JPH0812981B2 - ９０度分岐回路 - Google Patents
９０度分岐回路Info
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- JPH0812981B2 JPH0812981B2 JP59164895A JP16489584A JPH0812981B2 JP H0812981 B2 JPH0812981 B2 JP H0812981B2 JP 59164895 A JP59164895 A JP 59164895A JP 16489584 A JP16489584 A JP 16489584A JP H0812981 B2 JPH0812981 B2 JP H0812981B2
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- branch circuit
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はモノリシックIC化に適した広帯域特性を有す
る90度分岐回路に関するものである。
る90度分岐回路に関するものである。
第１図は、従来の90度分岐回路（90度ハイブリッド）
を示す図であり、１はコンデンサ、２は粗結合コイルを
表わしている。
を示す図であり、１はコンデンサ、２は粗結合コイルを
表わしている。
本図において、端子Ａからの入力信号は端子ＢとＣへ
90度位相差で分配され、端子Ｄには出力されない。
90度位相差で分配され、端子Ｄには出力されない。
第２図は、これら各端子間の位相関係をブロック図で
表わしたものである。また、端子ＢとＣへの分配比は粗
結合コイル２の結合係数を変えることにより、任意に設
定することができる。
表わしたものである。また、端子ＢとＣへの分配比は粗
結合コイル２の結合係数を変えることにより、任意に設
定することができる。
第３図は、中心周波数140MHz、インピーダンス系75Ω
の90度分岐回路の特性例を示す図であって、（ａ）は不
整合減衰量およびアイソレーションを、（ｂ）は位相差
を、（ｃ）は分配損失を示している。
の90度分岐回路の特性例を示す図であって、（ａ）は不
整合減衰量およびアイソレーションを、（ｂ）は位相差
を、（ｃ）は分配損失を示している。
上述したような従来の90度分岐回路はコイルを用いて
構成しているため、モノリシックICには適さないという
欠点があった。
構成しているため、モノリシックICには適さないという
欠点があった。
そのため、これらの欠点を除去するため、90度分岐回
路を静電容量（Ｃ）と抵抗（Ｒ）で構成されるフィルタ
と分岐回路で構成したものが提案されている。
路を静電容量（Ｃ）と抵抗（Ｒ）で構成されるフィルタ
と分岐回路で構成したものが提案されている。
第４図は、このような静電容量と抵抗で構成したフィ
ルタと分岐回路で構成した90度分岐回路の例を示す図で
あって、１はコンデンサ、３は抵抗器、４は分岐回路を
表わしている。
ルタと分岐回路で構成した90度分岐回路の例を示す図で
あって、１はコンデンサ、３は抵抗器、４は分岐回路を
表わしている。
第４図において、コンデンサ１と抵抗器３の組み合わ
せによる回路はそれぞれフィルタ（位相回路）を構成し
ている。また分岐回路４は、同相または逆相の分岐回路
であって、第５図にその具体的な回路例を示す。
せによる回路はそれぞれフィルタ（位相回路）を構成し
ている。また分岐回路４は、同相または逆相の分岐回路
であって、第５図にその具体的な回路例を示す。
第５図（ａ）は同相分岐回路、（ｂ）は逆相分岐回路
であって、（Ｆ）から入力された信号が（Ｇ），（Ｈ）
端子にそれぞれ同相または逆相で出力される。
であって、（Ｆ）から入力された信号が（Ｇ），（Ｈ）
端子にそれぞれ同相または逆相で出力される。
以下、第４図中のコンデンサと抵抗器を用いた位相回
路について説明する。
路について説明する。
第６図は、遅れ位相回路を示す図であって、この回路
の伝達関数は次式で示される。
の伝達関数は次式で示される。
Ｔ（ｊω）＝V2/V1＝1/（１＋ｊωCR） θ＝−tan-1ωCR 第７図は、この回路の振幅および位相の周波数特性を
規格化周波数＝ωCRに対して計算したもので、（ａ）
は振幅周波数特性を、（ｂ）は位相周波数特性を示して
いる。
規格化周波数＝ωCRに対して計算したもので、（ａ）
は振幅周波数特性を、（ｂ）は位相周波数特性を示して
いる。
一方、第８図は、進み位相回路を示すものであって、
