JPH0193241A - ディジタル変調信号復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ＰＳＫ　（位相シフトキーイング）等のディ
ジタル変調処理に基づくディジタル変調信号の復調回路
に関する。

（従来の技術） 周知のように、ディジタル変復調技術は、地上系、衛星
系を問わずあらゆるディジタル通信網において広汎に用
いられてきており、また将来は全通信網のディジタル化
が企図されているところから、復調回路の小型化がひと
つの開発課題となっている。

これは復調動作をベースバンド帯で行えば、回路要素の
ＬＳＩ化によって復調回路の大幅な小型化が可能である
。この種のディジタル変調信号復調回路としては、従来
、例えば第３図に示すものが知られている。第３図にお
いて、１はローカル発振器、２は移相器、３ａ、３ｂは
ミキサ、４ａ。

４ｂはＡ／Ｄ変換器、５ａ、５ｂはローパスフィルタ、
３１はＲＯＭ、３２は加算器、３３は位相誤差検出器、
３４はローパスフィルタ、３５はディジタルＶＣＯ（電
圧制御発振器）である。

ローカル発振器１は、ミキサ３ａ、同３ｂの一方の入力
に印加される中間周波（ＩＦ）帯の入力ディジタル変調
信号の搬送波と周波数が略等しいローカル信号を発生し
、それをミキサ３ａの他方の入力と移相器２とへ送出す
る。移相器２は入力されたローカル信号の位相をπ／２
宛移相しそれをミキサ３ｂの他方の入力へ送出する。

ミキサ３ａは入力ディジタル変調信号とローカル信号を
乗算処理をし、ミキサ３ｂは入力ディジタル変調信号と
π／２移和されたローカル信号を乗算処理をし、それぞ
れベースバンド帯のディジタル変調信号へ周波数変換す
る。つまり、ミキサ３・ａ、同３ｂの出力は互いにπ／
２位相が異なる信号となるのであって、一方を実部信号
、他方を虚部信号とするベースバンド帯の複素変調信号
を形成するのである。

このベースバンド帯の複素変調信号の実部信号および虚
部信号はそれぞれアナログ・ディジタル変換処理（Ａ／
Ｄ変換−器４ａ、同４ｂ）と波形整形処理（ローパスフ
ィルタ５ａ、同５ｂ）を受けてＲＯＭ３１へ与えられる
。ＲＯＭ３１には入力直交信号を位相信号へ変換する変
換テーブルが設定してあり、ベースバンド帯の複素変調
信号はこのＲＯＭ３１において位相信号へ変換され加算
器３２の一方の入力へ与えられる。

加算器３２は、この位相信号と他方の入力にディジタル
ＶＣＯ３５から供給される再生搬送波の位相信号との差
がとられ、ここで初めて同期検波が行われる０例えば入
力ディジタル変調信号がＱＰＳＫ（４相位相シフトキー
イング）変調に係るものである場合、加算器３２の出力
（同期検波出力）は適正なタイミングで観測すれば （２ｔ−ｉ−１＞　　π　／２　　（Ｌ＝０．　　１．
　２．　　３）　　の　４点の何れかをとる。

この４点からのずれは再生搬送波の位相誤差であって、
この位相誤差は位相誤差検出器３３で検出され、ローパ
スフィルタ３４を介してディジタルＶＣＯ３５へ帰還さ
れ、再生搬送波の位相同期制御が行われる。つまり、加
算器３２、位相誤差検出器３３、ローパスフィルタ３４
およびディジタルＶＣＯ３５は全体として位相ロックル
ープ（ＰＬＬ）を形成し、ＩＦ帯のディジタル変調信号
の搬送波周波数とローカル信号の周波数が非同期であっ
てもこのＰＬＬによって位相同期を図り、以て同期検波
を可能としているのである。

