JPH09200276A - 無線機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】基地局を介して移動局間の通信を行なうシステ
ムあるいは複信あるいは単信通信を行うシステムに用い
るディジタル線形変調の無線機において、送信部の非線
形歪み補償を回路規模を増大させることなく実現し、移
動局間直接通信を可能とする。 【解決手段】 本発明では、ダイオードスイッチ等の切
り替え器を設けて、送受信周波数反転時に電力増幅器の
出力段の回路を切り替え、送受信周波数帯に対応する２
組の帰環回路及び補償回路を設けることなく、１組の帰
還回路及び補償回路で非線形補償のための帰環／制御ル
ープを構成し、電力増幅部と当該切り替え器で発生する
非線形歪みを含めて歪み補償を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は基地局を介して移動
局間の通信（通常）を行なうディジタル線形変調の無線
機において、送受信周波数を反転することにより基地局
を介さずに移動局間通信を可能とするディジタル線形変
調の無線機の送信部非線形歪み補償方式の構成に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】一般業務等に用いられる無線通信システ
ムとして、基地局を介して移動局間の単信および複信通
信を行なう通信システムが広く知られている。これを図
４及び図５に示す。両図において、１は基地局、２ａ、
２ｂ、２ｃ及び３ａ、３ｂは移動局を示す。

【０００３】図４は単信通信の例で、各移動局２ａ、２
ｂ、２ｃは搬送周波数ｆ１で送信し、搬送周波数ｆ２で
受信する。また、図５は複信通信の例で、移動局３ａと
移動局３ｂで通信を行う場合、移動局３ａは搬送周波数
ｆ１で送信し、基地局１は搬送周波数をｆ３に変換して
移動局３ｂに送出する。移動局３ｂはこのｆ３を受信
し、搬送周波数ｆ２で送信する。同様に、移動局３ａは
ｆ４で移動局３ｂの送信内容を受信することにより複信
通信を行う方式である。説明を簡単にするのため、これ
らの周波数は各通信方式により、各移動局で異なる場合
等ありえるが、個別移動局において、送信用搬送周波数
を受信周波数に用いることはできないし、受信用搬送周
波数を送信周波数に用いることはできない。このため、
従来のＦＭ変調などアナログ変調方式の無線機では、送
受信周波数を反転して、直接に移動局間で通信する方式
が一般に知られている。

【０００４】一方、最近ではディジタル線形変調を採用
したシステムが存在する。このようなシステムに用いる
移動局無線機の基本構成の一例を図３に示す。以下、こ
の無線機の基本動作について簡単に説明する。始めに送
信系の動作を述べる。マイク６０１から入力された音声
信号は低周波部６０２で増幅され、音声符号化部６０３
でディジタル信号に変換される。符号化された音声信号
はディジタル変調部６０４でシステム固有の方式により
ディジタル変調され、Ｉ相（同相）及びＱ相（直交位
相）の信号に変換される。ついで後述する補償回路３１
０を通過後、直交変調部６０５で直交変調され電力増幅
部３０９で所定の電力レベルまで増幅される。一般にデ
ィジタル線形変調では、電力増幅部の振幅及び位相歪み
に起因する非線形歪みが発生し、電力増幅部の出力スペ
クトラムが規定帯域外に広がり近接するチャネルへの漏
洩電力が増加し妨害を与える。補償回路３１０はこのス
ペクトラムの広がりを抑え漏洩電力比を改善する回路で
あり、詳細は後述する。増幅された高周波信号は、アイ
ソレータ３０６、方向性結合器３０５、共用器３０１の
送信側バンドパスフィルタ３０４を通過後、アンテナ１
０１から送出され、基地局で受信される。

