JPH0817341B2 - Automatic gain control system - Google Patents
Automatic gain control systemInfo
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- JPH0817341B2 JPH0817341B2 JP62192219A JP19221987A JPH0817341B2 JP H0817341 B2 JPH0817341 B2 JP H0817341B2 JP 62192219 A JP62192219 A JP 62192219A JP 19221987 A JP19221987 A JP 19221987A JP H0817341 B2 JPH0817341 B2 JP H0817341B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスペクトラム拡散受信機に係わり、特にその
自動利得制御方式の改良に関する。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a spread spectrum receiver, and more particularly to improvement of an automatic gain control system thereof.
［発明の概要］ スペクトラム拡散受信機において、例えば相関器は２
つのコンボルバから成り、夫々の相関出力が可変利得増
幅器を介して復調器に与えられ、その復調出力に応じて
上記２つの増幅器の利得が制御されるようになってい
る。[Summary of the Invention] In a spread spectrum receiver, for example, the correlator is 2
Each convolver is provided with its respective correlation output through a variable gain amplifier to a demodulator, and the gains of the two amplifiers are controlled according to the demodulated output.
［従来の技術］ スペクトラム拡散受信機において採られている従来の
自動利得制御方式の一例を第４図に示す。同図におい
て、１は相関器、２はIF増幅器、３は相関検波器、４は
AGC増幅器である。[Prior Art] FIG. 4 shows an example of a conventional automatic gain control method adopted in a spread spectrum receiver. In the figure, 1 is a correlator, 2 is an IF amplifier, 3 is a correlation detector, and 4 is a correlation detector.
It is an AGC amplifier.
相関器１には受信されたスペクトラム拡散信号Ｓが入
力され、その相関出力はIF増幅器２を介して相関検波器
３に与えられる。The received spread spectrum signal S is input to the correlator 1, and its correlation output is given to the correlation detector 3 via the IF amplifier 2.
相関検波器３の出力は第５図に示すような相関スパイ
クＡである。この相関スパイクＡが大きい場合、AGC増
幅器４の出力レベルが大きくなるので、IF増幅器２の利
得を下げるように制御する。The output of the correlation detector 3 is a correlation spike A as shown in FIG. When the correlation spike A is large, the output level of the AGC amplifier 4 becomes large, so the gain of the IF amplifier 2 is controlled to be lowered.
一方、相関スパイクＡのレベルが小さい場合は、AGC
増幅器４の出力レベルは小さいので、IF増幅器２の利得
を上げるように制御する。On the other hand, when the level of correlation spike A is small, AGC
Since the output level of the amplifier 4 is small, the gain of the IF amplifier 2 is controlled to be increased.
［発明が解決しようとする問題点］ 而して上述した従来の自動利得制御方式ではIF増幅器
の出力を検波する相関検波器を用いており、例えば相関
器２として２つのコンボルバを使用する場合、夫々のコ
ンボルバからの相関出力を検波するため、２つの相関検
波器を必要とすることになるので、回路構成が複雑かつ
高価となるのは避け難い。[Problems to be Solved by the Invention] In the above-described conventional automatic gain control method, therefore, a correlation detector that detects the output of the IF amplifier is used. For example, when two convolvers are used as the correlator 2, Since two correlation detectors are required to detect the correlation output from each convolver, it is inevitable that the circuit configuration becomes complicated and expensive.
またこの場合、IF増幅器も２つになるので、各増幅器
を個別に利得制御するため、２つのAGC増幅器を用いな
ければならず、この点からも回路構成の複雑化は免れ得
ない。Further, in this case, since there are two IF amplifiers, two AGC amplifiers must be used in order to individually control the gain of each amplifier, and from this point, the circuit configuration cannot be complicated.
従って本発明の目的はスペクトラム拡散受信機におい
て少なくとも２つの相関出力を発生するタイプの相関器
を用いる場合に好適な自動利得制御方式を提供するにあ
る。Therefore, it is an object of the present invention to provide an automatic gain control method suitable for the case where a correlator of the type which generates at least two correlation outputs is used in a spread spectrum receiver.
［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため、各相関出力を増幅
する２つの可変利得増幅器の出力を復調する復調器の復
調出力に応じて上記各増幅器の利得を制御することを要
旨とする。[Means for Solving the Problems] In order to achieve the above object, the present invention adjusts the gain of each amplifier according to the demodulation output of a demodulator that demodulates the outputs of two variable gain amplifiers that amplify each correlation output. The point is to control.