ここに、Ａ／Ｄ変換器４ａ、同４ｂ以降の各要素はディ
ジタル化が可能であり、ＬＳＩ化による大幅な小型化が
可能なのである。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、第３図に示した従来例回路にあっては、
ＩＦ帯のディジタル変調信号の搬送波周波数とローカル
信号の周波数との誤差が小さい場合には極めて位相誤差
の小さい再生搬送波を得ることができるが、ＰＬＬは初
期周波数誤差が大きい場合には同期引き込みに長大な時
間を要し、その初期周波数誤差が周波数同期範囲（プル
インレンジ）外にある場合にはいつまで待っても同期引
き込みは起らないことになる。また、逆に初期周波数誤
差が小さい場合でも、初期位相の状態によつては同様に
同期引き込みに大きな時間を要するいわゆるハングアッ
プ（ｈｕｎｇ−ＬＩＰ）現象が存在する。

つまり、第３図に示した従来例回路はＰＬＬを用いる方
式であるので、高速引き込み動作が要求されるバースト
状の音声通信やパケット通信等への適用が極めて困難で
あるという問題点がある。

ところで、高速引き込み動作をなし得る同期復調法とし
て代表的なものに逆変調タンクリミッタ法と呼ばれるも
のが知られている。この方式に基づくディジタル変調信
号復調回路は、ＩＦ帯で復調動作を行うものであって、
例えば第４図に示す如くに構成される。第４図において
、４１ａ。

４１ｂはミキサ、４２は移相器、４３ａ、４３ｂはロー
パスフィルタ、４４ａ、４４ｂは識別器、４５ａ、４５
ｂはミキサ、４６は移相器、４７は遅延回路、４８は合
成器、４９はタンク回路、５０はリミッタ回路である。

識別器４４ａ、同４４ｂはローパスフィルタ４３ａ、同
４３ｂの出力を受けてその極性判別を行い復調信号を形
成するが、その出力はミキサ４５ａ、同４５ｂの一方の
入力へも供給される。

遅延回路４７はローパスフィルタ４３ａ、同４３ｂにお
ける遅延を補正するもので、その出力はミキサ４５ａの
他方の入力へ、また移相器４６でπ／２移相されてミキ
サ４５ｂの他方の入力へそれぞれ供給される。ミキサ４
５ａ、同４５ｂの出力は合成器４８へ出力される。ミキ
サ４５ａ。

同４５ｂ、移相器４６および合成器４８は逆変調回路を
構成し、合成器４８はＩＦ帯の再生搬送波をタンク回路
４９へ出力する。タンク回路４９でＳ／Ｎ改善処理を受
けた再生搬送波はリミッタ回路５０で振幅一定になされ
、ローカル信号としてミキサ４１ａへ、移相器４２でπ
／２移相されてミキサ４１ｂへそれぞれ供給される。

この逆変調タンクリミッタ法に基づく回路では、各回路
要素がＩＦ帯の素子であってＬＳＩ化が不可能で、回路
規模の小型化が困難であること、タンク回路４９はＩＦ
帯の単同調フィルタを用いるので、狭帯域化が困難で、
低速通信には不向きであること、遅延回路４７における
遅延量の僅かな変動も大きな位相誤差の要因となり、温
度変化や経時変動等によって特性劣化が生じ易く、確実
性に欠けること等の難点があるが、高速引き込み動作が
行える点本発明に重要な示唆を与えているということが
できる。

本発明は、このような問題点に鑑みなされたもので、そ
の目的は、ベースバンド帯で復調動作が行えるだけでな
く、高速かつ確実な同期引き込み動作を可能にするディ
ジタル変調信号復調回路を提供することを目的とする。