【０００５】次に受信系の動作について説明する。基地
局からの送信波は、アンテナ１０１で受信され、受信フ
ィルタ３０３通過後、受信高周波部６０８で増幅され、
さらにミキサ６０９で受信中間周波数に変換された後、
復調部６１１で復調され受信データとして再生される。
この受信データは音声復調部で復号され、さらに音声信
号に変換された後、低周波部６１３で増幅されスピーカ
６１９から受信音声信号として出力される。ここで、直
交変調及び受信部ミキサ用のローカル信号はシンセサイ
ザ部６０６から供給される。なお、６１５は無線機の制
御を行う制御部、６１６は操作及び表示部である。ま
た、周知のとおり直交変調部６０５へ入力するローカル
信号は、位相が互いにπ／２ラジアン（９０゜）ずれた
信号を入力する必要があり、これには９０゜位相器６０
７を設けて実現する。最近では９０゜位相器を内蔵した
ＩＣも市販されており容易に実現できる。

【０００６】次に前述の補償回路について説明する。一
般に線形変調された変調波は電力増幅部３０９等の送信
路で発生する非線形歪みによりスペクトラムが広がり、
近接する（例えば１２.５ｋＨｚ、２５ｋＨｚ離調など
の）通信チャネルの帯域に妨害を与える。その対策とし
て送信出力の一部を方向性結合器３０５等の結合回路を
用いて取り出し、帰還回路３０８を経由して、補償回路
３１０に帰還し、ディジタル変調部６０４の変調波信号
と比較し送信信号と帰還信号との差すなわち振幅及び位
相差を補正することで近接する帯域への漏洩電力を低減
するカーテシアン制御負帰環型の補償方式が知られてい
る。すなわち、この方式では帰還回路３０８において帰
還された無線周波数を直交復調し、Ｉ相及びＱ相の信号
として補償回路３１０で処理するカーテシアン制御を用
いている。このような補償方式については、線形変調と
してπ／４シフトＱＰＳＫを用いた場合の例として、Ｉ
ＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ ｓｅｌｅｃｔｅｄ ａ
ｒｅａｓ ｉｎ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ｖ
ｏｌ．ＳＡＧ−５，Ｎｏ．５ Ｊｕｎｅ，１９８７
ｐ．ｐ．８９０−８９５に記載例があり、同文献のＦｉ
ｇ．７ ｐ．８９２にカーテシアン制御負帰還型の原理
ブロック図が示されている。この原理ブロック図には含
まれていないが、一例として隣接するチャネルへの漏洩
電力比が−５０ｄＢｃ以下であるような厳しい規定が要
求される業務用のディジタル無線機では、送信出力段の
負荷変動に対して安定に非線形歪みを補償するためにア
イソレータ３０６を電力増幅部の出力段に設ける回路構
成が必要とされる。以上、ディジタル線形変調方式の無
線機の一般的な基本動作の例について説明した。このよ
うにディジタル線形変調を用いた無線機では、電力増幅
部の非線形歪みを補償するための帰還回路、補償回路が
必要になる。なお、共用器３０１は複信通信を行う場合
に必要となるが、単信通信のみのシステムでは送信と受
信が交互に行われるためバンドパフフィルタ３０４及び
３０３に相当する送信及び受信フィルタを設けることで
も良い。

