JPH08509113A - ディジタルｔｖ送信のための同一チャネルｎｔｓｃの干渉を抑制する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ＡＴＶ受信機で用いて、同一チャネル干渉を処理し、フィルタのフィルタ出力に可能な限り平坦な残留干渉スペクトルを生成するための阻止フィルタが設計された。このフィルタは、画像及び音声キャリアのみを充分に減衰させれば、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が除去され、ＡＷＧＮも存在する場合の性能の低下が僅かであるとの事実を利用している。

Description

【発明の詳細な説明】 ディジタルＴＶ送信のための同一チャネルＮＴＳＣの干渉を抑制する方法及び 装置 〔発明の背景〕 連邦通信委員会及びケーブルラブズ（CableLabs）のようなケーブルテレビジ ョン試験機構は、米国において他日ＮＴＳＣに取って代わると考えられる新しい テレビジョンの「標準」を選択するために、ディジタルテレビジョン送信システ ムを評価している。これらのシステムは全て、例えばＭＰＥＧディジタル符号化 アルゴリズム或いはその他を用いた、ディジタル符号化及びデータ圧縮技術を含 んでいる。 ＦＣＣは、１９９４年に、例えば、地上放送用の高規格テレビジョン（ＨＤＴ Ｖ）及び標準規格（ＳＤＴＶ）ディジタル信号を含むアドバンスドテレビジョン （ＡＴＶ）標準を試験し認可する計画である。標準仕様は、まだ全体の試験が行 われ合意を得べき状況にあるが、ＦＣＣは、このシステムは最初はいわゆる「サ イマルキャスト」と類似の形式をとるであろうことを示唆している。新しいＡＴ Ｖ信号は、現在未使用のテレビジョンチャネル（いわゆる「タブー」チャネル） に適合し、最初は、同一チャネル干渉なしに従来のアナログテレビジョン信号と 共存するものでなければならないと考えられている。 ＮＴＳＣは以後従来のテレビジョン放送の一つの例を表すものとして用いられ る。他の例はＳＥＣＡＭ及びＰＡＬである。ここではＮＴＳＣを例にとるが、こ れに限定することを意味するものではなく、一般的な従来のテレビジョンを表す 「従来の」と同義語として用いられる。 １９９４年に、ＦＣＣはいわゆる「グランドアリアンス」システムを試験する 筈である。このシステムは、ＦＣＣによって１９９１年及び１９９２年に試験さ れた個別プロポーザルの第１ラウンドを開発した共同スポンサーによって、共同 して開発されている。このシステムは、ＦＣＣが米国標準として認可するための 一つの最適のシステムにするため、既に試験された複数のシステムから最良の特 徴をとることを提案している。 グランドアリアンスは、既に、ＭＰＥＧ（モーション ピクチャーズ エキス パーツ グループ）によって提案されたソースコード化標準に準拠するコード化 アルゴリズムを決定している。これに加えて、二つのＲＦ送信体系が、アドバン スド テレビジョン テスト センター（ＡＴＴＣ）における「ベークオフ」で 最良の性能と評価され、その一つが、グランドアリアンスシステムに含むために 選択されるものと思われる。 第１のシステムは、マサチューセッツ工科大学（ＭＩＴ）及びゼネラル イン スツルメント（ＧＩ）会社が構成するアメリカン テレビジョン アリアンスに よって提案されたものであり、参考文献として添付されている「チャネルコンパ チブルディジタルＨＤＴＶシステム」（”Channel Compatible Digicipher HDTV System”1992年4月3日）及び更に「ディジタルＨＤＴＶシステム論」（”Digici pher HDTV System Description”1991年8月22日）に記載されている。このシス テムは、ベークオフのために更に修正された。その詳細は参考文献として添付さ れている「地上及びケーブルベークオフシステム概論」（”Summary Descriptio n of Terrestrial and Cable Bakeoff System”1994年1月17日）に記載されてい る。このシステムは直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いるという特徴を有する。 第２のシステムは、グランドアリアンスのメンバー ゼニス エレクトロニク ス会社によって開発され、マルチレベル残留側波帯（ＶＳＢ）変調方法を用いて おり、これは、「ディジタルスペクトラムコンパチブル−技術細目」（”Digita l Spectrum Compatible-Technical Details”1991年9月23日）に記載されている 。更にこのシステムは、最近ベークオフのために修正され、これは「ＶＳＢ送信 システム：技術細目」（”VSB Transmission System：Technical Details”1993 年12月17日）に記載されている。