JPH0815394B2 - 多重結合インバータ装置の接続・制御方法 - Google Patents
多重結合インバータ装置の接続・制御方法Info
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- JPH0815394B2 JPH0815394B2 JP58204168A JP20416883A JPH0815394B2 JP H0815394 B2 JPH0815394 B2 JP H0815394B2 JP 58204168 A JP58204168 A JP 58204168A JP 20416883 A JP20416883 A JP 20416883A JP H0815394 B2 JPH0815394 B2 JP H0815394B2
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- inverter
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、電圧形PWM制御インバータを複数、並列に
接続し、各インバータ同相出力端子間に相間リアクトル
を備えた多重結合インバータ装置に係り、特にその電流
リツプルを低減する制御方法に関する。
接続し、各インバータ同相出力端子間に相間リアクトル
を備えた多重結合インバータ装置に係り、特にその電流
リツプルを低減する制御方法に関する。
従来技術 第１図は３相電圧形インバータの回路例、第２図はこ
れをPWM制御した場合の出力電圧および出力線間電圧の
波形図（Ｔは一周期）である。本例ではキヤリヤ信号の
周波数が常に出力周波数の整数倍となる同期形で、パル
ス幅が等しい等パルス幅制御の場合を示しているが、非
同期形や不等パルス幅制御（正弦波PWM等）が広く使わ
れている。また、運転条件に応じて同期形と非同期形を
切替えたり、周期形の一周期内のパルス数を切替える手
法が実用されている。
れをPWM制御した場合の出力電圧および出力線間電圧の
波形図（Ｔは一周期）である。本例ではキヤリヤ信号の
周波数が常に出力周波数の整数倍となる同期形で、パル
ス幅が等しい等パルス幅制御の場合を示しているが、非
同期形や不等パルス幅制御（正弦波PWM等）が広く使わ
れている。また、運転条件に応じて同期形と非同期形を
切替えたり、周期形の一周期内のパルス数を切替える手
法が実用されている。
このようなPWM制御では、次のような問題点がある。
（１） キヤリヤ信号の周波数を高くとれる高速スイツ
チング素子（例えばパワートランジスタ）では素子容量
が限られており、並列に接続してもインバータ出力は制
限される。
チング素子（例えばパワートランジスタ）では素子容量
が限られており、並列に接続してもインバータ出力は制
限される。
（２） スイツチングロスと制御性能からキヤリヤ信号
の周波数を上げるのに限度がある。
の周波数を上げるのに限度がある。
（３） 出力電圧がキヤリヤ信号で直流電圧の全振幅に
わたつてフルスイツチングするので電流変化率（di/d
t）が大きい。
わたつてフルスイツチングするので電流変化率（di/d
t）が大きい。
（４） （２），（３）のために電流リツプルが大きく
なり、電動機の振動、騒音、発熱を増大させる。また、
直流回路にリツプル電流耐量の大きいコンデンサが必要
となる。ピーク電流が大きいため定格出力電流を低下さ
せなければならない。
なり、電動機の振動、騒音、発熱を増大させる。また、
直流回路にリツプル電流耐量の大きいコンデンサが必要
となる。ピーク電流が大きいため定格出力電流を低下さ
せなければならない。
このため、一般に複数個のインバータを多重結合して
波形改善と大容量化を実現する方法として同相出力端子
間に相間リアクトルを備えたトランス結合が実用されて
いる。この方法によると２重結合の場合、第５次、第７
次の高調波を除去できる（参考文献:IPEC−Tokyo Confe
rence 83'Record“Large Capacity Parallel Redundant
Transistor UPS"PP660〜671）。
波形改善と大容量化を実現する方法として同相出力端子
間に相間リアクトルを備えたトランス結合が実用されて
いる。この方法によると２重結合の場合、第５次、第７
次の高調波を除去できる（参考文献:IPEC−Tokyo Confe
rence 83'Record“Large Capacity Parallel Redundant
Transistor UPS"PP660〜671）。
