変調パルス幅変調の原理を第３図のオーディオ増幅
器回路構成に用いるが、そこにおいて端子３０での交流
入力を整流器ブリッジ３２により整流し、コンデンサ３
４により平滑にして直流を線路３６．３８を横切って供
給する。前記コンデンサ３４を横切る分路にある抵抗器
は均等の電圧分配を確実にする。

スイッチＰＳは１２０　・２４０　Ｖ両系統の二重操作
を可能にする。スイッチを閉にすると、回路は電圧ダブ
ラ−として作動してＭＯＳＦＥＴＳ　　（金属酸化物半
導体型電界効果）トランジスター４０および４２を横切
ってほぼ３４０■の母線を提供する。スイッチを２４０
　Ｖ交流入力に開にすると、前記直流母線はそれでもほ
ぼ３４０　Ｖ直流であるが、もちろん前記電圧ダブラ−
モードでは作動していない。前記直流は、前記）１０ｓ
ＦＥＴｓ　４０．４２により切替えて、絶縁変圧器４６
の１次側４４との均一マーク対スペース比の方形波基準
信号を提供する。環状磁気回路４８が、以下さらに詳細
に説明される発振器８０から基準方形波を受信する励振
緩衝器５０に前記）１０ｓＦＥ丁ｓ　４０．４２を誘導
的に接合する。第３図の増幅器は２次電力側のチャンネ
ルＡおよびＢの備わるステレオ増幅器である。説明を平
易にするため、前記チャンネルＡのみを完全に示すが、
チャンネルＢも同様であることは明白である。

そこでチャンネルＡを参照して、不可欠の素子は、絶縁
変圧器４６の中央タップつき２次巻線５４であって、前
記２次巻線出力は前記ＭＯＳＦＥＴ３５＆、５８により
、基準方形波に関し制御される位相角で切換えられる。

緩衝増幅器６８を経由して以下に説明される回路７６で
励振される１次巻線の備わる環状磁気回路６４の２次巻
線６０．６２により前記）１０ｓＦＥＴｓ５６．５８を
それぞれ制御する。前記ＭＯＳＦＥＴＳ　５６．５８の
出力を７０で結合して低域フィルタ回路網７２を経由し
て拡声器７４の形で負荷に印加する。

典型的ＭＯＳＦＥＴＳ　４０と４２は形式ＩＲＦ　３５
０　、　）ＩＯ３ＦＥ−ＴＳ　５６および５８は形式Ｉ
ＲＦ　２４０である。

前記低域ＥＣフィルタ７２は２０　ＫＨ２のオーディオ
帯域よりも高いしゃ断層波数が備わるよう設計され、ス
イッチング周波数で良好な阻止が得られる。かつ開ルー
プ減衰を振動数２０にＲ２で１ｄＢ以下に理想的に制御
できる。ＬとＣの典型的値は３３ｕＨと０．４７ｕＦで
ある。

同調回路Ｆ１を前記低域フィルタ７２の後に位置させて
スイッチング周波数でさらなる阻止が提供される。

注目できることは、２次巻線側スイッチングＭＯＳＦＥ
ＴＳ　５１３．５８のおのおのを陽極化操舵ダイオード
１００Ａ−Ｄ、１０２Ａ−Ｄの組合せで接続する。

前記操舵ダイオードは双方のスイッチが二方向性に作動
の要があるので必要である。時には同期整流器操作に使
用される可能性のある代替集成装置として各巻線側で背
面）１０３ＦＥＴＳの組合せを使用することが考えられ
る。これは、ＭＯＳＦＥＴＳが固有内部ダイオードを備
えるがＭＯＳＦＥＴＳの数を犠牲にしているので必要と
するダイオードの数を減少させる。操舵ダイオードを用
いると、単一のＭＯＳＦＥＴがその順方向増強モードに
のみ作動し、また外部ダイオードにはもっと高速、すな
わち２５ｎＳ位いのターンオフが備わる。

注目すべきことは、電圧スパイクをクランプして前記変
圧器４６と低域フィルタ７２とを横切って出現させるな
めさらなるダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３およびＤ４が必
要となる。説明の装置において、２次巻線のダイオード
を通るわずかな行過ぎ量でもクランプし利用できる母線
路はなく、従って、ダイオードＤ１−Ｄ４と、適当なＲ
Ｃ組合わせによる人工母線路を設ける必要がある。前記
変圧器４６には低漏れインダクタンスを設けて行過ぎ量
を最少銀にする必要がある。