【０００７】前述のとおり基地局を介して移動局間の通
信を行なう無線機では、構成上、直接に移動局間の通信
を行なう手段を有しておらず、基地局の統制範囲外ある
いは基地局の障害発生時には、通信が行なえない欠点が
ある。このため、従来のアナログ変調の無線機では、移
動局間直接通信を行なう手段として、一方の無線機の送
信周波数と受信周波数を反転し、送受信部の信号路を切
り替え送信フィルタを介して受信波を入力し、また、受
信フィルタを介して送信波を出力することで、直接に移
動局間通信を行う方式が知られている。一方、このよう
に変調方式として従来のＦＭ変調などの定振幅変調を用
いる無線機では、電力増幅部の非線形歪みに起因する近
接するチャネルへの妨害は影響が生じないことから、電
力増幅部にＣ級増幅器を採用し、前述のような補償回路
も不要である。したがって、一般に、送信及び受信帯域
が例えば数ＭＨｚ、あるいは数１０ＭＨｚ離れた無線シ
ステムが存在するが、従来のアナログ変調の無線機では
単に送受信周波数を反転及び送受信部の信号路の切り替
えで移動局間直接通信を行うことが可能であった。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】これに対して、線形変
調を用いるディジタル無線機では、送信周波数と受信周
波数を反転するためには前述のように電力増幅部の非線
形歪み補償回路を設ける必要があり、単に送受信周波数
を反転しただけでは充分に歪み補償を行うことができな
い問題点がある。すなわち、例えば、送受信間隔が数Ｍ
Ｈｚ以上離れている場合、電力増幅器、直交変調器、帰
還回路に用いる直交復調器、あるいは、その他補償用制
御ループを構成する回路の振幅、及び位相特性に差異が
生じるため、非線形歪みを効果的に補償することができ
ない。このため、送受信周波数帯ごとに補償用の制御ル
ープを設け、振幅及び位相差の変化に対応した補償動作
を行う必要がある。特に、トレーニング信号を用いて振
幅歪み、位相歪みを検出し補償量を制御する補償方式で
は、送受信周波数を反転する場合、双方の周波数帯に応
答するように補償用の制御ループを独立に構成すること
が求められる。この方法として、原理的には帰還回路及
び補償回路を独立に２系統設けることで、非線形歪み補
償用の制御ループを構成することが可能である。しかし
ながら、この構成方法では回路規模が大きくなり、コス
トも増加する欠点がある。本発明はこのような欠点を除
去し、ディジタル線形変調の無線機において、電力増幅
部の非線形歪みをより簡便な回路構成で補償する制御ル
ープを実現することで移動局間直接通信を提供するもの
である。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために、まず第１の手段として電力増幅器の出力
段に切り替え器を設けて伝送路を分岐し、周波数を送受
信反転した場合、いずれの周波数帯においても共用器を
通して送信波を出力できるようにしたものである。

【００１０】なお、一般に、一例として４００ＭＨｚ帯
の電力増幅器では送受信間隔が２０ＭＨｚ程度離れてい
てもこの間の周波数帯域で動作可能である。

【００１１】また、第２の手段として上記に示す電力増
幅部の分岐路に、それぞれ方向性結合器等の結合器を設
け、さらに、これら２つの方向性結合器の出力を選択す
る切り替え器を設けて、帰還回路を介し補償回路へ入力
する制御ループを構成したものである。これにより帰還
回路及び補償回路は１系統でありながら、２系統の補償
用制御ループを構成することが可能となる。ここで、負
荷変動に対して補償動作の安定化を図るために、一般に
電力増幅部の出力段にアイソレータを設けるが、原理的
には無くても良い。なお、アイソレータが送受信間隔の
帯域をカバーする広帯域な特性を有する場合は、第１の
手段に示す分岐をアイソレータの出力段で切り替えるこ
とでアイソレータを１個とすることができる。

【００１２】さらに、第３の手段として送受信周波数を
反転するため受信部においても切り替え回路を設け、送
信波が直接自分の受信部に入力されないように切り替回
路を構成したものである。

【００１３】その結果、周波数の反転を行なった場合に
おいても、上記の切り替え回路を設けることで１つの帰
環回路及び補償回路で、２つの周波数帯に応答する非線
形歪み補償用の帰環ループを構成することができる。ま
た、切り替え器を含めて帰環ループを構成するため、電
力増幅器で発生するの非線形歪み以外に切り替え器で発
生する非線形歪みを含めて補償を行なうことができる。
このため、送信回路を切り替えてることによる補償性能
の劣化を招くことが無い。一方、受信回路の切り替えは
送信波が直接入力されないように動作するので、自己の
送信波に妨害、干渉されることなく到来波を受信できる
ため、移動局間の直接通信が可能となる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施例を図１及
び図２により説明する。図１は送受信間隔をカバーする
広帯域のアイソレータを用いた場合の実施例である。こ
こで、実施例においては、本発明の要点である高周波部
の構成例について示す。すなわち、図３に示すディジタ
ル無線機の従来例における送信部、マイク６０１の以降
ディジタル変調部６０４迄の基本動作は、本実施例とも
に同一である。また、受信部においてはミキサ６０９以
降、受信中間周波部からスピーカ６１９の出力まで実施
例と同じ基本動作である。さらに、シンセサイザ部６０
６、制御部６１５、操作表示部６１６の動作、構成につ
いても、図３の従来例と同じであるため、図１、図２で
は記載を省略する。