（問題点を解決するための手段） 前記目的を達成するために、本発明のディジタル変調信
号復調回路は次の如き構成を有する。

即ち、本発明のディジタル変調信号復調回路は、中間周
波帯の入力ディジタル変調信号の搬送波と周波数が略等
しいローカル信号を発生するローカル発振器と；　ロー
カル信号の位相をπ／２宛移相する移相器と；　前記入
力ディジタル変調信号をベースバンド帯の複素変調信号
へ周波数変換するものであって前記ローカル発振器の出
力を他方の入力とする第１のミキサおよび前記移相器の
出力を他方の入力とする第２のミキサと；　前記複素変
調信号の実部信号および虚部信号のそれぞれについてア
ナログ・ディジタル変換処理および波形整形処理を行う
信号処理回路と；　前記信号処理回路の出力を受けてそ
の実部信号および虚部信号のそれぞれについて再生搬送
波に基づき同期検波を行う第１の複素乗算器と；　前記
第１の複素乗算器の出力を受けてその実部信号および虚
部信号のそれぞれについて極性判定をし復調信号を出力
する２個の識別器と；　前記２個の識別器の出力を複素
信号入力としてその虚部信号の極性の反転した複素共投
信号でもって前記信号処理回路の出力について逆変調処
理を行いベースバンド帯の搬送波再生を行う第２の複素
乗算器と；　前記第２の複素乗算器の出力を受けてその
実部信号および虚部信号のそれぞれについてろ波処理を
行う２個のローパスフィルタからなるベースバンドタン
ク回路と；　前記ベースバンドタンク回路の出力を受け
てその絶対値操作を行う絶対値回路およびこの絶対値回
路の出力と前記ベースバンドタンク回路の出力間で割算
操作をしその結果信号を前記再生搬送波として前記第１
の複素乗算器へ送出する割算器からなるベースバンドリ
ミッタ回路と；前記ベースバンドタンク回路の入出力信
号について複素乗算をし前記ローカル発振器の周波数制
御信号となる虚部信号を形成する第３の複素乗算器と；
　を備えたことを特徴とするものである。

（作　用） 次に、本発明のディジタル変調信号復調回路の作用を説
明する。

第１および第２のミキサの一方の入力へ共通に与えられ
る中間周波帯の入力ディジタル変調信号を Ｖ；（ｔ）＝ｃｏｓ　（ω、ｔ＋θ、＋Ｄ（ｔ）ｌ　　
　　　　＋　−＝−−（１）とする。なお、Ｄ（ｔ）は
任意の変調データである。また、ローカル発振器が発生
するローカル信号を Ｖｌ（ｔ）＝ｃｏｓ　（ωＬｔ＋θＬ）　　　　　　　
−一・−４２＞とすると、第１および第２のミキサの出
力に得られるベースバンド帯の複素２調信号は、Ｒ（を
ン＝ｃｏｓ　　（ω６ｔ＋θ、＋Ｄ　　（ｔ　）１　　
　　’−−−・−・・−一一一・（３）Ｉ　（ｔ）　＝
ｓ　ｉ　ｎ　（ω、ｔ＋θ、＋Ｄ　（ｔ　）　ｌ　　−
＝−、、−、−（４）となる、但し、 ω８＝ω；−ωＬ、　θ８＝θ、−θＬ　　　　　−一
一一・−・・−−−（５）である、前記式（３）と同（
４）はひとつの式にまとめることができ、次の式（６）
となる。

ＷＨ（ｔ）＝Ｒ＋ｊＩ＝ｅｘｐ　（ｊ（ω、ｔ＋θ、＋
Ｄ（ｔ）１−・−・・−・−一−−−・（６） 今、ベースバンドリミッタ回路の出力に得られる振幅−
走化された再生搬送波を り、（ｔ）＝ｅｘｐ　（ｊ（ωａＬｔ＋θ、Ｌ））　　
　　＝＝−−−−・・・−・（７）とすると、第１の複
素乗算器の出力にはｄ　（ｔ）　＝Ｗ＋（ｔ）・ＷＬ（
ｔ）＝ｅＸＰ（ｊ（ω−ｓｔ＋θ＠、＋Ｄ（ｔ）１−ｍ
−−−−〜・−・・＝−＜　ｓ　＞が得られる。但し、
ＷＬ（ｔ）は複素共役である。

また、 ω、＝ω６−ωａＬ＋　　θｅａ＝θ８−θｅＬ　　　
　’−’−”’−”−・（９）である。その結果、２個
の識別器が出力する復調７／−ゝ＼ 信号ｄ（ｔ）は、初期位相θ６６によって定まるが、基
本的には となる。