前記変圧器４６の２次巻線側にわずかなソリッド直流母
線路もないため、誘導子りに蓄積されたエネルギーによ
る行過ぎ量は、オーデイオ波形にもたらす非線形性のほ
か、破壊の問題を起こす。従って、これらの行過ぎ量を
クランプすることが不可欠で、用いられる方法はＲＣの
組合わせ、すなわちＲ１、Ｃ１およびＲ２、Ｃ２および
ダイオードクランプを用いることである。操作は、ダイ
オードＤ１、Ｄ２およびＤ３がコンデンサＣ１を負に充
電し浮動直流母線路を提供するが、Ｒ１の値を母線路を
実質的に一定に保持しながら行過ぎエネルギーを散逸さ
せるよう選択する。

正の行過ぎ量をダイオードＤ４でクランプする。

２次巻線５４と操舵ダイオード１００　Ａとの間の接合
からダイオードＤ４とＲ２、Ｃ２接合との間の接合に至
る付加ダイオードと、前記２次巻線５４と前記操舵ダイ
オード１０２　Ｂとの間の接合から前記ダイオードＤ４
と前記Ｒ２、Ｃ２接合の間の接合に至る付加ダイオード
とによってさらなるクランプが実施できる。

この後者の場合、ダイオード極性はＲ２、Ｃ２に接続さ
れる陰極のものである。それらは主電流径路ではなく行
過ぎエネルギーを扱うだけであるので、それらは小形の
ダイオードであってよい。Ｒ１の典型的値は２にオーム
、Ｃ１に対してはｉｏ　ｐｆ　、そしてダイオードはＨ
ＥＲ１０３型にしても構わない。

操舵ダイオード１００　Ａ、１００　Ｂ、ｉｏｏ　ｃお
よび１００　Ｄはオーディオ装置に必要な二方向性電流
流通を与えるのに必要である。変圧器２次巻線５４の正
方向サイクルでは、電流がダイオード１００Ａを経由し
て前記ＭＯＳＦＥＴ　Ｓ６に、その後、ダイオード１０
０　Ｄを通って平均値算出誘導子し、ダイオード１００
　Ｃ、ＭＯＳＦＥＴ　５６とダイオード１００Ｂおよび
変圧器２次巻線５４を経由する。従って、電流は、変圧
器の極性と、ダイオード組合せとが正しい時にのみ電流
の流通ができ、またＭＯＳＦＥＴ　Ｓ６はその順方向増
強モードでのみ作動するが、長逆方向回復内部ダイオー
ドを活動させない。

同一プロセスがもちろんＭＯＳＦＥＴ　５８と、操舵ダ
イオード１０２Ａ、１０２Ｂ、１０２　Ｃおよび１０２
　Ｄに適用可能のものである。

制御回路７６は比較器７８と発振器８０およびレジスタ
８２から成る。チャンネルＡのオーディオ入力を比較器
７８の反転用入力に印加するが、前記比較器はＬＭ　３
１１型集積回路が適当である。前記オーディオ入力を公
知の方法で処理してから入力操作増幅器と、ディジタル
遅延、ベッセルフィルタ、および低域フィルタ出力から
のフィードバックが備わるフィードバックオペアンプを
適当に経由して比較器に印加する。最善のひずみパーフ
ォーマンスには、上記に引例した米国特許とその再発行
に一層十分に説明されたような特別フィードバック技術
を用いることが好ましい。

前記発振器８０は８６においてのこぎり波形と、均一の
マーク対スペース比の方形波を８８とを生成させるが、
前記のこぎり波形が方形波と同位相で、かつ方形波周波
数の２倍の周波数を有する。この目的に適切な集積回路
はニューハンプシャー州のユニトロード、インテグレー
テッド、サーキッツ。

オブ、メリマック（Ｕｎｉｔｒｏｄｅ　Ｉｎｔｅｇｒａ
ｔｅｄ　Ｃ１ｒｃｕ−ｉｔｓ　ｏｆ　Ｈｅｒｒｉｍａｃ
ｋ）によるＵＳ　３８２５高速ＰＷＨ制御器である。８
８における方形波は基準信号を１次励振器５０に供給す
る。