この回路の伝達関数は次式によって示される。
この回路の伝達関数は次式によって示される。
Ｔ（ｊω）＝V2/V1＝1/（１＋（1/jωCR）） θ＝tan-1（1/ωCR） 第９図は、同様にその場合の振幅および位相の周波数
特性を規格化周波数＝ωCRに対して計算したもので、
（ａ）は振幅周波数特性を、（ｂ）は位相周波数特性を
示している。
特性を規格化周波数＝ωCRに対して計算したもので、
（ａ）は振幅周波数特性を、（ｂ）は位相周波数特性を
示している。
これらの図から判るように、第６図の遅れ位相回路で
は、高域でレベルが下がる周波数特性を有するが、逆
に、第８図の進み位相回路では、高域でレベルが上がる
周波数特性を有する。また、位相の周波数特性は、第６
図の遅れ位相回路では、周波数とともに、位相の遅れ量
は増加するが、第８図の進み位相回路では位相の進み量
は周波数とともに減少する。
は、高域でレベルが下がる周波数特性を有するが、逆
に、第８図の進み位相回路では、高域でレベルが上がる
周波数特性を有する。また、位相の周波数特性は、第６
図の遅れ位相回路では、周波数とともに、位相の遅れ量
は増加するが、第８図の進み位相回路では位相の進み量
は周波数とともに減少する。
また、第10図は、この時の両者の位相差を規格化周波
数＝ωCRに対して示したものである。
数＝ωCRに対して示したものである。
第11図は、進み位相回路および遅れ位相回路の遮断周
波数（fc＝1/2πCR）を70MHzに選んだ場合の両者の振幅
および位相差の周波数特性の計算例を示す図である。
波数（fc＝1/2πCR）を70MHzに選んだ場合の両者の振幅
および位相差の周波数特性の計算例を示す図である。
これらの図から分かるように、振幅周波数特性は50〜
90MHz帯域で3dB程度の偏差を生ずるが、位相特性は周波
数にかかわらず常に一定であり、位相差は常に90度であ
る。
90MHz帯域で3dB程度の偏差を生ずるが、位相特性は周波
数にかかわらず常に一定であり、位相差は常に90度であ
る。
このように、第４図に示す回路では、位相特性は周波
数にかかわらず常に一定であるが、振幅特性は帯域内偏
差を生ずる。
数にかかわらず常に一定であるが、振幅特性は帯域内偏
差を生ずる。
第12図は出力回路にAGC機能をもたせることにより、
低域ろ波器出力と高域ろ波器出力間の振幅の偏差を除く
ようにした回路の例を示している。
低域ろ波器出力と高域ろ波器出力間の振幅の偏差を除く
ようにした回路の例を示している。
第12図において、５はAGC増幅器、６は比較器（AGCル
ープを構成するDCアンプ）、７は検波用ダイオード、８
は基準電圧を表わしている。
ープを構成するDCアンプ）、７は検波用ダイオード、８
は基準電圧を表わしている。
第13図は電流制御形のAGC増幅器の構成例を示す図で
あり、第14図は第13図に示すAGC増幅器の特性をシミュ
レーションによって求めたものである。AGC電圧（VAGC
（＋）とVAGC（−）との差）が0Vから0.05Vの範囲では
出力位相の変化0.5度以下の状態で出力レベルを3.5dB制
御することが可能である。
あり、第14図は第13図に示すAGC増幅器の特性をシミュ
レーションによって求めたものである。AGC電圧（VAGC
（＋）とVAGC（−）との差）が0Vから0.05Vの範囲では
出力位相の変化0.5度以下の状態で出力レベルを3.5dB制
御することが可能である。
上記説明からも明らかなように、静電容量と抵抗で構
成したフィルタと分岐回路で構成した90度分岐回路で
は、静電容量の値、あるいは抵抗の値によって、特性が
変化する。
成したフィルタと分岐回路で構成した90度分岐回路で
は、静電容量の値、あるいは抵抗の値によって、特性が
変化する。
一方、モノリシックICの製造工程でこれらの値が、あ
る程度ばらつきを生ずるのは避けられない。
る程度ばらつきを生ずるのは避けられない。
また、使用中にも温度の変化等で抵抗値に変動を生ず
ることがある。
ることがある。
そして、このような抵抗値のばらつきがあると、分岐
回路出力の位相差を正しく90度に保つことが難しくな
る。
回路出力の位相差を正しく90度に保つことが難しくな
る。
本発明は、このような従来の課題に鑑み、モノリシッ
クIC化に適し、かつ、抵抗値にばらつきがあっても分岐
回路出力の位相差を常に90度に保つことのできる分岐回
路の実現を目的としている。
クIC化に適し、かつ、抵抗値にばらつきがあっても分岐
回路出力の位相差を常に90度に保つことのできる分岐回