両文献共参考文献として添付されている。 第３のシステムは、グランドアリアンスのメンバー フィリップス エレクト ロニクス 北米会社、デービッド サーノフ リサーチ ラボラトリーズ及びト ムソン コンシューマ エレクトロニクスを含むアドバンスド テレビジョン リサーチ コンソーシアム（ＡＴＲＣ）によって提案され、参考文献として添付 されている「最新のディジタル高規格テレビジョンーシステム仕様」（”Advanc ed Digital High Definition Television-System Specification”1992年1月20 日）に記載されている。このＡＴＲＣシステムもまたＱＡＭを用いるという特徴 を有する。 これらのシステム全てが、同一チャネルの従来のテレビジョン送信に起因する 「サイマルキャスト」ＡＴＶ送信システムの性能の低下を軽減するために、異な った方法を提案している。 ＧＩ／ＭＩＴの方法では、同一チャネルの従来のテレビジョンの干渉を補償す るために、受信機イコライザが非常に大きく作られている。 ゼニスの方法では、受信機に櫛形フィルタを用いて、ディジタルスペクトルの 同一チャネル（例えばＮＴＳＣ）の画像、色及び音声のキャリアの位置に空白を 導入する。これは、例えばＮＴＳＣのような従来のテレビジョンが同一チャネル で放送されている場合に、性能を著しく改善する。 ＡＴＲＣシステムは、それぞれ画像キャリアの上及び下の周波数に周波数分割 で多重化された、二つの別個のキャリアにＱＡＭを送信することにより、ＨＤＴ Ｖ信号の送信スペクトルの画像キャリアの位置に空白を導入する。 これらのシステムに対する試験の結果から、同一チャネルＮＴＳＣの干渉が存 在する場合には、ＡＴＲＣシステムが最高の性能を示した。しかしながら、ＡＴ ＲＣシステムは、付加的白色ガウス型ノイズ（ＡＷＧＮ）がある場合には同様の 性能を示さない。 初期のゼニスの方法では、４ＶＳＢ変調体系が用いられた。これはその後格子 状符号化８ＶＳＢ変調方法に修正された。 ゼニスの４ＶＳＢ法では、送信機のデータは、エラーの伝播を避けるために前 段符号化され、更に、参考文献として添付されている米国特許第5,086,340号、 第5,087,975号及び第5,121,203号に記載されているように、独特の方法で後段櫛 形フィルタが受信機に用いられる技術に関係する。同一チャネルＮＴＳＣ干渉を 低減するために、前記の'975特許に記載されているように、ゼニスは櫛形フィル タと１２シンボル期間の遅延素子とを用いる。櫛形フィルタの１２シンボル期間 の遅延に対して、（送信機に具えられる）前段符号化器も同様に正確に１２シン ボル遅延素子を持つことが必要である。従って、同一チャネル干渉が存在する場 合は、前段符号化器と櫛形フィルタとの良好な組合せが性能を発揮する。 同一チャネルＮＴＳＣ干渉が存在せずＡＷＧＮのみが存在する場合は、ＡＴＶ 受信機での櫛形フィルタの使用は、エラー性能において３ｄＢの損失を生じる。 これは、１２シンボルの一つの遅延が直接パスに加えられると同様にノイズも加 えられる櫛形フィルタの構造に起因する。これは'340特許で議論されている。そ こでは、同一チャネルＮＴＳＣ干渉が存在しない場合、受信機中に別のパスが設 けられる。この別のパスは、単に送信機における前段符号化動作の逆である後段 符号化の動作を行う。櫛形フィルタパスか後段符号化器のパスかいずれかの決定 は、後段符号化器パス及び櫛形フィルタパスの両者の出力において周期的に送ら れるデータフィールド同期シンボルのエラーレートの測定値に基づいて選択され る。予め定められた周期の終端でどちらのエラーが小さいかによって、後段符号 化器パス又は櫛形フィルタパスのどちらかがアクティブになる。これは、参考文 献「ディジタルスペクトラムコンパチブル−技術細目」の６．３．９節に記載さ れている。 しかしながら、８ＶＳＢ法と共に格子状符号化が導入される場合は、参考文献 として添付されている「ディジタル通信及び符号化の原理」（”Princip1es of Digital Communication and Coding”A.J.Viterbi,J.k.Omura共著、1979年McGra w Hill社刊）に記載されているように、「ソフトデシジョン」Viterbi復号化が 格子状符号化と共に用いられるため、同様の後段符号化器パスを設定することは できない。そこでは、受信機での櫛形フィルタの使用は、常に３ｄＢの損失を生 ずる筈であり、これは格子状符号化がＡＷＧＮチャネルに対して改善された性能 を示すことによる利点を上回る。 格子状符号化ＶＳＢについてゼニスが提案した解は、送信機から前段符号化器 を除くことであり、従って、同一チャネルの従来テレビジョン干渉が存在する場 合は、受信機の櫛形フィルタを格子状符号化器と共に従属接続における部分応答 チャネルのように扱うことである。