高品位オーディオ用途には、前記ＰＷＭ制御器として正
と負の偏位の間に正しく１００ｎＳ以下のごくわずかの
不動時間がなければならない。大抵のＰＷ）ｆ制御器に
はクロスオーバー電流を防ぐために特に組み込んだ不動
時間が備わり、その不動時間は典型的には５００ｎＳ−
１ＵＳである。極めて短かいか、もしくはゼロ不動時間
はオーディオ応用には、（ａ）わずかな不動時間が上方
と下方のＭＯＳＦＥＴスイッチングの間に存在する場合
実質的に増加するオーディオ構成要素のわずかなひずみ
劣化も防ぐことと、（ｂ）わずかの過剰不動時間も変調
指数、従って出力電力の可能出力の減少を防ぐことが不
可欠である。実際問題として、出力ＭＯＳＦＥＴＳにお
いて２５０−５００　ＫＨ２の低域フィルタにおけるス
イッチング周波数を用いて約１０　ｎｓに不動時間を減
少させることが好ましい。高速制御器たとえば前記１８
３８２５を用い、またこれを適当なリード線と励振回路
構成の遅れ回路と結合すると、出力）ｉｏｓＦＥＴｓが
最適性能として実際に１０　ｎｓ内位のスイッチングを
確実にすることは容易である。

８６におけるランプ信号は比較器７８におけるオーディ
オ、サンプリング信号として作用するが、前記比較器出
力は前記ランプ信号が瞬時オーディオ振幅に等しい値に
達するとスイッチングする。比較器出力はその後レジス
タ８２に印加される。好ましくは、レジスタ８２がＤ型
フリップ・フロップ（型式７４７４集積回路が適当）で
あり、基準方形波をＤ入力に、また比較器出力をクロッ
ク入力に印加することである。前記フリップ・フロップ
８２のＱ出力はこのようにして相に正しく位置決めされ
）１０８ＦＥＴｓ　５６．５８を上述の方法で励振する
。

チャンネルＢを全く同一の方法で制御する。両チャンネ
ルの時間調整には同一発振器８０を用いる。

７４７４回路は前記両チャンネルのレジスタとして作動
できるが、別のレジスタを第１図８２Ｂに示す。

前記低域ＬＣフィルタ７２は２０　ＫＨ２のオーディオ
帯域よりも高いしゃ断層波数が備わるよう設計され、ス
イッチング周波数で良好な阻止が得られ、かつ開ループ
減衰を振動数２０　ＫＨ２で１ｄＢ以下に理想的に制御
できる。ＬとＣの典型的値は３３　ｕＨと０．４７旺で
ある。前記使用の低域ろ過技術は引例の特許第４．６０
０．８０１号とその再発行に十分説明されたものの一部
となっている。しかし、この先行技術の利用はこの発明
（１５０−３００ＫＨｚ）に必要とされる高スイツチン
グ周波数には応用できない。これは前記ＭＯＳＦＥＴ切
換能力よりも少くとも１０倍も遅い）１０８ＦＥＴ内部
ダイオードの固有限度のためである。

前記内部ダイオードの典型的逆方向回復時間は２５０乃
至７５０　ｎｓの範囲である。前記低速ダイオードはさ
らに、故障モードが特にスピリアス過負荷条件下で起こ
ることを意味する。これらの条件下でスイッチング波形
はも早や同期整流されておらず、またきびしい交差伝導
が起こり得る。

励振器５０および６８は形式ＤＳ　００２６集積回路そ
の他同種のものであってもよく、もしくは、ｐｎｐ　／
ｎｐｎ　）ランシスター相補的エミッター・フォロワー
でもよい。

位相変調ＰＷＨオーディオ増幅器には利点が数多くある
。最初に、増幅器のディジタル部分（低域フィルタへの
最終入力電圧とは別に）はほぼ均一のマーク対スペース
比の方形波のみを検分する。

これは励振集成装置を非常に単純にする。たとえばスイ
ッチング装置をＭＯＳＦＥＴＳの形にして励振する小形
６０ｃトロイド変圧器などである。

次に、２次電力回路は正と負の直流母線路の必要はも早
やない。電力要求条件は絶縁変圧器からのスイッチング
波形から直接に誘導され、直流の分Ｂ整流を必要としな
い。

そのうえ、フィルタへのＰＷ）Ｉ信号の所定周波数には
、前記電力スイッチング部分は半分の周波数で運転でき
る。たとえば、２５０　ＫＨ２電力で切換えると、低域
フィルタへの入力は５００　ＫＨｚとなる。