路の実現を目的としている。
本発明によれば、上記目的は、前記特許請求の範囲に
記載した手段により達成される。
記載した手段により達成される。
すなわち、本発明は、入力信号を同相または逆相の２
信号に分離する回路を設け、その一方の信号の回路に静
電容量と抵抗によって構成した低域ろ波器を接続し、他
方の信号の回路に静電容量と抵抗によって構成した前記
低域ろ波器と遮断周波数が等しい高域ろ波器を接続して
なる90度分岐回路であって、上記静電容量の内少なくと
も一方をダイオードを用いて構成すると共に、低域ろ波
器の出力と高域ろ波器の出力間の位相差を検出して、こ
れを直流電圧に変える手段と、該直流電圧を前記ダイオ
ードに逆バイアス電圧として印加して、分岐回路出力の
位相差を90度に保つように上記逆バイアス電圧を制御す
る手段とを設けたことを特徴とする90度分岐回路であ
る。
信号に分離する回路を設け、その一方の信号の回路に静
電容量と抵抗によって構成した低域ろ波器を接続し、他
方の信号の回路に静電容量と抵抗によって構成した前記
低域ろ波器と遮断周波数が等しい高域ろ波器を接続して
なる90度分岐回路であって、上記静電容量の内少なくと
も一方をダイオードを用いて構成すると共に、低域ろ波
器の出力と高域ろ波器の出力間の位相差を検出して、こ
れを直流電圧に変える手段と、該直流電圧を前記ダイオ
ードに逆バイアス電圧として印加して、分岐回路出力の
位相差を90度に保つように上記逆バイアス電圧を制御す
る手段とを設けたことを特徴とする90度分岐回路であ
る。
先に説明した第４図の分岐回路において、ダイオード
に逆バイアス電圧をかける回路をコンデンサの代わりに
用いて構成すれば、バイアス電圧を変化させることによ
り抵抗値のばらつきを吸収することができる。その上、
このような回路では遮断周波数も変化させることができ
るので、広帯域にわたって使用することができる。
に逆バイアス電圧をかける回路をコンデンサの代わりに
用いて構成すれば、バイアス電圧を変化させることによ
り抵抗値のばらつきを吸収することができる。その上、
このような回路では遮断周波数も変化させることができ
るので、広帯域にわたって使用することができる。
第15図は、本発明の一実施例を示す図である。同図に
おいて、９はCD阻止用のコンデンサであり、入力信号周
波数に対して、十分低いインピーダンスとなるように選
ぶ。10はNPNトランジスタのベース・コレクタ間を接続
してダイオードとしたもので、逆バイアスを加えること
によりフィルタのＣを構成するようにしている。また、
R1,R2はフィルタ用の抵抗器、R3,R4は電圧源のインピー
ダンスが位相回路特性へ影響を与えないようにするため
に入れた抵抗である。更に、11はミキサ（混合器）、12
は低域通過フィルタ、６は比較器、13は基準電圧端子で
ある。
おいて、９はCD阻止用のコンデンサであり、入力信号周
波数に対して、十分低いインピーダンスとなるように選
ぶ。10はNPNトランジスタのベース・コレクタ間を接続
してダイオードとしたもので、逆バイアスを加えること
によりフィルタのＣを構成するようにしている。また、
R1,R2はフィルタ用の抵抗器、R3,R4は電圧源のインピー
ダンスが位相回路特性へ影響を与えないようにするため
に入れた抵抗である。更に、11はミキサ（混合器）、12
は低域通過フィルタ、６は比較器、13は基準電圧端子で
ある。
同図において、入力端子Ａから入力された信号は分岐
回路４で２分され、その一方はコンデンサ９を経て、R1
とダイオード10とから成る位相回路を経て分配器に入力
され出力端子Ｅから出力される。
回路４で２分され、その一方はコンデンサ９を経て、R1
とダイオード10とから成る位相回路を経て分配器に入力
され出力端子Ｅから出力される。
このとき、ダイオード10には、定電圧電源８から抵抗
R3を経て逆バイアス電圧が印加されており、該ダイオー
ド10がコンデンサとして機能することは前述したとおり
である。
R3を経て逆バイアス電圧が印加されており、該ダイオー
ド10がコンデンサとして機能することは前述したとおり
である。
分岐回路４で分岐された他方の信号は、コンデンサ９
を経てダイオード10と抵抗R2とから成る位相回路を通っ
て分配器に入力され、出力端子Ｄから出力される。
を経てダイオード10と抵抗R2とから成る位相回路を通っ
て分配器に入力され、出力端子Ｄから出力される。
出力端子Ｄおよび出力端子Ｅから出力される各信号
は、それぞれ分配器でその一部が取り出され、ミキサ11