従って、拡張された格子上のViterbiの復号 化を用いた最適の復号化器が開発され得ることとなり、「ディジタル通信及び符 号化の原理」に記載されているように、その状態は櫛形フィルタ及び格子状符号 化器の状態の従属接続に対応する。 しかしながら、１２シンボル遅延を持つ櫛形フィルタに対して、格子状態の数 は極めて大きい。それらの設計を簡素化するため、ゼニスは最初にＭＰＥＧコー ド及びＲＳ（Reed-Solomon）コード並びにインターリーブされた直列データスト リームを並列データストリームに変換し、次いで１２個の並列格子状符号化器を 用い、続いて送信機で並列−直列変換器を用いる。後段櫛形フィルタが用いられ る場合は、格子状復号化器は、格子状符号化器の状態の数の２又は４倍に等しい 状態の数で、格子上においてViterbiの復号化を実行する。これは「ＶＳＢ送信 システム：技術細目」に詳細に記載されている。 同一チャネル従来テレビジョン干渉がない場合は、Viterbiの復号化は、格子 状符号化器の状態の数に等しい状態の数で格子上において実行される。送信機で 前段符号化が用いられないのでこれが可能になる。４ＶＳＢの場合と同様に、一 つの格子状復号化によってもたらされたパス又は後段櫛形フィルタと受信機の拡 張された格子とを用いるパス間の選択は、周期的に送られるデータフィールド同 期シンボルについて、後段櫛形フィルタの出力で又は後段櫛形フィルタなしで測 定したエラーレートの値によって決定される。 しかしながら、同一チャネル干渉とＡＷＧＮの両者が存在する場合は、櫛形フ ィルタの性能が劇的に低下する。これは、櫛形フィルタの後のＡＷＧＮが「白色 」に留まらずに「有色」になるからであり、換言すればノイズサンプルが相互に 独立ではなくなるからである。これは、ＡＷＧＮチャネルで最適に設定された格 子状復号化器の性能に影響する。信号電力が小さく従ってＡＷＧＮが大きい周辺 領域で同一チャネル従来テレビジョン干渉が最大になるので、これは必ず考慮に 入れなければならない事項である。本発明の第１の目的は、従って、同一チャネ ル干渉と高いレベルのＡＷＧＮとが存在する場合におけるＡＴＶ受信機の性能を 改善することにある。 格子状符号化器の状態の数は、櫛形フィルタパスに対するViterbiの復号化器 が少なくとも格子状符号化器の状態の数の２倍で格子上で動作しなければならな いという事実によって制限される。これは、同一チャネルテレビジョン干渉が存 在しない時に、格子状符号化器／復号化器のＡＷＧＮ性能を制限する。本発明の 第２の目的は、従って、同一チャネルテレビジョン干渉が存在しない場合におけ るＡＴＶ受信機の格子状符号化器／復号化器のＡＷＧＮ性能を改善することにあ る。 最後に、ゼニスによって示唆されている受信機で櫛形フィルタを使用する場合 と使用しない場合との切替えは煩雑である。櫛形フィルタを使用すべきか否かを 決定するために、かなりの計算を実行しなければならない。更に、櫛形フィルタ の使用は、更に１２個の並列符号化器とこれに対応して１２個の並列復号化器の 使用を必要とし、これも煩雑である。本発明の他の目的は、従って、受信機での 櫛形フィルタの使用を避けることにある。 〔発明の概要〕 本発明は、ＡＴＶ受信機で用いるための阻止フィルタを含み、このフィルタは 、同一チャネル干渉を処理し、このフィルタのフィルタ出力に、可能な限り平坦 な残留干渉スペクトルを生成するように設計される。ゼニスシステムにおいて用 いられた櫛形フィルタは画像及び音声のキャリアを除く以上のことを行う。これ は更に色のサブキャリアも除去し、スペクトルに他の空白を導入する。従って、 残留干渉は櫛形フィルタによって形成された平坦ではないスペクトルを有する。 換言すれば、櫛形フィルタはそれを通過したＡＷＧＮを増強する。本発明の阻止 フィルタは、櫛形フィルタではなく、同一チャネル干渉の大部分を除去するため には画像キャリアの周囲の範囲のみを除去し且つ音声キャリアの周囲の範囲のみ を減衰させるべきであるとの事実を利用する。 本発明の一つの特徴は、櫛形フィルタではなく、一般的な阻止フィルタを用い ることにあり、従ってそれを通過したＡＷＧＮを増強することはない。Viterbi の復号化のために格子の状態が拡張される必要はない。切替え機能は実行されず 、即ち、同一チャネル従来テレビジョン干渉が存在するか否かに拘わらず阻止フ ィルタが存在する。従って、同一のシステムが、同一チャネル従来テレビジョン 干渉とＡＷＧＮの両者に対して強力な性能を発揮する。 本発明の他の特徴は、櫛形フィルタの複雑さに起因するような格子状符号化器 の状態の数の制限を受けず、従ってＡＷＧＮが存在する場合にその数を増やし優 れた性能を発揮し得ることである。 