これは、前記）１０３ＦＥＴ部分におけるスイッチング
損失の減少を可能にするか、二者択一に、フィルタは所
定のＭＯＳＦＥＴ損失に対しては小形にすることができ
る。

゛入力の振幅がサンプリング（ランプ）信号の振幅を超
えない限り前述の集成装置がうまく作動する。この場合
、変調器の機能は停止し、２次巻線側ＨＯ８ＦＥＴＳへ
の制御信号は位相変調信号に代って直流のレベルに降下
する。この問題は入力信号の振幅の制限により解決でき
ることであるが、それから起こる信号劣化は受は入れら
れない。もう１つの解決方法は前記サンプリング信号の
頂点と底部にブランキングレベルを加えることである。

これは十分なインプリメンテーションの能力のあること
がわかったが、さらに複雑さが伴う。

第４図は第３図の制御回路の代替となって前述の問題を
解決する制御回路１７６を示す。第４図の回路はサンプ
リングランプ波形のピークにクロック、トランジション
を挿入してディジタル制限を提供する。

前と同様、発振器１８０は基準方形波信号を１８８で、
またのこぎり波またはランプサンプリング信号を１８６
で供給する。前記サンプリング信号を比較器１７８の非
反転入力に、またオーディオ入力を反転入力に印加する
。

通常作業において、前記比較器１７８の出力はサンプリ
ング波形の各サイクルにおける状態を変化させる。この
出力はゲート１９０．１９２を経由してＤ形フリップ・
フロップ１８２のクロック入力となり、回路は上述のよ
うに作動する。しかし、入力がサンプリング信号のピー
ク値を超える時、比較器１７８の出力におけるトランジ
ションは停止するが、それは２つの状態のいずれかにお
いて起こる。

出力がゼロの状態で停止する場合、その時の入力はサン
プリング信号の最大圧のピークよりも大で、出力位相は
まさに１８０°以下に制限する必要がある。これの達成
には、１８８における位相基準信号はゲート１９２を通
り、制御されてクロック入力をサンプリング信号の負の
ピークと同期整流したレジスタ１８２に供給する。比較
器１７８の出力が論理１状悪で停止の場合、その時の入
力はサンプリング信号の負のピーク以上に負であり、ま
た出力位相をまさに０°以上に制限する必要がある。こ
れの達成には、１８８における基準パルスを遅延回路１
９４により遅延させ、その後ゲート１９０に印加する。

比較器１７８の出力を高く維持するので、遅延基準パル
スをゲート１９０を通してゲート１９２に送る。基準パ
ルスと遅延基準パルスがゲート１９２で結合して基準パ
ルスのトレーリングエツジ上に狭パルスの形をとった出
力を与えるが、この狭パルスをレジスタ１８２のクロッ
ク入力の正しい位置に印加して出力の位相をＴ度０°以
上に維持する。

緩衝器１９６を備えて基準パルスの極性を修正して信号
の緩衝をする。この緩衝器はすべての応用には必要では
ない。

第５図は、前述のように、ブランキングレベルをランプ
波形の頂点と底部に用いる過励振条件に対するアナログ
解である。発振器１８０°のランプ帰線から誘導された
パルス２００を２０２で微分し高速緩衝インバータ増幅
器２０４に印加して、ランプ信号１８６°と接続してい
る正方向および負方向パルス２０６　Ａ、２０６Ｂを提
供し、緩衝器２０Ｂを経由、エミッタホロア回路２１０
に通して、比較器１７８゛の非反転入力に加印されるブ
ランキングレベルを結合信号２１２に供給する。利用で
きる変調指数の温度の制限を避けるため、正と負のブラ
ンキングレベルが全衝撃係数の約５％であることが好ま
しい。

また、比較器１７８°に印加されたアナログ入力信号を
それがブランキングレベルの高さ以上にならないような
レベルに制限する方がよい。これの達成には、前記ブラ
ンキングレベル振幅がランプの振幅を少くとも２：１だ
け上層る方がよい。

第４図のランプクランプのディジタルアプローチはより
簡単であり、正確であるので好ましい。

注目されることは、２次巻線スイッチングＭＯ３ＦＥ丁
Ｓ　５６．５８のおのおのを対向して支えた操舵ダイオ
ード１００　Ａ−Ｄ、１０２　Ａ−Ｄの組によって接続
する。前記操舵ダイオードは両スイッチが二方向に作動
の要があるので必要である。同期整流作業に時々使用さ
れるような可能性のある代替集成装置はおのおのの側に
おいて背面配置のＭＯＳＦＥＴＳの組を使用することに
なると考えられる。これは、ＭＯＳＦＥＴｓには固有内
部ダイオードが備わっているので必要なダイオードの数
を削減する。これらの条件下、スイッチング波形はも早
や同期整流されないで、内部ダイオードのターンオフ時
間が２５０　ｎｓ以上のため、きびしい交差伝導が起こ
りうる。