［作用］ 本発明の自動利得制御方式をとるスペクトラム拡散受
信機において、各相関出力を増幅する可変利得増幅器の
利得はその増幅出力ではなく、夫々の単一復調出力に応
じて制御されるので、従来のような相関検波器は不要で
ある。また、上記各増幅器の利得制御は単一の復調出力
に応答して同時に行われるので、夫々の増幅器に対し単
一のAGC回路を設ければよい。[Operation] In the spread spectrum receiver that employs the automatic gain control system of the present invention, the gain of the variable gain amplifier that amplifies each correlation output is controlled according to each single demodulation output, not its amplified output. No conventional correlation detector is required. Further, since the gain control of each amplifier is simultaneously performed in response to a single demodulated output, a single AGC circuit may be provided for each amplifier.
［実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して復調器として掛算器
を用いる場合について本発明を説明すると、第１図は本
発明によるスペクトラム拡散受信機の一実施例の基本的
構成を示す。同図において、５及び６はコンボルバ、７
及び８は掛算器、９は移相器、10及び11は可変利得増幅
器、12は復調器としての掛算器、13はローパスフィル
タ、14は自動利得制御回路である。[Embodiment] The present invention will be described below with reference to an embodiment shown in the drawings in which a multiplier is used as a demodulator. FIG. 1 shows a basic configuration of an embodiment of a spread spectrum receiver according to the present invention. . In the figure, 5 and 6 are convolvers and 7
And 8 are multipliers, 9 is a phase shifter, 10 and 11 are variable gain amplifiers, 12 is a multiplier as a demodulator, 13 is a low-pass filter, and 14 is an automatic gain control circuit.
受信されたスペクトラム拡散信号Ｓはコンボルバ5,6
の一方の入力に印加され、他方の入力には第１及び第２
の基準信号Rf1，Rf2が印加される。The received spread spectrum signal S is the convolver 5,6
Applied to one input and the other input to the first and second
The reference signals R f1 and R f2 of are applied.
スペクトラム拡散信号ＳのRFキャリア信号と同一周波
数のCW信号CW1が移相器９及び掛算器７の一方の入力に
与えられる。移相器９はCW信号CW1を所定の値、例えば9
0°移相して掛算器８の一方の入力に与える。The CW signal CW 1 having the same frequency as the RF carrier signal of the spread spectrum signal S is given to one input of the phase shifter 9 and the multiplier 7. The phase shifter 9 outputs the CW signal CW 1 to a predetermined value, for example, 9
The phase is shifted by 0 ° and applied to one input of the multiplier 8.
掛算器7,8の他方の入力には夫々復調に必要なPN符号
▲▼，▲▼が与えられており、各掛算器7,
8の出力が第１及び第２の基準信号Rf1，Rf2となる。The PN codes ▲ ▼ and ▲ ▼ necessary for demodulation are given to the other inputs of the multipliers 7 and 8, respectively.
The eight outputs become the first and second reference signals R f1 and R f2 .
コンボルバ5,6は夫々スペクトラム拡散信号Ｓと、第
１、第２の基準信号Rf1，Rf2との相関をとり、各相関出
力Vc1，Vc2は増幅器10,11を介して掛算器12に印加さ
れ、該掛算器の出力はローパスフィルタ13に与えられ
て、データ復調信号Vfを得る。The convolvers 5 and 6 respectively correlate the spread spectrum signal S with the first and second reference signals R f1 and R f2, and the respective correlation outputs V c1 and V c2 are multiplied by the multiplier 12 via the amplifiers 10 and 11. And the output of the multiplier is applied to the low-pass filter 13 to obtain the data demodulation signal V f .
次に上記の構成により受信されたスペクトラム拡散信
号Ｓからデータ復調信号Vfが得られることを説明する。Next, it will be described that the data demodulated signal V f is obtained from the spread spectrum signal S received by the above configuration.
受信されたスペクトラム拡散信号Ｓは Ｓ＝Vd（ｔ）＝P1（ｔ）SIN（ω０ｔ）＋Ａ・P2（ｔ）C
OS（ω０ｔ） …（１） で表される。ここで、P1（ｔ），P2（ｔ）は夫々送信側
で変調時に使用される第1,第２のPN符号、Ａはデータで
１あるいは−１であり、信号Ｓは２つのコンボルバに等
しく与えられる。The received spread spectrum signal S is S = Vd (t) = P 1 (t) SIN (ω 0 t) + A · P 2 (t) C
OS (ω 0 t) (1) Here, P 1 (t) and P 2 (t) are the first and second PN codes used at the time of modulation on the transmission side, A is data 1 or -1, and the signal S is two convolvers. Is given equal to.