阻止フィルタは、４ＶＳＢシステムにおいても同様に用いることができ、同一 チャネル干渉とＡＷＧＮの両者が存在する場合に、櫛形フィルタに比較して優れ た性能を発揮する。ＱＡＭキャリアの補正のための適切な変更により、このフィ ルタをＱＡＭ信号についても同様に利用するために修正することができる。これ らの変更は、参考文献として添付されている「ＨＤＴＶ送信への応用に伴う部分 応答チャネルのための前段符号化技術」（”Precoding Technique for Partial- Response Channels with Applications to HDTV Transmission”L.F.Wei,IEEE J ournal on Selected Areas in Communications，1993年1月、127-135頁）に櫛形 フィルタについて記載されている修正方法と同様である。一般的には、阻止フィ ルタは、例えばＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）のような、通常のテレビジョ ンチャネル帯域幅を占めるどのような信号スペクトルに対しても使用することが できる。しかしながら、説明の都合上、ここではＶＳＢのための阻止フィルタに ついてのみ詳細に記載する。 本発明の他の特徴は、ＡＷＧＮがなお存在する場合に、阻止フィルタが性能の 低下を僅かに抑えながらＮＴＳＣ干渉を消去することである。ここに記載された 実施例では、損失はほぼ０．３ｄＢ以下である。 本発明の実施例の他の特徴は、データが送信機で前段符号化され、受信機にお けるエラーの伝播を防止できることである。 本発明の他の特徴は、前段符号化が用いられない場合に、データデシジョンを 用いることによって、即ちデシジョン管理法を用いることによって阻止フィルタ を通過するデータ成分が除去されることである。これらのデシジョンはエラー伝 播の原因になることもあるが、これは、格子状符号化器の後でなされるデシジョ ンを用い且つ隣接するラインに対応する干渉サンプル間の相関を用いることによ って、小さくすることができる。 本発明の実施例の更に他の特徴は、送信機において格子状符号化器と前段符号 化器との間にシンボルインターリーヴァを配置し、これに対応して受信機では阻 止フィルタと格子状復号化器との間にシンボルデインターリーヴァを配置し、格 子状復号化器に入力されるノイズを「白色化」することである。これは、前記の 「有色化」ノイズの問題を解決し、デインターリーヴ処理の後の残留干渉周波数 スペクトルを更に平坦にし、一定の画像領域における振幅の極端な変化を伴う同 一チャネルテレビジョン信号によって起きる不正な阻止の突発を減ずる。このよ うな任意のインターリーヴァは、８ＶＳＭを用いるゼニス法では実現できないこ とに注意すべきである。 本発明の他の実施例における更に他の特徴は、送信機でデータを前段符号化す る時に、阻止フィルタを用いるか否かを決定するためにスイッチング動作を行う 必要がないことである。同一チャネルＮＴＳＣが存在しない場合でさえもＡＷＧ Ｎの存在による性能の損失はほぼ０．３ｄＢ以下であるため、ＮＴＳＣ阻止フィ ルタは常時使用される。 〔図面の簡単な説明〕 図１は、本発明を含むＶＳＢ送信機のブロック図である。 図２は、本発明を含むＶＳＢ受信機のブロック図である。 図３は、本発明による干渉阻止フィルタを説明する図である。 図４ａ−４ｃは、干渉阻止フィルタの性能を説明する図である。 図５は、復号化器において過去のデシジョンを用いて信号成分を除去するため に修正された干渉阻止フィルタの第２の実施例を示す図である。 図６は、復号化器において１ライン期間の遅延の後で過去のデシジョンを用い て信号成分を除去するために修正された干渉阻止フィルタの第３の実施例を示す 図である。 図７は、図１に示された送信機に配置される前段符号化器を示す図である。 図８は、イコライザ及び位相トラッキング回路を実現するために、干渉阻止フ ィルタが前段符号化器と共に用いられる場合に使用する必要がある修正されたス ライサーを示す図である。 図９は、受信機におけるＡＴＶ信号、同一チャネルＮＴＳＣ信号及び櫛形フィ ルタの応答の間の関係を説明する図である。 〔本発明の好ましい実施例の詳細な説明〕 図１は、「ＶＳＢ送信システム：技術細目」に記載されたゼニスのＶＳＢ通信 システムを説明する図を、本発明に従って修正した図である。 ＭＰＥＧ符号化データ（又は更に一般的にはディジタルテレビジョンデータ） がReed-Solomon（ＲＳ）符号化器５、バイトインターリーヴァ10及び続いて格子 状符号化器15で処理される。これらの三つのブロックは既知であり、例えば「Ｖ ＳＢ送信システム：技術細目」に記載されている。 格子状符号化器で符号化されたシンボルが前段符号化器25で処理される前に、 シンボルインターリーヴァ20がこれをランダム化する。