操舵ダイオードを用いると、単一）１０３ＦＥＴはその
順方向増強モードにのみ作動し外部ダイオードのターン
オフ時間は２５　ｎｓぐらいになる。

第６図は、操舵ダイオード１００　Ｄ’と１０２　Ｄ’
を操舵ダイオード１００　Ｃ’と１０２　Ｃ’から分離
し、低域フィルタ７２°をそこで誘導子１０４　Ａ、１
０４　Ｂに分離するさらなる修正を示す。これは、典型
的ＰＩＪＨＩＣを用いることでもたらされる問題を防ぐ
代替のアプローチである。これらのＩＣには通常、安全
上、スイッチングトランジションの間に不感地帯がある
。しかし、考慮中の応用にあって、前記不感地帯の使用
は、主として前記低域フィルタに蓄積されたエネルギー
のため、好ましくなくかつ危険な電圧スパイクを生じさ
せる。分割フィルタ１０４　Ａ、１０４Ｂを用いると、
制御回路を再構成してＭＯ３ＦＥ−ＴＳ　５＆と５８の
間に若干の小交差伝導を実際に与えることによって過剰
交差伝導電流は、ある程度の制動をなお電圧スパイクに
与えながらも安全な値に制限される。

（発明の効果） 第３図に示されるように、この発明は２本のステレオチ
ャンネルを単一絶縁変圧器と１次基準発振器からの励振
を可能にし、従って原価と大きさを大いに低域させる。

交差変調を最小化するには、おのおのの１次巻線をそれ
そのものの２次巻線とは密結合しても、もう一方の１次
／２次巻線組とは疎結令する方がよい。ここのように各
２次巻線は１次ＭＯＳＦＥＴＳの非常に低い電源インピ
ーダンスの影響を受ける。交差変調も上述に討議したよ
うに行き過ぎを避けることにより最少化できる。

第７図にあるような修正において、切換可能位相反転回
路にアナログ入力チャンネルＡまたはＢの１つを直列に
設ける。これは増幅器を（ａ）非ブリッジモードでのス
テレオ増幅器として、（１））第７図にの位相反転スイ
ッチ（Ｓ１ａが開の時はＳｌｂは閉となり、逆もまた同
じ〉を用い、また連相信号をこの装置の入力Ｂに加印す
ることによってブリッジモードで高電力モノフォニック
増幅器として利用できるか、もしくは（Ｃ）非ブリッジ
モードで１２０　Ｖａｃ　’を与える５０／６０／４０
０　Ｈｚ比出力高電力インバータとしての利用を可能に
する。ブリッジモードで利用した場合、出力を２出力チ
ャンネル間でとる。レジスタＲ１１とＲ１２の値の比は
入力Ａに比較して単位利得を与えるようなものである。