２つのコンボルバに入力される第1,第２の基準信号R
f1，Rf2は、 Rf1＝Vr1（ｔ）＝▲ ▼COS（ω０ｔ） …
（２） Rf2＝Vr2（ｔ）＝▲ ▼SIN（ω０ｔ＋θ）
…（３） と表される。ここで、▲ ▼，▲ ▼
は夫々復調時に使用される受信側のPN符号▲▼，
▲▼で、送信側のP1（ｔ），P2（ｔ）のミラーイ
メージ（時間反転信号）である。 First and second reference signals R input to the two convolvers
f1， Rf2Is Rf1= Vr1(T) = ▲ ▼ COS (ω0t) ...
(2) Rf2= Vr2(T) = ▲ ▼ SIN (ω0t + θ)
It is expressed as (3). Where ▲ ▼ 、 ▲ ▼
Are the PN codes on the receiving side used for demodulation, respectively,
Press ▲ ▼ to send P1(T), P2Mirai of (t)
Image (time-reversal signal).
２つのコンボルバの各々の出力Vc1，Vc2は Vc1（ｔ）＝CONV｛Vd（ｔ），Vr1（ｔ）｝ ……（４） Vc2（ｔ）＝CONV｛Vd（ｔ），Vr2（ｔ）｝ ……（５） である。ここでCONV｛V1（ｔ），V2（ｔ）｝は２つの入
力V1（ｔ），V2（ｔ）のコンボリューションを表し、 V1（ｔ）＝COS（ω０ｔ） …（６） V2（ｔ）＝COS（ω０ｔ＋θ） …（７） とすると、コンボルバ出力CONV｛V1（ｔ），V2（ｔ）｝
は CONV｛V1（ｔ），V2（ｔ）｝＝η・COS（２ω０ｔ＋θ
＋φ） …（８） となる。但しηはコンボルバの効率、φはコンボルバに
固有の付加的な位相であり、一方の入力V2（ｔ）の位相
変化θがそのまま出力に現われることがわかる。The outputs V c1 and V c2 of the two convolvers are V c1 (t) = CONV {Vd (t), V r1 (t)} (4) V c2 (t) = CONV {Vd (t), V r2 (t)} (5) Here, CONV {V 1 (t), V 2 (t)} represents a convolution of two inputs V 1 (t) and V 2 (t), and V 1 (t) = COS (ω 0 t) ... (6) V 2 (t) = COS (ω 0 t + θ) (7), the convolver output CONV {V 1 (t), V 2 (t)}
Is CONV {V 1 (t), V 2 (t)} = η ・ COS (2ω 0 t + θ
+ Φ) (8) However, it can be seen that η is the efficiency of the convolver, φ is the additional phase unique to the convolver, and the phase change θ of one input V 2 (t) appears as it is at the output.
さて、P1（ｔ）と▲ ▼、P2（ｔ）と▲
▼の相互相関は小さいので、 Vc1（ｔ）≒CONV｛P1（ｔ）SIN（ω０ｔ），▲
▼COS（ω０ｔ）｝ …（９） Vc2（ｔ）≒CONV｛Ａ・P2（ｔ）COS（ω０ｔ），▲
▼SIN（ω０ｔ＋θ）｝ …（10） としても大きな誤差はない。（９），（10）を更に解く
と、 Vc1（ｔ）＝η１・R1（ｔ）・COS（２ω０ｔ＋φ１）…
（11） Vc2（ｔ）＝η２・Ａ・R2（ｔ）・COS（２ω０ｔ＋
φ２） …（12） となる。ここで、R1（ｔ），R2（ｔ）は夫々P1（ｔ）と
▲ ▼，P2（ｔ）と▲ ▼のコンボリ
ューション、φ１，φ２は各コンボルバに固有の付加的
位相である。 Well, P1(T) and ▲ ▼, P2(T) and ▲
The cross-correlation of ▼ is small, so Vc1(T) ≒ CONV {P1(T) SIN (ω0t), ▲
▼ COS (ω0t)} (9) Vc2(T) ≒ CONV {A ・ P2(T) COS (ω0t), ▲
▼ SIN (ω0t + θ)} (10), there is no large error. Further solve (9) and (10)
And Vc1(T) = η1・ R1(T) ・ COS (2ω0t + φ1) ...