に入力されて、両信号の位相差成分が取り出される。
は、それぞれ分配器でその一部が取り出され、ミキサ11
に入力されて、両信号の位相差成分が取り出される。
そして、これは低域通過フィルタ12を経て、比較器６
の一方の入力端子に入力される。該比較器の他方の入力
端子には基準電圧端子13を経て、基準電圧が印加されて
いる。
の一方の入力端子に入力される。該比較器の他方の入力
端子には基準電圧端子13を経て、基準電圧が印加されて
いる。
比較器６は、２つの入力端子にそれぞれ印加された電
圧の差に応じて、直流電圧を出力する。この電圧は抵抗
R2を経てダイオード10に印加されている。
圧の差に応じて、直流電圧を出力する。この電圧は抵抗
R2を経てダイオード10に印加されている。
この回路では、出力端子Ｄから出力される信号と、出
力端子Ｅから出力される信号の位相差が90度から外れる
と、比較器６の出力電圧が変化する。従って、ダイオー
ド10に印加される逆電圧の変化によって、ダイオード10
の静電容量を変化させ、出力端子DE間の位相差が常に90
度になるようにすれば、位相回路の抵抗素子の抵抗値の
ばらつきによる位相のずれを、自動的に調整することが
できる。
力端子Ｅから出力される信号の位相差が90度から外れる
と、比較器６の出力電圧が変化する。従って、ダイオー
ド10に印加される逆電圧の変化によって、ダイオード10
の静電容量を変化させ、出力端子DE間の位相差が常に90
度になるようにすれば、位相回路の抵抗素子の抵抗値の
ばらつきによる位相のずれを、自動的に調整することが
できる。
上記実施例では高域ろ波器（進み位相回路）を構成す
るコンデンサ（ダイオード）に印加する逆電圧を変化さ
せてその静電容量を変化させているが、これに限るもの
ではなく、低域ろ波器（遅れ位相回路）を構成するコン
デンサ（ダイオード）に印加する逆電圧を変化させても
同様の作用効果が得られるものであることは言うまでも
ない。
るコンデンサ（ダイオード）に印加する逆電圧を変化さ
せてその静電容量を変化させているが、これに限るもの
ではなく、低域ろ波器（遅れ位相回路）を構成するコン
デンサ（ダイオード）に印加する逆電圧を変化させても
同様の作用効果が得られるものであることは言うまでも
ない。
また、高域ろ波器、低域ろ波器の両方について、それ
らの構成要素である、コンデンサ（ダイオード）の印加
電圧を変える構成としても良い。
らの構成要素である、コンデンサ（ダイオード）の印加
電圧を変える構成としても良い。
この場合、例えば、分岐出力の位相の進み、遅れに応
じて、いずれかのダイオードの印加電圧を変化させる構
成とすることが考えられる。
じて、いずれかのダイオードの印加電圧を変化させる構
成とすることが考えられる。
以上説明したように、本発明による90度分岐回路は、
コイルを用いないため、モノリシックIC化に適し、回路
中のフィルタを構成する抵抗器の抵抗値にばらつきがあ
っても、分岐回路の出力を常に90度に保つことができる
利点を有すると共に、広帯域な特性を得ることができる
利点を有するものである。
コイルを用いないため、モノリシックIC化に適し、回路
中のフィルタを構成する抵抗器の抵抗値にばらつきがあ
っても、分岐回路の出力を常に90度に保つことができる
利点を有すると共に、広帯域な特性を得ることができる
利点を有するものである。
第１図は従来の90度分岐回路を示す図、第２図は、第１
図の90度分岐回路の各端子間の位相関係を示す図、第３
図は従来の90度分岐回路の特性の例を示す図、第４図は
静電容量と抵抗で構成したフィルタを用いた90度分岐回
路の例を示す図、第５図は同相および逆相の分岐回路の
例を示す図、第６図は遅れ位相回路を示す図、第７図は
遅れ位相回路の特性を示す図、第８図は進み位相回路を
示す図、第９図は進み位相回路の特性を示す図、第10図
は遅れ位相回路と進み位相回路の位相差の計算結果を示
す図、第11図は遅れ位相回路および進み位相回路の遮断
周波数を70MHzに選んだ場合の特性の計算例を示す図、
第12図は出力回路にAGC機能をもたせた分岐回路の例を
示す図、第13図は電流制御形のAGC増幅器の構成例を示
す図、第14図はAGC増幅器のシミュレーションの結果を
示す図、第15図は本発明の一実施例を示す図である。 １……コンデンサ、２……粗結合コイル、３……抵抗
器、４……分岐回路、５……AGC増幅器、６……比較
器、７……検波用ダイオード、８……定電圧電源、９…
…DC阻止用コンデンサ、10……逆バイアスダイオードを