第８図において、もう１つの修正は、１次ＨＯ８−ＦＥ
Ｔ５４０と４２および励振器５０Ａとしてその励振器５
０、絶縁変圧器４４と低域フィルタ７２を供給する２次
回路または電力閉そくを重複することで、それには重複
回路構成を９０’の位相変位で比較器７８Ａ、レジスタ
８２ａおよび励振器５０ａとによる励振を伴い、また同
一の低域フィルタ７２を供給する。有効なスイッチング
周波数は、低域フィルタ接合７０におけるスイッチング
周波数の４倍になる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を基本型で具体化した増幅器の回路図
、第２図は位相変調原理を示す波形を示す図、第３図は
第１図の増幅器の修正を示す回路図、第４図は第１図の
別の部分の修正を示す回路図、第５図は第４図の同一部
分の代替修正を示す回路図、第６図は第５図の同一部の
代替修正を示す回路図、第７図はオーディオ入力部分の
修正を示す図、第８図は９０”位相変換を用いる修正を
示す回路図である。 １・・・第１スイッチング機構、２・・・１次巻線側、
３．４・・・コンデンサ、５・・・発振機構、６．７・
・・２次巻線側、８・・・第２スイツチング、９・・・
負荷、１０・・・フリップ、フロップ、１２・・・クロ
ック信号、１３・・・比較機構、１４・・・機構、１６
・・・のこぎり波基準、３０・・・端子、３１・・・整
流器橋絡、３６．３８・・・線路、４０．４２・・・Ｍ
ＯＳＦＥＴＳ　、４４・・・１次巻線側、４６・・・絶
縁変圧器、４８・・・環状磁気回路、５０・・・励振緩
衝器、５４・・・中央タップ付２次巻線、５６．５８・
・・ＭＯＳＦＥＴｓ　、６０．６２・・・２次巻線、６
４・・・環状磁気回路、６６・・・１次巻線、６８・・
・Ｍ衝増幅器、７０・・・５６．５８Ｍ０８ＦＥＴＳ接
合点、７２・・・低域フィルタ回路網、７４・・・拡声
器、７６・・・制御回路、７８・・・比較器、８０・・
・発振機構、８２・・・レジスタ、８６・・・のこぎり
波形、８８・・・方形波、１００　Ａ、１００　Ｂ、’
１００　Ｃ１１００Ｄ・・・操舵ダイオード、１０２　
Ａ、１０２Ｂ、１０２　Ｃ１１０２Ｄ・・・操舵ダイオ
ード、１７６・・・制御回路、１７８・・・比較器、１
８０・・・発振器、１８２・・・レジスタ、１８６・・
・ランプ、サンプリング信号、１８８・・・基準パルス
、１９０．１９２・・・ゲート、１９４・・・遅延回路
、１９６・・・緩衝器、２００・・・パルス、２０４・
・・高速緩衝インバータ増幅器、２０８　Ａ、　Ｂ・・
・正、負に振るパルス、２０８・・・緩衝器、２１０・
・・エミッタホロア回路、２１２・・・結合信号。

Claims (28)