一方、第２の複素乗算器で行われる逆変調動作ニニ＝；
； は、復調信号ｄ　（ｔ　）の複素共役ｄ（ｔ）を用いて
アぐ Ｗ；（ｔ）・ｄ　（ｔ）　＝ｅｘｐ（ｊ（ω、ｔ＋θａ
）　＋　　　〜・−（１１）となり、変調信号（Ｄ　（
ｔ　））の除かれたベースバンド帯の搬送波が得られる
。この搬送波はベースバンドタンク回路でＳ／Ｎ改善処
理がなされ、次の式（１２）で示される。

Ｃ（ｔ）　＝ｅｘｐ（ｊ（ｕ、ｔ＋θ、−τ（ω、））
　　　　−一一一（１２）ここで、τ（ω。）はベース
バンドタンク回路における群遅延によって生ずる位相誤
差であり、群遅延をτ０（秒）とすると、 τ＝τ。、ω１１　　　　　　　　　”−・−〜−−−
−−−・−（１３）となる。

式（１２）で示される信号がベースバンドリミッタ回路
で振幅−走化処理を受は式（７）で示される再生搬送波
となるのであるから、定常状態においては式（１２）と
式（７）は等しい。故に、式（９）から ωｅ＊＝Ｏ”−”’　”−”　＝’−’−・（１４）と
なる、即ち、常に同期が達成されるのであって、高速引
き込み動作が行われるのである。

但し、位相誤差については、式（９）からθ、＝θ６−
θｅＬ”τ。・ω、　　　　　−・−・−−−・・−−
−（１５）となる、この式（１５）は誤り率特性の劣化
要因となるのは、ローカル信号の周波数（ωＬ）と入力
ディジタル変調信号の搬送波周波数（ωＩ）の誤差（ω
６）であることを示している。

そこで、第３の複素乗算器において、ベースバンドタン
ク回路の入出力信号について （Ｗ、（ｔＬ　ｄ（ｔ）ｌ　−Ｃ（ｔ）　＝ｅｘｐ　（
Ｊ　τ（ω、））＝ｅｘｐ（ｊτ０ω０） 一〜−−−−−・−・−（１６） なる複素乗算を行い、その虚部信号を Ｖ、＝ｓｉｎ（τ０ω６） 絢τ０ωａ　　　　　　　　　’　　　　−’−・（１
７）として求め、これをローカル発振器の周波数制御信
号とするのである。その結果、ローカル信号の周波数誤
差が自動的に補正され、誤り率特性に劣化を生ずること
なく確実な復調動作を安定的になし得ることになる。

なお、信号処理回路以降の各要素はディジタル回路で構
成できるから、ＬＳＩ化が容易であり、回路規模の大幅
な低減が図れる。

このように、本発明のディジタル変調信号復調回路によ
れば、逆変調タンクリミッタ法に基づく復調回路をベー
スバンド帯において実現できたので、逆変調タンクリミ
ッタ法の特長によって高速かつ確実な同期引き込み動作
が可能となり、パケット通信やバースト状の音声通信等
、広汎な通信形態に対応できる。また、復調動作はベー
スバンド帯のディジタル信号処理によってなされるから
、ＬＳＩ化が可能で回路規模を大幅に低減でき、またデ
ィジタル信号処理の特長から種々のデータ速度に対して
簡単に対応できる等、種々の効果がある。

（実　施　例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例に係るディジタル変調信号復
調回路を示す、なお、第３図と同一構成部分には同一名
称符号を付しである。

第１図において、６は複素乗算器、７ａ、７ｂは識別器
、８は複素乗算器、９ａ、９ｂはベースバンドタンク回
路を構成する同一特性のローパスフィルタである。また
、１０は絶対値回路、１１ａ、ｌｌｂは割算器であって
、これらはベースバンドリミッタ回路を構成する。そし
て、１２は複素乗算器、１３はローパスフィルタである
。