シンボルインターリーヴ ァ20は、ブロックインターリーヴァ又は回旋インターリーヴァとして構成するこ とができる。この両構成例は米国特許第3,652,998号に記載されている。前段符 号化器25の実現例は図７に示されており、後に説明する。 インターリーヴァ20及び前段符号化器25の両者は信号処理手段30を形成する。 前段符号化器25の出力はマルチプレクサ（ＭＵＸ）40に送られ、マルチプレクサ 40は更に使用されるトレーニング信号を多重化する。パイロット挿入手段45によ って、多重化されたデータストリームにパイロット信号が挿入される。多重化さ れたデータストリームは次にＶＳＢ変調器50及びＲＦアップコンバータ55に送ら れ、その後例えば地上放送チャネルのような通信パス上に送信される。ブロック 40、45、50、55は、前記で引用した「ＶＳＢ送信システム：技術細目」及び「デ ィジタルスペクトラムコンパチブル−技術細目」に記載されている。 図２は、本発明を含むＶＳＢ受信機のブロック図である。チューナ60は、対象 とする地上チャネルを選択し受信信号をＲＦからＩＦに変換する。ＩＦフィルタ 及びダウンコンバータ65は、例えば表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ（ＶＳＢ変調 器50で用いられるフィルタに合わせて信号スペクトルの形を作る）であってもよ く、次にミキサーに接続される。ミキサーは周波数を下げてベースバンド信号に する。これらは「ディジタルスペクトラムコンパチブル−技術細目」に極めて詳 細に説明されている。 アナログ−ディジタルコンバータ（Ａ／Ｄ）70は例えば10.76MHzのシンボルレ ートで信号のサンプリングを行う。干渉阻止フィルタ80は、図３に更に詳細に記 載されているが、次にサンプリングされた信号を処理し、それをイコライザ及び 位相トラッカ85に送る。これらは図８に更に詳細に記載されている。ソフトデシ ジョンシンボルインターリーヴァ90は、「ディジタル通信及び符号化の原理」に 記載されているように、シンボルが「ソフト」デシジョン情報を持つことを除い て、本質的にシンボルインターリーヴァ20の逆の動作を行う。 シンボルデインターリーヴァ90の出力は、次に格子状復号化器95、バイトデイ ンターリーヴァ100及びＲＳ復号化器105に送られる。これらは全て「ＶＳＢ送信 システム：技術細目」で詳細に議論されている。 同期及びタイミングブロック110はディジタル信号処理ブロック及びＡ／Ｄコ ンバータ70の各々のクロックを制御する。 図３に示された干渉阻止フィルタ80は、予測フィルタ115を含む。予測フィル タ115は、干渉している同一チャネル（例えばＮＴＳＣ）信号の決定論的部分の 見積りを与える。予測フィルタ115の出力は、次に減算器118で、Ａ／Ｄコンバー タ70からの入力信号から減算される。予測フィルタ115は、Ｎタップ遅延線を含 み、それぞれの遅延は１シンボル間隔に等しい。１シンボル間隔は、Ａ／Ｄサン プリングレート10.76MHzの逆数である。各遅延線とそのそれぞれのフィルタ係数 の積が加算器116で加算され、その後、乗算器117でこの和と最終評価係数Ｃとの 乗算が行われ、予測フィルタの出力信号が形成される。 係数及び定数Ｃは次のようにして選択される。ＡＷＧＮ及び同一チャネル干渉 によって変形された入力信号がＡ／Ｄコンバータの入力に存在する。図９に示す ように、信号スペクトルはＡＴＶ信号と位置が合っている。ＡＴＶ信号のバンド 端から可視即ち画像キャリアは0.904MHz離れている。更に、音声キャリアは5.40 4MHz離れている。Ａ／Ｄコンバータがこの信号を10.76MHzのレートでサンプリン グする場合は、従ってI_kがベースバンド同一チャネル信号を表し、Ａが音声キャ リアの振幅を表すとすると、Ａ／Ｄ出力信号は近似的に ｓ_k＋Ｉ_kcos（πk/6）＋Ａcos（πk）＋ｎ_k で表される。ここで、ｓ_kは信号成分（多経路歪みを持つことがある）、ｎ_kはＡ ＷＧＮである。一般的に、干渉項は であることに注意すべきである。ここで、Δ_p及びΔ_aはＶＳＢ変調データスペク トルの中心周波数からのずれをＭＨｚで表したもの、ｆ_sはＡＴＶ信号のシンボ ルレートである。これら一般化された項は干渉阻止フィルタ80の設計に用いるこ とができる。この技術の概要を以下に述べる。 予測フィルタ115の仕事は、干渉するＮＴＳＣ信号について可能な限り多くの 情報を引出すことである。ベースバンドＮＴＳＣ波形の電力の大部分が低周波数 に存在することが知られている。実際、信号のＤＣ成分が除去されるだけで、同 一チャネル干渉の殆どの部分が除去され得る。ノイズも予測フィルタ115を通過 することは注意を要する。このノイズは一般に主経路のノイズと相関関係を持た ず、従って加算器118の出力でのノイズは、ＮＴＳＣ予測フィルタ115の出力及び 主経路のノイズ変動の和であるノイズ変動を持つ筈である。