【特許請求の範囲】
1. （１）ディジタル制御増幅回路において、 （イ）直流電源と、 （ロ）前記直流電源を方形波である基準信号に変換する
   第１発振機構と、 （ハ）前記基準信号と同期整流され、かつ２倍の周波数
   であるのこぎり波信号を生成する第２発振機構と、 （ニ）増幅されんとする可変信号を提供する入力機構と
   、 （ホ）前記可変信号と前記のこぎり波信号を受信して、
   前記可変信号の瞬時振幅と調和して同期するよう変換さ
   れた前記基準信号である位相変換方形波を生成する比較
   機構と、 （ヘ）前記基準信号と前記位相変換信号を受信して、前
   記基準信号と前記位相変換信号の論理接続から誘導した
   パルス幅変調出力信号を生成する論理機構と、 （ト）前記可変信号を提供する前記機構の増幅出力提供
   の前記出力信号を受信する出力フィルター機構、および
   、 （チ）前記パルス幅変調出力信号の位相変調を制御する
   ダイオード機構 の組合せを特徴とするディジタル制御増幅回路。
2. （２）前記可変信号がオーディオ信号であることを特徴
   とする請求項１によるディジタル制御増幅回路。
3. （３）（イ）直流電源と、 （ロ）前記電源と接続し、方形波出力提供の演算可能の
   第１スイッチング機構と、 （ハ）前記方形波出力受信のため接続された第２スイッ
   チング機構と、 （ニ）前記第２スイッチング機構のスイッチングを、制
   御信号の関数である方形波出力に対する位相角で制御す
   る位相制御機構、および、 （ホ）前記第２スイッチング機構の出力の極性を制御し
   て、その位相変調パルス幅変調を提供するダイオード機
   構 から成るディジタル制御スイッチング回路。
4. （４）前記方形波出力には同等のマーク対スペース比が
   備わり、また前記位相角が前記制御信号の振幅に従って
   ０°と１８０°の間で変動し、そこにおいて前記第２ス
   イッチング機構が前記制御信号のパルス幅変調表示であ
   ることを特徴とする請求項３によるディジタル制御スイ
   ッチング回路。
5. （５）前記ディジタル回路に、前記スイッチング機構の
   出力と負荷の間に挿入して設けられた低域フィルタがさ
   らに備わることを特徴とする請求項４によるディジタル
   制御スイッチング回路。
6. （６）前記第１スイッチング機構を変圧器を経由して第
   ２スイッチング機構に接続することを特徴とする請求項
   ３によるディジタル制御スイッチング回路。
7. （７）前記ディジタル回路がオーディオ増幅器から成り
   、前記制御信号が入力オーディオ信号であることを特徴
   とする請求項５によるディジタル制御スイッチング回路
   。
8. （８）前記ディジタル回路にはオーディオ入力機構が備
   わり、そこにおける位相制御機構が、方形波基準信号と
   、それと同期整流されたランプ信号を生成する発振機構
   と、前記基準信号を前記第１スイッチング機構に接続さ
   せる機構と、入力を前記オーディオ信号入力機構とラン
   プ信号から受信して、比較出力信号トランジションを生
   成し、それの前記ランプ信号に対する位相がオーディオ
   信号振幅の関数であり、それによりディジタル回路がオ
   ーディオ増幅器として機能する比較器から成ることを特
   徴とする請求項７によるディジタル制御スイッチング回
   路。
9. （９）前記比較器出力信号をＤ形フリップ・フロップに
   印加することを特徴とする請求項８によるディジタル制
   御スイッチング回路。
10. （１０）前記比較器出力を前記フリップ・フロップのク
    ロック入力に、また方形波基準信号を前記フリップ・フ
    ロップのＤ入力に印加することを特徴とする請求項９に
    よるディジタル制御スイッチング回路。
11. （１１）前記位相制御機構には、レジスタを前記オーデ
    ィオ入力がランプ信号の制限を超える時０°または１８
    ０°でクロックするリミット機構がさらに備わることを
    特徴とする請求項１０によるディジタル制御スイッチン
    グ回路。
12. （１２）前記リミット機構が、その入力が前記方形波基
    準信号受信のため接続される遅延回路と、前記比較出力
    と、遅延および非遅延方形波基準信号との受信に接続さ
    れ、出力をレジスタクロック入力に接続されるゲート機
    構とから成り、前記ゲート機構を、前記比較出力が連続
    して片方の状態にある時、前記レジスタを非遅延方形波
    基準信号によりクロックするよう、また前記比較器出力
    を連続して他方の状態にある時、レジスタを遅延および
    非遅延信号のゲートを通る接続によりクロック、される
    ように配置することを特徴とする請求項１１によるディ
    ジタル制御スイッチング回路。
13. （１３）ディジタルオーディオ増幅器であつて、（イ）
    直流給電を提供する機構と、 （ロ）前記直流給電を横切って直列に接続された第１お
    よび第２ＭＯＳＦＥＴと、 （ハ）同等マーク対スペース比の方形波基準を前記第１
    および第２ＭＯＳＦＥＴに加印して両者を交互に伝導さ
    せる基準信号機構と、 （ニ）前記第１および第２ＭＯＳＦＥＴにより励振され
    、また中央タップ付２次巻線の少くとも１組が備わる１
    次巻線の備わる絶縁変圧器と、 （ホ）横切って接続されたそれぞれのＭＯＳＦＥＴスイ
    ッチング回路が備わる前記２次巻線のおのおのと、 （ヘ）前記ＭＯＳＦＥＴスイッチング回路制御に接続さ
    れた位相制御機構と、 （ト）前記基準信号と同期するランプ波形を生成する発
    振器と、前記ランプ波形と、増幅されんとする入力オー
    ディオ信号を入力として受信する比較器から成る位相制
    御機構と、 （チ）前記ＭＯＳＦＥＴスイッチング回路を制御して前
    記入力オーディオ信号振幅の関数である前記基準信号に
    対し位相角で伝導する比較器、および、（リ）前記２次