以上の構成において、前記式（１）で示される中間周波
帯の入力ディジタル変調信号Ｖ　、（ｔ　）はミキサ３
ａ、同３ｂの一方の入力へ共通に与えられる。また、ロ
ーカル発振器１は入力ディジタル変調信号Ｖ　、（ｔ　
）の搬送波と周波数が略等しいローカル信号ＶＬ（ｔ）
を発生し、それをミキサ３ａの他方の入力と移相器２へ
与える。移相器２はローカル信号ＶＬ（ｔ）の位相をπ
／２宛移相し、それをミキサ３ｂの他方の入力へ与える
。今、ローカル信号Ｖ＋、（ｔ）は前記式（２）で示さ
れるとすれば、ミキサ３ａと同３ｂでは入力ディジタル
変調信号Ｖ、（ｔ）が前記式（６）で示されるベースバ
ンド帯の複素変調信号Ｗ、（ｔ）へ周波数変換される。

ここで、第１図に示す如く、ミキサ３ａは実部信号（前
記式（３））、ミキサ３ｂは虚部信号（前記式（４））
を形成するとする。

Ａ／Ｄ変換器４ａ、同４ｂおよびローパスフィルタ５ａ
、同５ｂは信号変換回路を構成し、前記複素変調信号ｗ
、（Ｈの実部信号および虚部信号のそれぞれについてア
ナログ・ディジタル変換処理および波形整形処理をし、
その処理をした複素変調信号ｗ、（Ｂを複素乗算器６と
同８の一方の入力へそれぞれ送出する。

複素乗算器６は、その他方の入力に割算器１１ａ、同１
１ｂから再生搬送波Ｗｔ、（ｔ）が与えられるので、前
記信号処理回路の出力を受けてその実部信号および虚部
信号のそれぞれについて再生搬送波に基づき同期検波を
行い、その同期検波信号ｄ（ｔ）を識別器７ａ、同７ｂ
へ与える。

再生搬送波ＷＬ（ｔ）は前記式（７）で示され、また同
期検波信号ｄ　（ｔ　）は前記式（８）で示される。

識別器７ａ、同７ｂは同期検波信号ｄ（ｔ）の実部信号
および虚部信号の対応するものについてその極性判定を
行い前記式（１０）で示される復調信号弁〉を形成する
。この復調信号す１１〜）は複素乗算器８の他方の入力
へも与えられる。

複素乗算器８は、前記２個の識別器（７ａ。

／＼ ７ｂ）の出力ｄ（ｔ）を複素信号入力としてその虚部信
号の極性の反転した複素共投信号でもって前記信号処理
回路の出力（即ち、複素変調信号Ｗ　ｉ（ｔ　））につ
いて逆変調処理を行いベースバンド帯の搬送波再生を行
う、この動作は前記式（１１）で示される。この搬送波
はベースバンドタンク回路（ローパスフィルタ９ａ、同
９ｂ）でＳ／Ｎ改善処理を受け、前記式（１２）で示さ
れる信号Ｃ（ｔ）となり、ベースバンドリミッタ回路（
絶対値回路１０および割算器１１ａ、同１１ｂ）と複素
乗算器１２の一方の入力とへ与えられる。

なお、複素乗算器１２の他方の入力にはベースバンドタ
ンク回路の入力信号、即ち複素乗算器８の出力信号が与
えられる。

ベースバンドリミッタ回路では、絶対値回路１０におい
て信号Ｃ（ｔ）の絶対値を求めるとともに、割算器１１
ａ、同１１ｂにおいてその絶対値で信号Ｃ（七）を割算
することを行う、即ち、信号Ｃ（ｔ）について振幅−走
化処理を行い、それを再生搬送波Ｗｔ、（ｔ）として複
素乗算器６へ与えるのである。前記した如く、定常状態
においては式（１２）と同（７）は等しいので、常に同
期が達成され高速引き込み動作が行われる。

但し、誤り率特性の劣化要因となる位相誤差が存在する
。これは複素乗算器１２において前記式（１６）で示さ
れるベースバンドタンク回路の入出力信号についての複
素乗算処理によって検出され、式（１７）で示される虚
部信号Ｖ、が形成される。この虚部信号Ｖｆはローパス
フィルタ１３でＳ／Ｎ改善処理を受けてローカル発振器
１へ周波数制御信号として与えられる。その結果、ロー
カル信号の周波数誤差が自動的に補正され、誤り率特性
に劣化を生ずることなく確実な復調動作を安定的になし
得ることになる。