これはノイズを強め ることになる。従って、予測フィルタ115は、ノイズがそれ程の値に増大しない 間に、ＮＴＳＣ成分を同時に予測しなければならない。以下の例においては、Ｎ ＴＳＣ信号の決定論的部分の合理的な範囲を構成する、ＮＴＳＣ同一チャネルの 画像及び音声キャリアの付近の範囲のみを予測する。 櫛形フィルタは低周波数成分を除去する以上のことを行う。それは、色のサブ キャリアの複数セクションをも除去し、加えて、干渉するＮＴＳＣスペクトルに 空白を導入する。従って、櫛形フィルタの出力はスペクトルが平坦ではない残留 干渉信号を持つ。このような場合、干渉信号が平坦なスペクトルを持つとして動 作する格子状復号化器は、平坦な干渉信号で動作する場合に比較して不完全な動 作しか行うことができない。 格子状復号化器は殆ど平坦なスペクトルを持つ干渉信号を待つという事実が与 えられたとしても、画像キャリア及びソースキャリアに存在する全てのエネルギ ーを除去する必要はなく、それを減衰させて画像及び音声キャリアの付近の範囲 に存在するエネルギーをＮＴＳＣスペクトルの平坦な部分に近づけるだけで充分 である。選択されたＮＴＳＣスペクトルに従って、この画像又は音声キャリアに 対する減衰係数は変わり得る。 画像キャリア部分に対して選択された減衰係数が、或る数Ｄについて ２０＊log（１−Ｄ） ｄＢ であり、音声キャリアに対して選択された減衰係数が ２０＊log（１−Ｆ） ｄＢ であると仮定する。このように、ＮをＮＴＳＣ予測フィルタ115のタップの数と すると、係数ｙ₁,...,ｙ_N及び定数Ｃの最適の選択方法は次の最小化問題によっ て与えられることが容易に示される。 即ち 及び である。 これは等価定数を持つ二次プログラミング問題であり、参考文献として添付さ れている「非線形プログラミング：理論とアルゴリズム」（"Nonlinear Program ming：Theory and Algorithms"M.S.Bazaraa,C.M.Shetty共著、1979年John Wiley 社刊）に記載されているような標準的な技術によって解くことができる。実際、 この解は、ＮＴＳＣ予測フィルタを記述するに充分な値Ｃｙ_i（ｉ＝１..Ｎ）を 与える。解は である。ここで、ｊ＝１..Ｎ、Ｎは６の倍数である。 係数ｙ₁,...,ｙ_Nを組｛−１，０，＋１｝の中の値に限定すると、上記の特性 を持つ簡単な調査用フィルタによって簡潔な実現例を設計できる。二つのこのよ うなフィルタが表Ｉ及び表IIに示されている。 表IIの３６タップフィルタは評価係数Ｃ＝1/16であり、これはハードウェア中 で４ビットのスカラーシフトとして実行できるので、特に容易に実現できる。更 に、このフィルタはノイズの増強を僅か０．３ｄＢに抑える一方、画像キャリア で約１８ｄＢの減衰を、音声キャリアで約１２ｄＢの減衰を与える。上記の式を 用いる最適の３６タップフィルタは僅かほぼ０．２４ｄＢにノイズ増強を抑える ことができ、一方でなお画像キャリアで約１８ｄＢの減衰を、音声キャリアで約 １２ｄＢの減衰を与える。これは、表IIに記載されたフィルタに比較して僅かほ ぼ０．０５ｄＢの改善である。 図４ａ−４ｃは、表IIの３６タップフィルタの入力（図４ｂ）が真に干渉ＮＴ ＳＣ信号である場合の出力のスペクトル（図４ａ）を示す。比較のため、櫛形フ ィルタ出力のスペクトル（図４ｃ）も示されている。残留干渉のスペクトルが、 ３６タップフィルタの場合（図４ｂ）が櫛形フィルタ（図４ｃ）に比較してより 平坦であることに注意すべきである。 ＱＡＭが送られて来た場合についても、同様の阻止フィルタを設計できる。こ の場合、阻止フィルタはベースバンドＱＡＭ波形で動作する。この場合のＱＡＭ スペクトルはＮＴＳＣスペクトルと一致し、ＱＡＭ信号の中心周波数は３MHzで ある。更に、ＱＡＭ信号はＶＳＢ信号のシンボルレートの半分、即ちほぼ5.38MH zでサンプリングされる。一般に、阻止フィルタは複素数値を持つサンプルに対 して動作する。ＮＴＳＣ波形でさえ、複素数値を持つ周波数シフトによってＱＡ Ｍ中心周波数からずれる。単純な櫛形フィルタの場合について参考文献として添 付されている「ＨＤＴＶ送信への応用に伴う部分応答チャネルのための前段符号 化技術」（"Precoding Technique for Partial-Response Channels with Applic ations to HDTV Transmission"L.F.Wei,IEEE Journal on Selected Areas in Co mmunications，1993年１月、127-135頁）に示されているように、上記の最適化 プログラムは、ＱＡＭの場合についてもフィルタを一般化するために用いること ができる。 