    巻線を横切り接続され、前記オーディオ入力信号の実質
    的に増幅形であるフィルタ出力を与える低域フィルタ とから成るディジタルオーディオ増幅器。
14. （１４）ディジタルスイッチング回路であつて、（イ）
    直流給電を提供する機構と、 （ロ）前記直流給電を横切り接続された第１スイッチン
    グ機構と、 （ハ）方形波基準信号を前記第１スイッチング機構に印
    加する基準信号機構と、 （ニ）前記第１スイッチング機構により励振される１次
    巻線が備わり、１組のかつ中央タップ付２次巻線が備わ
    る絶縁変圧器と、 （ホ）前記２次巻線を横切り接続される第２スイッチン
    グ機構と、 （ヘ）前記第２スイッチング機構を制御して前記入力信
    号機構の振幅の関数である前記基準信号に対する位相角
    で伝導する入力信号機構が備わる位相制御機構と、 （ト）前記２次巻線を横切って接続され、入力信号の増
    幅であるフィルタ出力を与える低域フィルタ機構と、 （チ）前記２次巻線の反対側を横切って接続される電流
    スイッチング機構と、 （リ）前記２次巻線の反対側を接地し、またその接地に
    平行ＲＣ組合せが備わるクランプダイオード機構、およ
    び （ヌ）前記電流スイッチング機構の前記反対側を前記低
    域フィルタ機構に接続する操舵ダイオード の組合せから成るディジタルスイッチング回路。
15. （１５）前記入力信号機構はオーディオ信号入力を提供
    することを特徴とする請求項１４によるディジタルスイ
    ッチング回路。
16. （１６）ディジタルスイッチング回路において、（イ）
    直流電源機構と、２次巻線を横切り基方形波信号を生成
    する第１スイッチング機構と、（ロ）前記２次巻線の反
    対側を横切つて接続される２方向電流スイッチング機構
    と、 （ハ）前記２次巻線の反対側を接地して、その接地に平
    行ＲＣ組合せが備わり、人工直流母線路をつくるクラン
    プダイオード機構と、 （ニ）前記電流スイッチング機構制御する位相制御機構
    であって、その機構が前記基準信号と同期し、その周波
    数が基準信号の周波数の２倍のランプ波形を生成する発
    振器と、入力として前記ランプ波形と増幅せんとする入
    力信号を受信する比較機構、およびレジスタ機構とから
    成る位相制御機構、および、 （ホ）前記電流スイッチング機構の前記反対側に接続さ
    れた操舵ダイオード機構 の組合わせを特徴とするディジタルスイッチング回路。
17. （１７）スイッチング回路において、それにはブランキ
    ングレベルを前記ランプ波形に加える機構が備わること
    を特徴とする請求項１６によるディジタルスイッチング
    回路。
18. （１８）スイッチング回路において、それには前記ラン
    プ波形を遅延させる遅延機構が備わることを特徴とする
    請求項１６によるディジタルスイッチング回路。
19. （１９）スイッチング回路において、それには分割誘導
    子から成る低域フィルタ機構が備わることを特徴とする
    請求項１６によるディジタルスイッチング回路。
20. （２０）スイッチング回路において、それには前記信号
    の位相を前記レジスト機構に送る機構が備わることを特
    徴とする請求項１６によるディジタルスイッチング回路
    。
21. （２１）スイッチング回路において、前記入力信号がオ
    ーディオ信号であり、それには前記入力信号の位相を選
    択的に反位させる機構が備わることを特徴とする請求項
    １６によるディジタルスイッチング回路。
22. （２２）スイッチング回路において、前記比較機構には
    ステレオチャンネル入力が備わることを特徴とする請求
    項１６によるディジタルスイッチング回路。
23. （２３）スイッチング回路において、それには前記レジ
    スタ機構により制御される別のチャンネル励振機構が備
    わることを特徴とするディジタルスイッチング回路。
24. （２４）スイッチング回路において、それには前記励振
    機構により励振され、かつ前記電流スイッチング機構を
    制御する環状磁気回路が備わることを特徴とする請求項
    ２３によるディジタルスイッチング回路。
25. （２５）オーディオ増幅器において、 （イ）直流電源機構と基準方形波信号を２次巻線を横切
    つて生成する第１スイッチング機構と、（ロ）前記２次
    巻線の反対側を横切って接続される２方向電流スイッチ
    ング機構と、 （ハ）前記２次巻線の反対側を接地し、前記接地に人工
    直流母線路をつくる平行ＲＣ組合せが備わるクランプダ
    イオード機構と、 （ニ）前記電流スイッチング機構制御の位相制御機構で
    あって、前記基準信号と同期するが、その周波数の２倍
    の周波数のランプ波形を生成する発振器と、入力として
    前記ランプ波形と、増幅されんとする入力信号を受信す
    る比較機構、およびレジスタ機構から成る位相制御機構
    と、 （ホ）前記電流スイッチング機構の前記反対側に接続さ
    れる操舵ダイオード機構、および （ヘ）ＭＯＳＦＥＴから成る前記電流スイッチング機構 の組合せを特徴とする請求項２３によるディジタルスイ
    ッチング回路。
26. （２６）オーディオ増幅器において、前記比較機構には
    ステレオチャンネル入力が備わることを特徴とする請求
    項２５によるオーディオ増幅器。
27. （２７）オーディオ増幅器において、それには前記レジ
    スタ機構により制御される分離チャンネル励振機構が備
    わることを特徴とする請求項２６によるオーディオ増幅
    機構。
28. （２８）オーディオ増幅器において、それには励振機構
    により励振され、前記電流スイッチング機構を制御する
    環状磁気回路機構が備わることを特徴とする請求項２７
    によるオーディオ増幅器。