(11) Vc2(T) = η2・ A ・ R2(T) ・ COS (2ω0t +
φ2)… (12) Where R1(T), R2(T) is P1(T) and
▲ ▼, P2(T) and ▲ ▼ no combo
Diet, φ1, Φ2Is an additional peculiar to each convolver
It is a phase.
Vc1（ｔ）とVc2（ｔ）の掛算後の出力Vm（ｔ）は Vm（ｔ）＝Vc1（ｔ）・Vc2（ｔ） ＝η１・η２・Ａ・R1（ｔ）・R2（ｔ）・COS
（２ω０ｔ＋φ１）・COS（２ω０ｔ＋θ＋φ２）…（1
3） （13）式で θ＋φ２＝φ１−π/2 …（14） であるとすると、 Vm（ｔ）＝η１・η２・Ａ・R1（ｔ）・R2（ｔ）・SIN
（２ω０ｔ＋φ１）・COS（２ω０ｔ＋φ１−π/2）
＝η１・η２・Ａ・R1（ｔ）・R2（ｔ）・SIN
2（２ω０ｔ＋φ１） …（15） である。このVm（ｔ）をローパスフィルタに通して得ら
れる復調信号Vf（ｔ）は、 Vf（ｔ）＝η１・η２・Ａ・R1（ｔ）・R2（ｔ） …（1
6） となる。The output Vm (t) after multiplication of V c1 (t) and V c2 (t) is Vm (t) = V c1 (t) · V c2 (t) = η 1 · η 2 · A · R 1 (t ) ・ R 2 (t) ・ COS
(2ω 0 t + φ 1 ) · COS (2ω 0 t + θ + φ 2 ) ... (1
3) If θ + φ 2 = φ 1 −π / 2 (14) in equation (13), Vm (t) = η 1 · η 2 · A · R 1 (t) · R 2 (t) · SIN
(2ω 0 t + φ 1 ) ・ COS (2ω 0 t + φ 1 −π / 2)
= Η 1 · η 2 · A · R 1 (t) · R 2 (t) · SIN
2 (2ω 0 t + φ 1 ) ... (15) The demodulated signal V f (t) obtained by passing this V m (t) through a low pass filter is V f (t) = η 1 · η 2 · A · R 1 (t) · R 2 (t) (1
6)
第２図はφ１＝φ２の場合のVc1（ｔ），Vc2（ｔ）及
びVf（ｔ）の一例を示すもので、同図及び（16）式から
第１図の構成によってデータ復調が可能なことがわか
る。FIG. 2 shows an example of V c1 (t), V c2 (t) and V f (t) in the case of φ 1 = φ 2 , and the configuration of FIG. It can be seen that data demodulation is possible.
さて、上述したスペクトラム拡散受信機において、本
発明は可変利得増幅器10,11の出力が飽和しないように
するため、その利得を制御するべく、自動利得制御回路
14を、ローパスフィルタ13と増幅器10,11との間に設
け、掛算器12の掛算出力に応じて増幅器10,11の利得を
制御するように構成する。Now, in the above-described spread spectrum receiver, according to the present invention, in order to prevent the outputs of the variable gain amplifiers 10 and 11 from being saturated, an automatic gain control circuit is provided to control the gains.
14 is provided between the low-pass filter 13 and the amplifiers 10 and 11, and is configured to control the gain of the amplifiers 10 and 11 according to the multiplication calculation force of the multiplier 12.
而して本発明においては、上述の構成から明らかなよ
うに、従来のように増幅器10,11の出力を直接検出して
利得制御を行うのではなく、その後段の掛算出力に応じ
て間接的に行っている。Thus, in the present invention, as is apparent from the above-described configuration, the output of the amplifiers 10 and 11 is not directly detected to perform gain control as in the conventional case, but indirectly according to the multiplication calculation force of the subsequent stage. Have been to.
第１図のスペクトラム拡散受信機では相関器が２つの
コンボルバから成り、しかも夫々の相関出力が１つの掛
算器に入力されて復調出力として１つの掛算出力を得る
構成となっている。そこで本発明の利得制御方式はこの
ような相関復調システムの構成に着目し、上述のように
上記単一の掛算出力に応じて利得制御回路14が増幅器1
0,11の利得を同時に制御するものである。In the spread spectrum receiver shown in FIG. 1, the correlator is composed of two convolvers, and each correlation output is input to one multiplier to obtain one multiplication calculation power as a demodulation output. Therefore, the gain control method of the present invention focuses on the structure of such a correlation demodulation system, and as described above, the gain control circuit 14 operates the amplifier 1 according to the single multiplication calculation force.
The gains of 0 and 11 are controlled at the same time.
なお、本発明の利得制御方式は、相関器として２つの
コンボルバを用いるものだけでなく、少なくとも２つの
相関出力を発生する機能を有するもの全てに適用可能な
こと明らかである。It is obvious that the gain control method of the present invention can be applied not only to the one using the two convolvers as the correlators but also to all the ones having the function of generating at least two correlation outputs.
また、復調器に第３図に示すような加算器と減算器を
用いたスペクトラム拡散受信機においても以下に示すよ
うにコンボルバ5,6の各出力Vc1（ｔ），Vc2（ｔ）を加
減算せしめるようにすれば、第１図と同様の自動制御方
式が適用されることは明らかである。In a spread spectrum receiver using an adder and a subtracter as shown in FIG. 3 for the demodulator, the outputs V c1 (t) and V c2 (t) of the convolvers 5 and 6 are Obviously, the same automatic control method as that shown in FIG. 1 can be applied by adding and subtracting.
即ち、第３図で、Vc1（ｔ）とVc2（ｔ）とを加算して
得られる信号をVa（ｔ）とすると、 Va（ｔ）＝η１・R1（ｔ）・SIN（２ω０ｔ＋φ１）＋
η２・R2（ｔ）・COS（２ω０ｔ＋θ＋φ２） …（17） Vc1からVc2を減算して得られる信号をVs（ｔ）とする
と、 Vs（ｔ）＝η１・R1（ｔ）・SIN（２ω０ｔ＋φ１）−
η２・R2（ｔ）・COS（２ω０ｔ＋θ＋φ２） …（18） ここで、（14）式及びη１＝η２，R1（ｔ）＝R
2（ｔ）とすると、 Va（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω０ｔ＋
φ１）＋η１・R1（ｔ）・SIN（２ω０ｔ＋φ１） ＝η１・R1（ｔ）・SIN（２ω０ｔ＋φ１）・
（Ａ＋１） …（19） Vs（ｔ）＝η１・Ａ・R1（ｔ）・SIN（２ω０ｔ＋
φ１）−η１・R1（ｔ）・SIN（２ω０ｔ＋φ１） ＝η１・R1（ｔ）・SIN（２ω０ｔ＋φ１）・
（Ａ＋１） …（20） （19），（20）式より、 Ａ＝１の時、 Va（ｔ）＝２・η１・R1（ｔ）・SIN（２ω０ｔ＋φ
１）,Vs（ｔ）＝０ …（21） Ａ＝−１の時、 Va（ｔ）＝0,Vs（ｔ）＝−２・η１・R1（ｔ）・SIN
（２ω０ｔ＋φ１） …（22） となり、Va（ｔ）とVs（ｔ）をLPF14,15によってエンベ
ロープ検波することにより、Ａ＝１と、Ａ＝−１の場合
の出力を得ることができるので、この出力をオア回路16
を介してAGC増幅器17に送る。That is, in FIG. 3, letting Va (t) be the signal obtained by adding V c1 (t) and V c2 (t), Va (t) = η 1 · R 1 (t) · SIN ( 2ω 0 t + φ 1 ) +
η 2 · R 2 (t) · COS (2ω 0 t + θ + φ 2 ) ... (17) Let Vs (t) be the signal obtained by subtracting V c2 from V c1 . Vs (t) = η 1 · R 1 (T) ・ SIN (2ω 0 t + φ 1 ) −
η 2 · R 2 (t) · COS (2ω 0 t + θ + φ 2 ) ... (18) Where, equation (14) and η 1 = η 2 , R 1 (t) = R
2 (t), Va (t) = η 1 · A · R 1 (t) · SIN (2ω 0 t +
φ 1 ) + η 1 · R 1 (t) · SIN (2ω 0 t + φ 1 ) = η 1 · R 1 (t) · SIN (2ω 0 t + φ 1 ) ·
(A + 1) (19) Vs (t) = η 1 · A · R 1 (t) · SIN (2ω 0 t +
φ 1 ) -η 1 · R 1 (t) · SIN (2ω 0 t + φ 1 ) = η 1 · R 1 (t) · SIN (2ω 0 t + φ 1 ) ・
(A + 1) (20) From equations (19) and (20), when A = 1, Va (t) = 2 · η 1 · R 1 (t) · SIN (2ω 0 t + φ
1 ), Vs (t) = 0 (21) When A = -1, Va (t) = 0, Vs (t) =-2 · η 1 · R 1 (t) · SIN
(2ω 0 t + φ 1 ) ... (22) Then, by performing envelope detection of Va (t) and Vs (t) with LPFs 14 and 15, outputs for A = 1 and A = −1 can be obtained. So this output is OR circuit 16
To the AGC amplifier 17 via.
［発明の効果］ 以上説明した所から明らかなように本発明によれば、
従来のように相関器として２つのコンボルバを使用して
いても各増幅器の相関出力を検波することは不要であ
り、しかも各増幅器の利得を個々に制御するのではな
く、同時に単一の掛算出力を以って制御すればよいの
で、回路構成が簡単かつ安価となり、実用上の効果顕著
である。[Effects of the Invention] As is apparent from the above description, according to the present invention,
Even if two convolvers are used as a correlator as in the past, it is not necessary to detect the correlation output of each amplifier, and the gain of each amplifier is not individually controlled, but a single multiplication calculation force is used at the same time. Therefore, the circuit configuration becomes simple and inexpensive, and the practical effect is remarkable.
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
その動作説明用波形図、第３図は本発明の他の実施例を
示すブロック図、第４図は従来のスペクトラム拡散受信
機の利得制御方式、第５図は第４図における相関スパイ
ク波形図を示すブロック図である。 5,6……コンボルバ、7,8,12……掛算器、10,11……可変
利得増幅器、14……自動利得制御回路。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram for explaining its operation, FIG. 3 is a block diagram showing another embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a conventional spread spectrum. FIG. 5 is a block diagram showing the correlation spike waveform diagram in FIG. 4 for the gain control system of the receiver. 5,6 …… Convolver, 7,8,12 …… Multiplier, 10,11 …… Variable gain amplifier, 14 …… Automatic gain control circuit.
Claims (3)
信号と基準信号との相関をとり、その相関出力からデー
タを復調するスペクトラム拡散受信機において、上記相
関器は２つの相関出力を発生する手段を有し、各相関出
力を増幅する２つの可変利得増幅器の出力を復調する復
調器の復調出力に応じて上記各増幅器の利得を制御する
ことを特徴とする自動利得制御方式。1. A spread spectrum receiver for correlating a spread spectrum signal received by a correlator with a reference signal and demodulating data from the correlation output, wherein the correlator comprises means for generating two correlation outputs. An automatic gain control system, characterized in that the gain of each amplifier is controlled according to the demodulation output of a demodulator that demodulates the outputs of two variable gain amplifiers that amplify each correlation output.
る特許請求の範囲第１項記載の自動利得制御方式。2. The automatic gain control system according to claim 1, wherein the demodulator is a multiplier.
２つの相関出力が加算器及び減算器に与えられるように
構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の自動利得制御方式。3. The demodulator comprises an adder and a subtractor,
The automatic gain control system according to claim 1, wherein the two correlation outputs are provided to the adder and the subtractor.
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62192219A JPH0817341B2 (en) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | Automatic gain control system |
| US07/224,576 US4899364A (en) | 1987-07-31 | 1988-07-26 | Automatic gain control system |
| GB8817881A GB2208462B (en) | 1987-07-31 | 1988-07-27 | Spread spectrum communications receiver |
| DE3844767A DE3844767C2 (en) | 1987-07-31 | 1988-07-28 | |
| DE3825740A DE3825740A1 (en) | 1987-07-31 | 1988-07-28 | REINFORCEMENT CONTROL DEVICE |
| FR8810313A FR2618959A1 (en) | 1987-07-31 | 1988-07-29 | AUTOMATIC GAIN ADJUSTMENT SYSTEM |
| US07/475,157 US5347534A (en) | 1987-07-31 | 1990-02-05 | Automatic gain control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62192219A JPH0817341B2 (en) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | Automatic gain control system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6436224A JPS6436224A (en) | 1989-02-07 |
| JPH0817341B2 true JPH0817341B2 (en) | 1996-02-21 |
Family
ID=16287644
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62192219A Expired - Lifetime JPH0817341B2 (en) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | Automatic gain control system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0817341B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4946463B2 (en) * | 2007-01-30 | 2012-06-06 | 株式会社ジェイテクト | Hybrid differential gear unit |
-
1987
- 1987-07-31 JP JP62192219A patent/JPH0817341B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6436224A (en) | 1989-02-07 |
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