第３図（Ａ）はこの手法を適用したもので、第１図の
構成のインバータを２組、すなわちU1,V1,W1相のインバ
ータ１、U2,V2,W3相のインバータ２を組合せ、U,V,W相
の各出力端子を相間リアクトルLU,LV,LWで結合したもの
である。第３図（Ｂ）は第３図（Ａ）の等価回路であ
る。第４図は第３図の回路においてインバータ２の１
相、例えばU2相をインバータ１の対応する１相、例えば
U1相に対して位相を30゜遅らせて制御した場合の波形図
（Ｔは１周期）である。この出力線間電圧eU-Vの高調波
成分は第５次が5.9％、第７次が3.9％で、通常の場合の
20％（第５次）、14％（第７次）に比較すると格段に改
善されるが零にはならない。また、このような低次の高
調波成分は不等パルス幅PWM制御によつて容易に除去で
きるのでインバータの多重化の意義は薄い。
構成のインバータを２組、すなわちU1,V1,W1相のインバ
ータ１、U2,V2,W3相のインバータ２を組合せ、U,V,W相
の各出力端子を相間リアクトルLU,LV,LWで結合したもの
である。第３図（Ｂ）は第３図（Ａ）の等価回路であ
る。第４図は第３図の回路においてインバータ２の１
相、例えばU2相をインバータ１の対応する１相、例えば
U1相に対して位相を30゜遅らせて制御した場合の波形図
（Ｔは１周期）である。この出力線間電圧eU-Vの高調波
成分は第５次が5.9％、第７次が3.9％で、通常の場合の
20％（第５次）、14％（第７次）に比較すると格段に改
善されるが零にはならない。また、このような低次の高
調波成分は不等パルス幅PWM制御によつて容易に除去で
きるのでインバータの多重化の意義は薄い。
発明の目的 したがつて、本発明の目的は、電圧形PWM制御インバ
ータを複数、並列に接続し、各インバータの同相出力端
子間に相間リアクトルを備えた多重結合インバータ装置
において、キヤリヤ信号の周波数相当のリツプル電流を
低減する制御方法を提供することである。
ータを複数、並列に接続し、各インバータの同相出力端
子間に相間リアクトルを備えた多重結合インバータ装置
において、キヤリヤ信号の周波数相当のリツプル電流を
低減する制御方法を提供することである。
発明の構成 本発明の多重結合インバータ装置の接続・制御方法
は、同相モードと逆相モードを有し、同相モードでは各
相の正側直流母線に接続されたスイッチング素子群また
は負側直流母線に接続されたスイッチング素子群を同時
にオンさせて前記リアクトルを電流バランサとして作用
させることにより正または負の直流母線電位をそのまま
出力させ、逆相モードでは一方のインバータの正側スイ
ッチング素子と他方のインバータの負側スイッチング素
子とをオンさせ前記リアクトルを単巻トランスとして作
用させることにより正負直流母線電位の中間の電位を出
力させ、ある周期内に前記リアクトルに印加される電圧
の平均値がほぼゼロになるように制御するものである。
は、同相モードと逆相モードを有し、同相モードでは各
相の正側直流母線に接続されたスイッチング素子群また
は負側直流母線に接続されたスイッチング素子群を同時
にオンさせて前記リアクトルを電流バランサとして作用
させることにより正または負の直流母線電位をそのまま
出力させ、逆相モードでは一方のインバータの正側スイ
ッチング素子と他方のインバータの負側スイッチング素
子とをオンさせ前記リアクトルを単巻トランスとして作
用させることにより正負直流母線電位の中間の電位を出
力させ、ある周期内に前記リアクトルに印加される電圧
の平均値がほぼゼロになるように制御するものである。
したがって、各インバータ装置から負荷に供給される
電流は常にほぼ等しく、自動的に電流がバランスする。
相間リアクトルは漏洩インダクタンスを除いてリアクト
ルとしての機能は無いので、電圧降下は発生しない。そ
のため、高調波を抑制する低域通過フィルタとしての機
能は果さないが、交流電動機駆動の場合は、電動機の漏
洩インダクタンスがあるため、外部リアクトルは一般的
に不要である。電圧パルスの振幅が1/n（ｎはインバー
タ装置の数）となるので、見かけ上のキャリア周波数が
ｎ倍になることに加え、電流リップルが低減される。リ
ツプルの周波数は大きい程、フイルタで平滑され易くな
る。
電流は常にほぼ等しく、自動的に電流がバランスする。
相間リアクトルは漏洩インダクタンスを除いてリアクト
ルとしての機能は無いので、電圧降下は発生しない。そ
のため、高調波を抑制する低域通過フィルタとしての機
能は果さないが、交流電動機駆動の場合は、電動機の漏