【００１５】以下に動作を説明する。送信入力端１２６
は図３の従来例に示す音声符号化部６０３の出力に相当
する。この送信信号はディジタル変調部６０４でディジ
タル線形変調されＩ相、Ｑ相の出力として補償回路１１
９に入力される。直交変調部１２８で直交変調され、さ
らに電力増幅部１１８で増幅された後、アイソレータ１
１６に入力される。送信波は前述のとおり、電力増幅部
１１８の非線形歪みによりスペクトラムが広がり近接す
るチャネル帯域、例えば１２.５ｋＨｚ、２５ｋＨｚ等
の帯域への漏洩電力を増大させる。アイソレータ１１６
の出力を分岐し、切り替え器１０７及び１０８に接続す
る。切り替え器は例えばダイオードスイッチで構成する
ことができるが図１において、これらの切り替え器は端
子１１２及び１１４がオン、端子１１３及び１１５がオ
フである。

【００１６】なお、ここでダイオードスイッチで構成す
る切り替え器１０９、１１２、１１４、２０４、２０
８、１２２の例を図６に示す。図６おいてＤ１、Ｄ２に
例えばピンダイオードを用い、スイッチＳＷ１及びＳＷ
２がそれぞれ電源＋Ｖｃ側、及び接地側のとき、Ｄ１が
オン、Ｄ２がオフとなるので端子５０１から１１２間が
導通状態、端子５０１から端子１１３が断となり、伝送
路に切り替えが行える。Ｃ，Ｒはそれぞれコンデンサ、
抵抗をまた、５０５はＳＷ１及びＳＷ２の制御入力端子
を示す。

【００１７】次に送信波は端子１１２を通して方向性結
合器１０５に入力され、共用器１０２のバンドパスフィ
ルタ１０４を通してアンテナ１０１から送出される。方
向性結合器１０５の出力は切り替え器１０９が端子１１
０側に切り替わっているため、帰環回路１１７を介して
補償回路１１９へ帰環される。補償回路１１９は、前述
のとおり送信入力信号と比較し、振幅及び位相歪みに起
因する非線形歪みを低減するように動作する。ここで注
目すべき事項は、補償回路１１９の制御／帰還ループは
切り替え器１０７及び１０９を含んで構成されるため、
上記切り替え器のダイオードで発生する非線形歪みを含
めて非線形補償をおこなうことが可能となる点である。

【００１８】一方、到来した受信波はアンテナ１０１か
ら入力され、共用器１０２のバンドパスフィルタ１０３
を通して、切り替え器１０８に入力される。切り替え器
１０８の端子は１１４に接続されているため、受信波は
受信部増幅器１２０で増幅される。切り替え器１２１の
端子１２２を通してバンドパスフィルタ１２４を通過
後、ミキサ６０９で中間周波数に変換され、さらに受信
中間周波部で増幅され、その後復調される。ミキサ以降
の動作は従来例、図３の動作と同じである。