上記の最適化プログラムは、色サブキャリア部分を減衰させるためにも用いる ことができ、同様に出力スペクトルが実際に平坦な様子を示す。最適化プログラ ムは、色サブキャリア部分における減衰に対応する付加的な抑制を含むために修 正される。 更に、同様の技術が、ＰＡＬ、ＳＥＣＡＭ及びその他の画像キャリア及び音声 キャリアが異なってずれる従来の同一チャネル信号に対して用いられることは明 らかである。 図３に示された実施例においては、干渉信号及びノイズの両者が予測フィルタ 115を通過するが、ＡＴＶ信号もまた予測フィルタを通過する。これを除去する ためのおそらく最も簡単な方法は図５に示されるようなものである。この実施例 は、ただ一つの点で図３と異なっている。即ち、先のデシジョンから得られるＡ ＴＶ信号成分を除去するために減算器200が導入されている。これらのデシジョ ンは１シンボル期間内に行われなければならない。格子状符号化器／復号化器が ある場合にはデシジョンが１シンボル期間内には行われないので、これらのデシ ジョンは格子状復号化器の前で行われなければならず、エラーになり易い。同様 の問題が、等化と、例えば参考文献として添付されている「インターリーヴを伴 うデシジョン−フィードバックノイズ予測を用いる線形で激しく歪んだチャネル の符号化された変調信号の検出」（"Detection of Coded Modulation Signals o n Linear，Severely Distorted Channel Using Decision-Feedback Noise Predi ction With Interleaving"M.V.Eyuboglu、IEEE Transaction on Communications 1988年４月401-409頁）に記載されている格子状復号化との結合に存在する。こ れらのエラーになり易いデシジョンはエラー伝播の原因になる。 これらのエラーを小さくするための一つの方法は、低周波数成分が関係してい る限りＮＴＳＣテレビジョンライン間に存在する相関を利用することである。従 って、ＮＴＳＣ信号予測が１ライン期間の遅延の後で行われるとすれば、これに よって格子状復号化器に信頼できるデシジョンを行うための充分な時間を与える ことができ、従ってエラーの伝播の問題を解決することができる。この実行例が 図６に示されているが、ここでは遅延要素210が導入されている。この遅延要素 は厳密にＮＴＳＣライン期間遅延に等しくすることはできないことに注意すべき である。それはＡ／Ｄコンバータで用いられるサンプリング時間の倍数である。 この遅延があると、上記の最適化問題はこの遅延を考慮に入れて修正されなけれ ばならない。遅延がＰシンボルと仮定する。そうすると、最適化問題は のように修正される。 即ち 及び である。この方法は、これが多数のサンプルの記憶を含む１ライン期間の遅延を 含むので、かなり煩雑である。 信号成分を除去する他の方法は、送信機でデータを前段符号化し、干渉阻止フ ィルタ80の後でＮＴＳＣ干渉阻止フィルタに起因する信号歪みを除去することで ある。このようなフィルタが存在する場合に信号成分を除去するこの方法は、参 考文献として添付されている「モジュロ算術を用いる新しい自動イコライザ」（ "New Automatic Equalizer Employing Modulo Arithmetic" Electronic Letters 1971年３月138-139頁）及び「シンボル間干渉を持つチャネルに適した送信技術 」（"Matched Transmission Technique for Channel With Intersymbol Interfe rence"IEEE Transaction on Communications、1972年８月774-780頁）に記載さ れている。 前段符号化器25の設計が図７に示されている。シンボルインターリーヴァ20の 出力はモジュロＭ加算器120に送られ、これはＮＴＳＣ予測フィルタ115の出力と 加算されＮＴＳＣ予測フィルタ115に送られる。これは受信機のそれと同じであ る。モジュロＭ加算器120の動作は「モジュロ算術を用いる新しい自動イコライ ザ」に記載されており、Ｍの値は入来シンボルのピーク値より大きいか又は等し く選択される。 前段符号化器は、受信機で行われるべき等化及び位相トラッキングの方法を変 更する。この変更は図８に示されている。ＮＴＳＣ阻止フィルタの出力は前方イ コライザ125に送られ、乗算器130を用いて位相のずれが除去される。乗算器130 には、角度エラー計算機170及び位相ロックループ175から位相のずれの値が送ら れる。乗算器130の出力は、チャネルによって導入される残留シンボル間干渉を 有し、これはフィードバックイコライザ180を用いて除去される。 フィードバックイコライザ180及び角度エラー計算機170の両者に、送信機の前 段符号化の結果である「修正」スライサー165の出力が送られる。