洩インダクタンスがあるため、外部リアクトルは一般的
に不要である。電圧パルスの振幅が1/n（ｎはインバー
タ装置の数）となるので、見かけ上のキャリア周波数が
ｎ倍になることに加え、電流リップルが低減される。リ
ツプルの周波数は大きい程、フイルタで平滑され易くな
る。
実施例 以下、本発明を第３図の２重結合インバータ装置の場
合について説明する。各インバータ1,2を制御する不図
示のインバータ制御回路のキヤリヤ信号C1,C2は360
゜/2＝180゜の位相差を有している。先づ、インバータ
装置の動作を第５図によりＵ相を例にとつて説明する。
同図（Ａ）は同相モード時、同図（Ｂ）は逆相モード時
の動作を示し、実線が電流が流れる部分、破線が電流が
流れない部分、矢印が電流の流れる方向を示す。同相モ
ードでは両相U1,U2ともＰ側またＮ側のパワートランジ
スタが同時にオンしているので、この場合相間リアクト
ルLUは電流バランサとして作用し、中間タツプの電位は
Ｐ側と同電位で、全体の電流をIUとすると各々のパワー
トランジスタを流れる電流は共にIU/2である。逆相モー
ドでは一方の相のＰ側のパワートランジスタがオン、他
方の相のＮ側のパワートランジスタがオンしている。こ
の場合、相間リアクトルLUは単巻トランスとして動作
し、中間タツプの電位は直流母線の中性点ｎと同電位と
なる。リアクトルLUによる励磁電流をI0とすると入力電
流、出力電流はそれぞれ IU（IU》L0）となり、出力電流は入力電流の２倍とな
る。
合について説明する。各インバータ1,2を制御する不図
示のインバータ制御回路のキヤリヤ信号C1,C2は360
゜/2＝180゜の位相差を有している。先づ、インバータ
装置の動作を第５図によりＵ相を例にとつて説明する。
同図（Ａ）は同相モード時、同図（Ｂ）は逆相モード時
の動作を示し、実線が電流が流れる部分、破線が電流が
流れない部分、矢印が電流の流れる方向を示す。同相モ
ードでは両相U1,U2ともＰ側またＮ側のパワートランジ
スタが同時にオンしているので、この場合相間リアクト
ルLUは電流バランサとして作用し、中間タツプの電位は
Ｐ側と同電位で、全体の電流をIUとすると各々のパワー
トランジスタを流れる電流は共にIU/2である。逆相モー
ドでは一方の相のＰ側のパワートランジスタがオン、他
方の相のＮ側のパワートランジスタがオンしている。こ
の場合、相間リアクトルLUは単巻トランスとして動作
し、中間タツプの電位は直流母線の中性点ｎと同電位と
なる。リアクトルLUによる励磁電流をI0とすると入力電
流、出力電流はそれぞれ IU（IU》L0）となり、出力電流は入力電流の２倍とな
る。
第6A図〜第6D図は、第２図のθ１〜θ２の任意の区間
の電圧波形のうちＵ相、Ｖ相間の出力線間電圧eU-Vに対
応する電圧波形図である。この場合、Ｖ相の電位eVをＮ
側の−Edc/2に固定し、Ｕ相の電位eUをＰ側、Ｎ側のEdc
/2と−Edc/2に切替えてＵ相、Ｖ相間の出力線間電圧e
U-Vを直流母線の中性点ｎの電位０を加えた±Edc, ０の５種類の電圧値に制御するものである。U1相はキヤ
リヤ信号C1で変調され、U2相はキヤリヤ信号C2で変
調される。キヤリヤ信号C1とC2は前述のように360
゜/2＝180゜の位相差が与えられている。U1相とU2相が
同相モード、すなわちU1相の出力電圧eU1とU2相の出力
電圧eU2が同電位のとき、その電位−Edc/2またはEdc/2
が電圧eUとして出力端子Ｕに現われ、相間リアクトルLU
には電圧が印加されず、U1相とU2相が逆相モード、すな
わちU1相の出力電圧eU1とU2相の出力電圧eU2が異電位の
とき、出力端子Ｕの電位eUは直流母線の中性点ｎの電位
と同電位の０となり、相間リアクトルLUには直流電圧Ed
c/2または−Edc/2が印加されている。以上から、Ｕ相、
Ｖ相間の出力線間電圧eU-Vの波形は図示のようになる。
出力線間電圧eV-W,eW-Uについても同様の電圧波形とな
る。
の電圧波形のうちＵ相、Ｖ相間の出力線間電圧eU-Vに対
応する電圧波形図である。この場合、Ｖ相の電位eVをＮ
側の−Edc/2に固定し、Ｕ相の電位eUをＰ側、Ｎ側のEdc
/2と−Edc/2に切替えてＵ相、Ｖ相間の出力線間電圧e
U-Vを直流母線の中性点ｎの電位０を加えた±Edc, ０の５種類の電圧値に制御するものである。U1相はキヤ
リヤ信号C1で変調され、U2相はキヤリヤ信号C2で変
調される。キヤリヤ信号C1とC2は前述のように360
゜/2＝180゜の位相差が与えられている。U1相とU2相が