【００１９】この際、送信波は切り替え器１０８の端子
１１５はオフであるため受信増幅器１２０に入力される
ことはなく、受信回路に直接妨害を与えることはない。

【００２０】なお、バンドパスフィルタ１２４及び１２
５は機器の所要減衰特性により必ずしも必要なく、これ
に伴って切り替え器１２１も不要とすることができる。

【００２１】移動局間の直接通信を行なう場合、相手側
の移動局では送受信の周波数を反転して送信及び受信を
行なう必要がある。

【００２２】以下このときの移動局の動作を説明する。
この移動局では、切り替え器１０７及び１０８、ならび
に１０９をそれぞれ端子１１３，１１５及び１１１側に
切り替える。受信波は共用器１０２のバンドパスフィル
タ１０４を通過後、切り替え器１０７の端子１１３を介
して受信増幅器１２０に入力される。切り替え器１２１
を端子１２３側に切り替え、受信波と同じ通過域をもつ
バンドパスフィルタ１２５に入力し、所要の帯域制限を
行なったのち、前述と同様に後段回路に入力し、検波復
調する。この移動局が送信する場合、送信波はアイソレ
ータ１１６が送信及び受信帯域を通過域とするためアイ
ソレータ１１６を通過、ついで切り替え器１０７の端子
１１２がオフ、１０８の端子１１５側がオンされるため
方向性結合器１０６を介して共用器１０２のバンドパス
フィルタ１０３に入力されアンテナ１０１から出力され
る。この際、切り替え器１０９は端子１１１側がオンと
なり送信出力の一部を帰環回路１１７に帰還し、補償回
路１１９で非線形歪み補償を行う。なお、このような制
御は図示しない制御部の制御による行われ、各切換器１
０９、１１２、１１４、１２１は連動する。

【００２３】このように送受信周波数が反転した場合に
も帰還回路及び補償回路が１系統でありながら、信号路
の切り替え動作を行うことで、歪み補償のための制御ル
ープを独立に２系統具備することと等価の効果を持たせ
ることができる。

【００２４】以上により基地局を介して通信を行なうデ
ィジタル線形変調の無線機あるいは複信通信の無線機に
おいて、送信出力の非線形歪み補償機能を回路規模を大
幅に増やすことなく実現することが可能となり、移動局
間の直接通信に有効となる。

【００２５】次に実施例２について、図２を用いて説明
する。実施例２では、アイソレータの通過域が数ＭＨ
ｚ、すなわち送受信間隔よりも狭い場合の実施例であ
る。電力増幅器１１８の出力を切り替え器２０４を設け
て２分岐し、一方の出力には送信周波数ｆt、例えば中
心周波数３６０ＭＨｚを通過域とするアイソレータを、
もう一方の信号路には受信周波数ｆr、例えば中心周波
数３７８ＭＨｚを通過域とするアイソレータを設る。こ
こでは一例として送受信周波数の間隔が１８ＭＨｚ離れ
た例とした。同様に共用器１０２のバンドパスフィルタ
１０４は送信周波数ｆtを通過させる帯域を、また、バ
ンドパスフィルタ１０３は受信周波数ｆrを通過させる
帯域をもつように配置する。なお、送受信周波数を反転
した移動局ではｆtが受信波、ｆfが送信波となる。

【００２６】実施例１と同じく、方向性結合器１０５あ
るいは１０６を介して送信波の一部を取り出し、切り替
え器１０９で信号路を選択し帰環回路１１７に帰還す
る。さらに補償回路１１９で非線形歪み補償を行う。こ
のように、切り替え器が帰還ループ内に含まれるため、
切り替え器で発生する非線形歪みを含め電力増幅部の非
線形歪みを補償するととが可能となり、近接チャネルへ
の漏洩電力比を劣化させることなく切り替えが行うこと
ができる。

【００２７】さらに切り替え器２０３が端子２０４に切
り替わっている場合、切り替え器２０６の端子２０８は
オフであるため送信波が自らの受信増幅器１２０に漏れ
込むことを防止することができる。送信波がバンドパス
フィルタ１０４を通過するように切り替えられている場
合、相手の移動局から送信された電波は到来受信波とし
て共用器１０２のバンドパスフィルタ１０３を通過後、
切り替え器２０６の端子２０７に入力され、その後受信
増幅器１２０で増幅される。これ以降の動作は実施例１
と同様である。