実際には、修 正スライサー165が前段符号化のない通常の場合のスライサーに置き替わる場合 には、全てのイコライザ及び位相トラッカの種類は、例えば参考文献として添付 されている「ディジタル通信」（"Digital Communication" E.A.Lee，D.G.Messe rschmitt共著、Kluwer Academie Publishers刊、1988年）に記載されているもの と厳密に同一である。 修正スライサー165を以下に説明する。修正スライサー165への入力は、モジュ ロＭ減算回路140に送られ、ここでこの入力が簡単に再評価され、この入力が 一定のレベル内に入る。これは、「シンボル間干渉を持つチャネルに適した送信 技術」に記載されている。このスライサーはここでシンボルの位置決めの動作を 行い、これが格子状符号化器15の出力になる。モジュロＭ減算回路の入力及び出 力は減算器150を通り、次に量子化器155に送られる。これは「シンボル間干渉を 持つチャネルに適した送信技術」に記載されている。最後に、スライサー145の 出力及び量子化器155の出力は、減算器160に送られ、ここで修正スライサー165 の出力を形成する。モジュロＭ減算回路140の出力は、図示されているように、 ソフトデシジョンシンボルインターリーヴァ及び次に格子状復号化器に送られる 。 全ての実行例が回路の一部として修正スライサー165によって実現される機能 を持たなければならない点を除いて、イコライザ及び位相トラッカの他の実行例 も可能である。 格子状符号化が、干渉阻止フィルタ80の設計、及び信号成分を除去する種々の 方法、即ち、直ちに又は１ライン期間の遅延の後に所謂過去のデシジョンを用い る方法、又は送信機で前段符号化器を用いる方法についての基本的な動機付けで あるが、同一の計画を格子状符号化のない場合についても同様に用いることがで きることは明らかである。 ＮＴＳＣ送信が最終的に廃止された場合、受信機の干渉阻止フィルタは簡単に 取外すことができる。更に、スライサーは前段符号化を用いないデータに対して 用いられる通常のスライサーに変更することができる。この変更を通知する情報 は、トレーニングシーケンスを経て又は高級プロトコルを用いることによって容 易に送ることができる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．符号化されたディジタルテレビジョン信号成分及び同一チャネル干渉成分を 有する送信信号を受信する手段、 同一チャネル干渉成分の周波数スペクトルを平坦化し、送信された信号から フィルタされた符号化ディジタルテレビジョン信号を生成する平坦化手段であり 、予め定められた係数を有する予測フィルタを含む平坦化手段、及び フィルタされた符号化ディジタルテレビジョン信号を復号化する復号化手段 を具備することを特徴とするテレビジョン受信機。 ２．シンボルが送信機で既にインターリーヴされている符号化されたディジタル テレビジョン信号成分及び同一チャネル干渉成分を有する送信信号を受信する手 段、 （該）同一チャネル干渉成分の周波数スペクトルを平坦化し、送信された信 号からフィルタされた符号化ディジタルテレビジョン信号を生成する平坦化手段 であり、予め定められた係数を有する予測フィルタを含む平坦化手段、 フィルタされた符号化ディジタルテレビジョン信号のシンボルをデインター リーヴし、デインターリーヴされたディジタルテレビジョン信号を生成するシン ボルデインターリーヴ手段、及び デインターリーヴされたディジタルテレビジョン信号を復号化する復号化手 段を具備することを特徴とするテレビジョン受信機。 ３．符号化ディジタルテレビジョン信号が前段符号化ディジタルテレビジョン信 号であり、前記予測フィルタが送信された信号に対して動作することを特徴とす る請求項１に記載のテレビジョン受信機。 ４．符号化ディジタルテレビジョン信号が前段符号化ディジタルテレビジョン信 号であり、前記予測フィルタが送信された信号に対して動作することを特徴とす る請求項２に記載のテレビジョン受信機。 ５．前記予測フィルタが更に利得因子を持ち、前記係数が｛−１，０，＋１｝の 組の中の値の限定されることを特徴とする請求項１に記載のテレビジョン受信機 。 ６．前記予測フィルタが差信号に対して動作し、該差信号が送信信号と過去のデ シジョン信号との間の差であることを特徴とする請求項１に記載のテレビジョン 受信機。 ７．前記予測フィルタが差信号に対して動作し、該差信号が或る時間間隔だけ遅 延した送信信号とその時間間隔だけ遅延した過去のデシジョン信号との間の差で あることを特徴とする請求項１に記載のテレビジョン受信機。 ８．時間間隔がＮＴＳＣライン期間遅延に実質的に等しいことを特徴とする請求 項７に記載のテレビジョン受信機。