同相モード、すなわちU1相の出力電圧eU1とU2相の出力
電圧eU2が同電位のとき、その電位−Edc/2またはEdc/2
が電圧eUとして出力端子Ｕに現われ、相間リアクトルLU
には電圧が印加されず、U1相とU2相が逆相モード、すな
わちU1相の出力電圧eU1とU2相の出力電圧eU2が異電位の
とき、出力端子Ｕの電位eUは直流母線の中性点ｎの電位
と同電位の０となり、相間リアクトルLUには直流電圧Ed
c/2または−Edc/2が印加されている。以上から、Ｕ相、
Ｖ相間の出力線間電圧eU-Vの波形は図示のようになる。
出力線間電圧eV-W,eW-Uについても同様の電圧波形とな
る。
以上の第6A図〜第6D図は、指令電圧Vrefにより変調信
号、この場合U1相の出力電圧eU1、U2相の出力電圧eU2の
パルス幅、すなわちデユーテイサイクルα（周期は一
定）を変えた場合で、デユーテイサイクルαはそれぞれ
約30％、40％、60％、80％である。出力線間電圧e
U-Vは、デユーテイサイクルα＝０〜50％では０とEdc/2
でスイツチングし、デユーテイサイクルα＝50〜100％
ではEdc/2とEdcでスイツチングする。この出力線間電圧
eU-Vの振幅、すなわちリツプル電圧は第２図の従来の場
合の半分のEdc/2であり、周波数はキヤリヤ信号C1,
C2の周波数の２倍であることがわかる。この周波数が大
きい程、フイルタ（平滑コンデンサ）で平滑され易くな
る。相間リアクトルLUに印加される電圧・電気角積はデ
ユーテイサイクルα＝50％で最大となる。実際のインバ
ータ制御では周波数にほぼ比例させて電圧を制御するの
で電圧・電気角積はα＝０〜50％の間でほぼ一定とな
る。したがつて、α＝50％付近の電圧・時間積が相間リ
アクトルLUの大きさを決定する重要な要素となる。
号、この場合U1相の出力電圧eU1、U2相の出力電圧eU2の
パルス幅、すなわちデユーテイサイクルα（周期は一
定）を変えた場合で、デユーテイサイクルαはそれぞれ
約30％、40％、60％、80％である。出力線間電圧e
U-Vは、デユーテイサイクルα＝０〜50％では０とEdc/2
でスイツチングし、デユーテイサイクルα＝50〜100％
ではEdc/2とEdcでスイツチングする。この出力線間電圧
eU-Vの振幅、すなわちリツプル電圧は第２図の従来の場
合の半分のEdc/2であり、周波数はキヤリヤ信号C1,
C2の周波数の２倍であることがわかる。この周波数が大
きい程、フイルタ（平滑コンデンサ）で平滑され易くな
る。相間リアクトルLUに印加される電圧・電気角積はデ
ユーテイサイクルα＝50％で最大となる。実際のインバ
ータ制御では周波数にほぼ比例させて電圧を制御するの
で電圧・電気角積はα＝０〜50％の間でほぼ一定とな
る。したがつて、α＝50％付近の電圧・時間積が相間リ
アクトルLUの大きさを決定する重要な要素となる。
第７図は第6A図〜第6D図の出力線間電圧eU-Vを一周期
全区間に展開した波形図である。第８図は正弦波変調を
行なつた場合の波形例（Ｔは１周期）である。
全区間に展開した波形図である。第８図は正弦波変調を
行なつた場合の波形例（Ｔは１周期）である。
第９図は三重結合の多重結合インバータ装置の例で、
各インバータのキヤリヤ信号C1,C2,C3の位相差36
0゜/3＝120゜で、出力電圧のリツプルの振幅はEdc/3、
周波数はキヤリヤ信号C1,C2,C3の周波数の３倍と
なる。
各インバータのキヤリヤ信号C1,C2,C3の位相差36
0゜/3＝120゜で、出力電圧のリツプルの振幅はEdc/3、
周波数はキヤリヤ信号C1,C2,C3の周波数の３倍と
なる。
以上説明した本発明の方法は、非同期形PWM制御やパ
ルス幅切替PWM制御の多重結合インバータ装置、さらに
は第10図のような電源回生回路にも適用できる。
ルス幅切替PWM制御の多重結合インバータ装置、さらに
は第10図のような電源回生回路にも適用できる。
発明の効果 本発明は相間リアクトルを同相モードでは電流バラン
サとして、逆相モードでは単巻トランスとして動作させ
ることによって次のような効果がある。
サとして、逆相モードでは単巻トランスとして動作させ
ることによって次のような効果がある。
（１）電流バランスのすぐれた多重結合が可能になる
上、キャリア信号の周波数相当のリップルが低減される
ので、インバータの大容量化が可能となる。
上、キャリア信号の周波数相当のリップルが低減される
ので、インバータの大容量化が可能となる。
現行のトランジスタインバータでは、例えば1200
（Ｖ）、300（Ａ）のトランジスタの４個並列接続で、
その出力は200（KVA）であるが、本発明の方法により２
重結合の場合で400（KVA）、３重結合の場合で600（KV
A），……の出力が可能となる。さらに、波形改善によ
る容量アツプが期待できる。
（Ｖ）、300（Ａ）のトランジスタの４個並列接続で、
その出力は200（KVA）であるが、本発明の方法により２
重結合の場合で400（KVA）、３重結合の場合で600（KV
A），……の出力が可能となる。さらに、波形改善によ
る容量アツプが期待できる。
（２）電動機の振動、騒音、発熱が大幅に低減する。
（３）平滑コンデンサのリツプル電流耐量が小さくてす
む。
む。
（４）負荷に供給される電流が自動的にバランスする。
（５）相間リアクトルによる電圧降下が殆んど発生しな
い。
い。
第１図は３相電圧形インバータの回路例、第２図はこれ
をPWM制御した場合の出力電圧および出力線間電圧の波
形図、第３図は第１図のインバータを２個、並列に接続
し、同相出力間に相間リアクトルLU,LV,LWを備えた多重
結合インバータ装置の回路図、第４図は第３図において
一方のインバータのＵ相を他方のインバータのＵ相に対
して位相を30゜遅らせて制御したときの各相の出力電
圧、出力線間電圧の波形図、第５図は第３図のインバー
タの動作を説明する図、第6A図〜第6D図は第３図の多重
結合インバータ装置において本発明の方法を適用し、指
令電圧Vrefを変えたときのＵ相のキヤリヤ信号U1,
U2、出力電圧eU1,eU2,eU、相間リアクトルLUの印加電
圧、出力線間電圧eU-Vの波形図、第７図は第6A図〜第6D
図の出力線間電圧eU-Vの波形をインバータ出力電圧１周
期全区間に適用した場合の波形図、第８図は正弦波変調
を行なつた場合の出力線間電圧eU-Vの波形例、第９図は
三重結合の多重結合インバータ装置の例、第10図は本発
明の方法を適用できる電源回生回路の例である。 1,2:インバータ、 U1,U2,U:U相出力端子、 V1,V2,V:V相出力端子、 W1,W2,W:W相出力端子、 LU,LV,LW:相間リアクトル、U1 ,U2:キヤリヤ信号、 Vref:指令電圧、 eU1,eU2,eU,eV:出力電圧、 eL:相間リアクトルLUの印加電圧、 eU-V:出力線間電圧。
をPWM制御した場合の出力電圧および出力線間電圧の波
形図、第３図は第１図のインバータを２個、並列に接続
し、同相出力間に相間リアクトルLU,LV,LWを備えた多重
結合インバータ装置の回路図、第４図は第３図において
一方のインバータのＵ相を他方のインバータのＵ相に対
して位相を30゜遅らせて制御したときの各相の出力電
圧、出力線間電圧の波形図、第５図は第３図のインバー
タの動作を説明する図、第6A図〜第6D図は第３図の多重
結合インバータ装置において本発明の方法を適用し、指
令電圧Vrefを変えたときのＵ相のキヤリヤ信号U1,
U2、出力電圧eU1,eU2,eU、相間リアクトルLUの印加電
圧、出力線間電圧eU-Vの波形図、第７図は第6A図〜第6D
図の出力線間電圧eU-Vの波形をインバータ出力電圧１周
期全区間に適用した場合の波形図、第８図は正弦波変調
を行なつた場合の出力線間電圧eU-Vの波形例、第９図は
三重結合の多重結合インバータ装置の例、第10図は本発
明の方法を適用できる電源回生回路の例である。 1,2:インバータ、 U1,U2,U:U相出力端子、 V1,V2,V:V相出力端子、 W1,W2,W:W相出力端子、 LU,LV,LW:相間リアクトル、U1 ,U2:キヤリヤ信号、 Vref:指令電圧、 eU1,eU2,eU,eV:出力電圧、 eL:相間リアクトルLUの印加電圧、 eU-V:出力線間電圧。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−151877（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−57428（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−10079（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】電圧形PWM制御インバータを複数個並列に
接続し、これら各インバータの同相出力端子間に相間リ
アクトルを備えた多重結合インバータ装置において、同
相モードと逆相モードを有し、同相モードでは各相の正
側直流母線に接続されたスイッチング素子群または負側
直流母線に接続されたスイッチング素子群を同時にオン