【００２８】

【発明の効果】本発明によれば、基地局を介して移動局
間の通信を行なうシステムあるいは複信あるいは単信通
信を行うシステムに用いるディジタル線形変調の無線機
において、送信部の非線形歪み補償のための帰還回路あ
るいは補償回路を独立に２系統設けることなく、切り替
えを行うことで１系統で歪み補償のための帰還／制御ル
ープを構成することが可能となる。移動局間で周波数を
反転して直接通信をする場合、これまで送信部の帰還回
路及び補償回路を２系統設けて補償用の制御ループを構
成する回路形式が想定されたが、これにより回路規模の
低減が可能となり、機器の小形化、低価格化に有効とな
る。また、送受信の周波数帯が例えば１０数ＭＨｚから
数１０ＭＨｚ離れているような場合にも、周波数帯に対
応した非線形歪み補償を行うことができるため、漏洩電
力比の性能劣化を招くことがない。

【００２９】また、ダイオードスイッチ等の切り替え器
を用いて出力信号路及び帰還路の切り替えを行なって
も、補償制御ループ内に当該ダイオードスイッチ含まれ
る構成のため、切り替え器自身で発生する非線形歪みに
つい補償可能である利点を有している。アイソレータに
ついては、実施例により異なるが送受信帯域をカバーす
る広帯域のものを採用することにより１ケとすることが
できる。さらに受信部に対しては、送信波が自らの受信
回路に入力されることのないよう信号路を切り替える構
成であることから、送信波による干渉妨害が発生せずに
到来波を受信できる。

【００３０】このように本発明によれば切り替え器等の
少ない回路追加により、送受信周波数を反転した場合に
も電力増幅部の非線形歪み補償機能を有効に動作させる
ことができるため、ディジタル線形変調方式の無線機の
移動局間直接通信機能を小形、低価格で実現することが
可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示すブロック図。

【図２】本発明のその他の実施例を示すブロック図。

【図３】従来のディジタル無線機のブロック図。

【図４】基地局を介する移動局間複信通信の例を示す構
成図

【図５】基地局を介する移動局間単信通信の例

【図６】切り替え器の構成図の一例を示す回路図

【符号の説明】

１０１ アンテナ、１０２ 共用器、１０５ 方向性結
合器、１０６ 方向性結合器、１０７、１０８、１０９
ダイオード切り替え器、１１６ アイソレータ、１１
７ 帰環回路、１１８ 電力増幅部、１１９ 補償回
路、１２０ 受信増幅器、１２１ ダイオード切り替え
器、１２６ 送信データ入力端、１２７受信中間周波出
力端、２０１、２０２ アイソレータ、２０３、２０６
ダイオード切り替え器、３０１ 共用器、３０５ 方
向性結合器、３０６ アイソレータ、３０７ 受信増幅
器、３０８ 帰環回路、３０９ 電力増幅器、３１０
補償回路、３１１ 受信用バンドパスフィルタ、６０４
ディジタル変調部、１２８ 直交変調部、６１０受信
中間周波部、６０９ ミキサ部、６１１ 復調部、６０
７ ９０゜位相器、６０６ シンセサイザ部、５０２
５０３ ピンダイオード、１ 基地局、２ａ、２ｂ、２
ｃ、３ａ、３ｂ 移動局

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信および受信周波数を反転することに
   より移動局間直接通信を行なう無線機において、 送信信号をＩ成分、Ｑ成分のデジタル信号に変調するデ
   ジタル変調部と、次段の補償回路と、次段のＩ、Ｑデジ
   タル信号を直交変調する直交変調部と、次段の電力増幅
   部と、該電力増幅部の出力をアンテナに供給する共用器
   内の少なくとも２つの周波数帯域の異なるバンドパスフ
   ィルタと、該バンドパスフィルタに選択的に前記電力増
   幅器の出力を供給するダイオードスイッチ回路と、該ダ
   イオードスイッチと前記各々のバンドパスフィルタの間
   に接続された方向性結合器と、該方向性結合器の内の何
   れか一つを選択するダイオードスイッチと、該ダイオー
   ドスイッチにより選択された信号を前記補償回路に供給
   するループを構成する帰還回路とを有することを特徴と
   するディジタル線形変調方式の無線機。