なお、複素乗算器６．同８および同１２は、具体的には
例えば第２図に示す如く、４個の乗算器１４と２個の加
算器１５とで構成される。

以上の説明から明らかな如く、Ａ／Ｄ変換器４ａ、同４
ｂ以降の各要素はディジタル回路で構成できるから、Ｌ
ＳＩ化が容易であり、回路規模の大幅な低減が可能であ
る。

（発明の効果） 以上詳述したように、本発明のディジタル変調信号復調
回路によれば、逆変調タンクリミッタ法に基づく復調回
路をベースバンド帯において実現できたので、逆変調タ
ンクリミッタ法の特長によって高速かつ確実な同期引き
込み動作が可能となり、パケット通信やバースト状の音
声通信等、広汎な通信形態に対応できる。また、復調動
作はベースバンド帯のディジタル信号処理によってなさ
れるから、ＬＳＩ化が可能で回路規模を大幅に低減でき
、またディジタル信号処理の特長から種々のデータ速度
に対して簡単に対応できる等、種々の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るディジタル変調信号復
調回路の構成ブロック図、第２図は複素乗算器の構成ブ
ロック図、第３図および第４図は従来例回路の構成ブロ
ック図である。 １・・・・・・ローカル発振器、　２・・・・・・移相
器、３ａ、３ｂ・・・・・・ミキサ、　４ａ、４ｂ・・
・・・・Ａ／Ｄ変換器、　５ａ、５ｂ・・・・・・ロー
パスフィルタ、６．８．１２・・・・・・複素乗算器、
　９ａ、９ｂ・・・・・・ローパスフィルタ、　　１０
・・・・・・絶対値回路、１１ａ、ｌｌｂ・・・・・・
割算器、　１３・・・・・・ローパスフィルタ、　１４
・・・・・・乗算器、　１５・・・・・・加算器。 代理人　弁理士　　八　幡　　義　博 −文部信号’　　−−−−、ａｎ樽号 本免明のテ５ジグル麦江掲号後Ｉ回路０蹟戒゛例第　／
　図 複徹家１１専の震ｐ（替］ 第　２　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 中間周波帯の入力ディジタル変調信号の搬送波と周波数
   が略等しいローカル信号を発生するローカル発振器と；
   ローカル信号の位相をπ／２宛移相する移相器と；前記
   入力ディジタル変調信号をベースバンド帯の複素変調信
   号へ周波数変換するものであって前記ローカル発振器の
   出力を他方の入力とする第１のミキサおよび前記移相器
   の出力を他方の入力とする第２のミキサと；前記複素変
   調信号の実部信号および虚部信号のそれぞれについてア
   ナログ・ディジタル変換処理および波形整形処理を行う
   信号処理回路と；前記信号処理回路の出力を受けてその
   実部信号および虚部信号のそれぞれについて再生搬送波
   に基づき同期検波を行う第１の複素乗算器と；前記第１
   の複素乗算器の出力を受けてその実部信号および虚部信
   号のそれぞれについて極性判定をし復調信号を出力する
   ２個の識別器と；前記２個の識別器の出力を複素信号入
   力としてその虚部信号の極性の反転した複素共投信号で
   もって前記信号処理回路の出力について逆変調処理を行
   いベースバンド帯の搬送波再生を行う第２の複素乗算器
   と；前記第２の複素乗算器の出力を受けてその実部信号
   および虚部信号のそれぞれについてろ波処理を行う２個
   のローパスフィルタからなるベースバンドタンク回路と
   ；前記ベースバンドタンク回路の出力を受けてその絶対
   値操作を行う絶対値回路およびこの絶対値回路の出力と
   前記ベースバンドタンク回路の出力間で割算操作をしそ
   の結果信号を前記再生搬送波として前記第１の複素乗算
   器へ送出する割算器からなるベースバンドリミッタ回路
   と；前記ベースバンドタンク回路の入出力信号について
   複素乗算をし前記ローカル発振器の周波数制御信号とな
   る虚部信号を形成する第３の複素乗算器と；を備えたこ
   とを特徴とするディジタル変調信号復調回路。