させて前記リアクトルを電流バランサとして作用させる
ことにより正または負の直流母線電位をそのまま出力さ
せ、逆相モードでは一方のインバータの正側スイッチン
グ素子と他方のインバータの負側スイッチング素子とを
オンさせ前記リアクトルを単巻トランスとして作用させ
ることにより正負直流母線電位の中間の電位を出力さ
せ、ある周期内に前記リアクトルに印加される電圧の平
均値がほぼゼロになるように制御することを特徴とする
多重結合インバータ装置の接続・制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58204168A JPH0815394B2 (ja) | 1983-10-31 | 1983-10-31 | 多重結合インバータ装置の接続・制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58204168A JPH0815394B2 (ja) | 1983-10-31 | 1983-10-31 | 多重結合インバータ装置の接続・制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6098875A JPS6098875A (ja) | 1985-06-01 |
| JPH0815394B2 true JPH0815394B2 (ja) | 1996-02-14 |
Family
ID=16485961
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58204168A Expired - Lifetime JPH0815394B2 (ja) | 1983-10-31 | 1983-10-31 | 多重結合インバータ装置の接続・制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0815394B2 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS63305759A (ja) * | 1987-06-08 | 1988-12-13 | Fuji Electric Co Ltd | 多重化電流形インバ−タの制御方法 |
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| JP2888068B2 (ja) * | 1992-11-30 | 1999-05-10 | 株式会社日立製作所 | 並列多重インバータの制御方法及びその装置 |
| US5657217A (en) * | 1994-03-02 | 1997-08-12 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Multi-coupled power conversion system and control method for the same |
| DE10060429A1 (de) | 1999-12-16 | 2001-07-12 | Caterpillar Inc | Verfahren und Vorrichtung zur Leistungsübertragung |
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Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5357428A (en) * | 1976-11-04 | 1978-05-24 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Method of suppressing cross current |
| JPS5610079A (en) * | 1979-06-30 | 1981-02-02 | Toshiba Corp | Inverter |
| JPS58151877A (ja) * | 1982-03-03 | 1983-09-09 | Hitachi Ltd | インバ−タ装置 |
-
1983
- 1983-10-31 JP JP58204168A patent/JPH0815394B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6098875A (ja) | 1985-06-01 |
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