構成するNPNトランジスタ、11……ミキサ、12……低域
通過フィルタ、13……基準電圧端子。
図の90度分岐回路の各端子間の位相関係を示す図、第３
図は従来の90度分岐回路の特性の例を示す図、第４図は
静電容量と抵抗で構成したフィルタを用いた90度分岐回
路の例を示す図、第５図は同相および逆相の分岐回路の
例を示す図、第６図は遅れ位相回路を示す図、第７図は
遅れ位相回路の特性を示す図、第８図は進み位相回路を
示す図、第９図は進み位相回路の特性を示す図、第10図
は遅れ位相回路と進み位相回路の位相差の計算結果を示
す図、第11図は遅れ位相回路および進み位相回路の遮断
周波数を70MHzに選んだ場合の特性の計算例を示す図、
第12図は出力回路にAGC機能をもたせた分岐回路の例を
示す図、第13図は電流制御形のAGC増幅器の構成例を示
す図、第14図はAGC増幅器のシミュレーションの結果を
示す図、第15図は本発明の一実施例を示す図である。 １……コンデンサ、２……粗結合コイル、３……抵抗
器、４……分岐回路、５……AGC増幅器、６……比較
器、７……検波用ダイオード、８……定電圧電源、９…
…DC阻止用コンデンサ、10……逆バイアスダイオードを
構成するNPNトランジスタ、11……ミキサ、12……低域
通過フィルタ、13……基準電圧端子。
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号を同相または逆相の２信号に分離
する回路を設け、その一方の信号の回路に静電容量と抵
抗によって構成した低域ろ波器を接続し、他方の信号の
回路に静電容量と抵抗によって構成した前記低域ろ波器
と遮断周波数が等しい高域ろ波器を接続してなる90度分
岐回路であって、 上記静電容量の内少なくとも一方をダイオードを用いて
構成すると共に、前記低域ろ波器の出力と前記高域ろ波
器の出力間の位相差を検出してこれを直流電圧に変える
手段と、 該直流電圧を前記ダイオードに逆バイアス電圧として印
加して、該逆バイアス電圧によって分岐回路出力の位相
差を90度に保つように制御する手段と設けたことを特徴
とする90度分岐回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59164895A JPH0812981B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ９０度分岐回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59164895A JPH0812981B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ９０度分岐回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6143812A JPS6143812A (ja) | 1986-03-03 |
| JPH0812981B2 true JPH0812981B2 (ja) | 1996-02-07 |
Family
ID=15801906
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59164895A Expired - Fee Related JPH0812981B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ９０度分岐回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0812981B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55109916U (ja) * | 1979-01-29 | 1980-08-01 | ||
| JPS5612117A (en) * | 1979-07-10 | 1981-02-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Variable phase shifter |
-
1984
- 1984-08-08 JP JP59164895A patent/JPH0812981B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6143812A (ja) | 1986-03-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |