JPH0748674B2 - スペクトラム拡散受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散受信機Info
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- JPH0748674B2 JPH0748674B2 JP63221073A JP22107388A JPH0748674B2 JP H0748674 B2 JPH0748674 B2 JP H0748674B2 JP 63221073 A JP63221073 A JP 63221073A JP 22107388 A JP22107388 A JP 22107388A JP H0748674 B2 JPH0748674 B2 JP H0748674B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/70712—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation with demodulation by means of convolvers, e.g. of the SAW type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスペクトラム拡散通信（以下本明細書において
はSSCと略記する。）で使用される受信機に関する。
はSSCと略記する。）で使用される受信機に関する。
［発明の概要］ 第１および第２のコンボルバから成り、両コンボルバの
第１の入力には同一の受信信号が与えられる相関器と、
第１のCW信号と第１のPN符号の掛算によって生成された
第１のコンボルバの第２の入力に与える第１の掛算器
と、第１のCW信号に対して周波数は等しく所定の位相差
を有する第２のCW信号と第２のPN符号の掛算によって生
成された第２の基準信号を第２のコンボルバの第２の入
力に与える第２の掛算器と、上記両コンボルバの出力を
掛算することによりデータを復調する第３の掛算器と、
第１または第２のコンボルバの第２の入力側に設けら
れ、第１のCW信号から第２のCW信号を生成する移相器
と、前記両コンボルバの第１の入力に、受信されたスペ
クトラム拡散信号または第１のCW信号を選択的に印加す
る切換え手段と、同時にAGC回路の動作を固定する手段
と、前記第３の掛算器の出力に応答し、前記移相器の位
相を制御する位相調整手段とを備えたスペクトラム拡散
受信機。
第１の入力には同一の受信信号が与えられる相関器と、
第１のCW信号と第１のPN符号の掛算によって生成された
第１のコンボルバの第２の入力に与える第１の掛算器
と、第１のCW信号に対して周波数は等しく所定の位相差
を有する第２のCW信号と第２のPN符号の掛算によって生
成された第２の基準信号を第２のコンボルバの第２の入
力に与える第２の掛算器と、上記両コンボルバの出力を
掛算することによりデータを復調する第３の掛算器と、
第１または第２のコンボルバの第２の入力側に設けら
れ、第１のCW信号から第２のCW信号を生成する移相器
と、前記両コンボルバの第１の入力に、受信されたスペ
クトラム拡散信号または第１のCW信号を選択的に印加す
る切換え手段と、同時にAGC回路の動作を固定する手段
と、前記第３の掛算器の出力に応答し、前記移相器の位
相を制御する位相調整手段とを備えたスペクトラム拡散
受信機。
［従来の技術］ スペクトラム拡散通信は伝送しようとする情報速度より
も遥かに高速度のPN符号（例えば符号長127のＭ系列符
号）によって送信スペクトラムを拡散（広帯域化）して
送信し、受信側では受信機内のPN符号との相関をとるこ
とによって、データを復調するもので、周波数選択性フ
ェージングによる受信信号の劣化を減少できる等の特長
がある。
も遥かに高速度のPN符号（例えば符号長127のＭ系列符
号）によって送信スペクトラムを拡散（広帯域化）して
送信し、受信側では受信機内のPN符号との相関をとるこ
とによって、データを復調するもので、周波数選択性フ
ェージングによる受信信号の劣化を減少できる等の特長
がある。
このような通信に使用されるスペクトラム拡散受信機と
しては、例えば、特開昭59−186440号に開示されたもの
がある。この受信機の基本的構成は第５図に示すよう
に、マッチドフィルタ1,2、移相器３、位相検波器４か
ら成り、スペクトラム拡散された受信信号Ｓをマッチド
フィルタ１′,2′に与えて相関をとり、出力信号A,Bを
得ている。そして出力信号Ｂは移相器３により90°移相
し、その移相された出力信号Ｂ′と前記出力信号Ａとを
位相検波器４に与えて検波し、データ信号Ｄに復調して
いる。
しては、例えば、特開昭59−186440号に開示されたもの
がある。この受信機の基本的構成は第５図に示すよう
に、マッチドフィルタ1,2、移相器３、位相検波器４か
ら成り、スペクトラム拡散された受信信号Ｓをマッチド
フィルタ１′,2′に与えて相関をとり、出力信号A,Bを
得ている。そして出力信号Ｂは移相器３により90°移相
し、その移相された出力信号Ｂ′と前記出力信号Ａとを
位相検波器４に与えて検波し、データ信号Ｄに復調して
いる。
［発明が解決しようとする課題］ しかし、上述のようなスペクトラム拡散受信機の構成に
よると、マッチドフィルタの出力側に移相器を設けてい
るため、当然のことながら広帯域の出力信号を移相しな
ければならないので、この移相器は広帯域である必要が
ある。しかも拡散帯域が広ければ広い程、移相器の帯域
幅は広くしなければならず、かつその帯域の中では均一
に移相することが必要であり、かゝる条件を満足する移
相器の実現は非常に困難である。また、実際には部品の
特性のばらつき、配線の電気長のばらつき、温度変化等
によって生じる位相のずれを補正するために、上記移相
器は位相制御可能な構成としなければならないが、これ
を広帯域で実現するのは至難である。
よると、マッチドフィルタの出力側に移相器を設けてい
るため、当然のことながら広帯域の出力信号を移相しな
ければならないので、この移相器は広帯域である必要が
ある。しかも拡散帯域が広ければ広い程、移相器の帯域
幅は広くしなければならず、かつその帯域の中では均一
に移相することが必要であり、かゝる条件を満足する移
相器の実現は非常に困難である。また、実際には部品の
特性のばらつき、配線の電気長のばらつき、温度変化等
によって生じる位相のずれを補正するために、上記移相
器は位相制御可能な構成としなければならないが、これ
を広帯域で実現するのは至難である。
さらに、上述したように、移相器を位相制御可能な構成
として位相ずれを自動調整しようとした場合、相関器入
力はペクトラム拡散信号であるから、相関器出力は相関
スパイク波形信号となるが、この信号は時間幅が狭いた
めに制御回路が複雑と成ってしまう欠点がある。
として位相ずれを自動調整しようとした場合、相関器入
力はペクトラム拡散信号であるから、相関器出力は相関
スパイク波形信号となるが、この信号は時間幅が狭いた
めに制御回路が複雑と成ってしまう欠点がある。
［発明の目的］ したがって、本発明の目的は、移相器の実現が容易で、
その位相制御が可能で、位相ずれの自動調整をし得る、
実用化に好敵な構成のSSC受信機を提供することであ
る。
その位相制御が可能で、位相ずれの自動調整をし得る、
実用化に好敵な構成のSSC受信機を提供することであ
る。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明によるSSC受信機
は、第１の相関手段を含む第１の経路と、移相器および
第２の相関手段を含む第２の経路と、入力信号とCW信号
とを切替えて上記第１および第２の経路に与える第１の
スイッチと、上記第1,第２の相関手段出力に基づきデー
タを復調する復調手段と、上記移相器の移相量を制御す
る位相制御回路と、上記復調手段の出力に応じて上記２
つの相関手段出力の利得を制御するAGC制御回路と、上
記２つの相関手段出力の利得をロックする手段と、を含
み、第１のスイッチを切替えて上記CW信号を第１および
第２の経路に与えて、上記位相器の移相量を調整するよ
うにしたことを要旨とする。
は、第１の相関手段を含む第１の経路と、移相器および
第２の相関手段を含む第２の経路と、入力信号とCW信号
とを切替えて上記第１および第２の経路に与える第１の
スイッチと、上記第1,第２の相関手段出力に基づきデー
タを復調する復調手段と、上記移相器の移相量を制御す
る位相制御回路と、上記復調手段の出力に応じて上記２
つの相関手段出力の利得を制御するAGC制御回路と、上
記２つの相関手段出力の利得をロックする手段と、を含
み、第１のスイッチを切替えて上記CW信号を第１および
第２の経路に与えて、上記位相器の移相量を調整するよ
うにしたことを要旨とする。
［作用］ 位相制御を行なう際、AGC回路の動作を固定し、位相制
御の高精度化と高速化を図る。したがって、本発明によ
るSSC受信機は位相制御時にCW信号を選択すると同時にA
GC回路の動作を固定するため、AGC回路の影響を受ける
ことなく位相制御を行なうことができる。
御の高精度化と高速化を図る。したがって、本発明によ
るSSC受信機は位相制御時にCW信号を選択すると同時にA
GC回路の動作を固定するため、AGC回路の影響を受ける
ことなく位相制御を行なうことができる。
［実施例］ 以下に、図面を参照しながら、実施例を用いて本発明を
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず、本発明
の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論である。
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず、本発明
の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論である。
SSCに使用される受信機は、一般に、第３図（ａ）に示
すように、コンボルバ1,2、移相器３、位相検波器４、
切換え器５、位相制御回路６、AGC回路７から成り、ス
ペクトラム拡散された受信信号Ｓをコンボルバ1,2の一
方の入力に与え、一方コンボルバ1,2の他方の入力には
参照信号E,Fを与えて相関をとり、出力信号A,Bを得てい
る。この出力信号を位相検波器４に与えて検波し、デー
タ信号Ｄを復調している。データ信号Ｄは第３図（ｂ）
に示すように、スパイク状の波形をしている。そのた
め、移相器３、位相制御回路６により位相制御を行なう
際、切換え器５により、入力信号を受信信号からCW信号
に切り換えて位相制御を行なっている。
すように、コンボルバ1,2、移相器３、位相検波器４、
切換え器５、位相制御回路６、AGC回路７から成り、ス
ペクトラム拡散された受信信号Ｓをコンボルバ1,2の一
方の入力に与え、一方コンボルバ1,2の他方の入力には
参照信号E,Fを与えて相関をとり、出力信号A,Bを得てい
る。この出力信号を位相検波器４に与えて検波し、デー
タ信号Ｄを復調している。データ信号Ｄは第３図（ｂ）
に示すように、スパイク状の波形をしている。そのた
め、移相器３、位相制御回路６により位相制御を行なう
際、切換え器５により、入力信号を受信信号からCW信号
に切り換えて位相制御を行なっている。
このように位相制御を行なうと、位相制御回路６は、位
相検波器４の出力が最小となるように制御するが、逆に
AGC回路７は位相検波器４の出力を一定に保つように制
御するため、位相制御に時間がかゝったり、正しく位相
制御を行なえない。
相検波器４の出力が最小となるように制御するが、逆に
AGC回路７は位相検波器４の出力を一定に保つように制
御するため、位相制御に時間がかゝったり、正しく位相
制御を行なえない。
第１図は本発明によるSSC受信機の一実施例の基本的構
成を示すブロック図で、図中、第３図と共通する引用番
号は第３図におけるものと同じか、またはそれに対応す
る部分を表わし、9,9′および10は掛算器、11は低域通
過フィルタ、12は保持回路、13は２値化回路、14はシー
ケンシャルループフィルタ、15は切換え器である。
成を示すブロック図で、図中、第３図と共通する引用番
号は第３図におけるものと同じか、またはそれに対応す
る部分を表わし、9,9′および10は掛算器、11は低域通
過フィルタ、12は保持回路、13は２値化回路、14はシー
ケンシャルループフィルタ、15は切換え器である。
こゝで位相制御方式について上記実施例の動作を説明す
る。
る。
切換器５が接点I1側にあると、受信されたスペクトラム
拡散信号Ｓはコンボルバ1,2の一方の入力に印加され、
他方の入力には第１および第２の基準信号Rf1，Rf2が印
加される。
拡散信号Ｓはコンボルバ1,2の一方の入力に印加され、
他方の入力には第１および第２の基準信号Rf1，Rf2が印
加される。
スペクトラム拡散信号ＳのRFキャリア信号と同一周波数
のCW信号CW1が移相器３および掛算器９の一方の入力に
与えられる。移相器３はCW信号CW1を90°移相して掛算
器９′の一方の入力に与える。
のCW信号CW1が移相器３および掛算器９の一方の入力に
与えられる。移相器３はCW信号CW1を90°移相して掛算
器９′の一方の入力に与える。
掛算器9,9′の他方の入力にはそれぞれ復調に必要なPN
符号▲1▼，▲2▼が与えられており、各掛算器
9,9′の出力が第１および第２の基準信号Rf1，Rf2とな
る。
符号▲1▼，▲2▼が与えられており、各掛算器
9,9′の出力が第１および第２の基準信号Rf1，Rf2とな
る。
コンボルバ1,2はそれぞれスペクトラム拡散信号Ｓと、
第１および第２の基準信号Rf1，Rf2との相関をとり、各
相関出力Vc1，Vc2は増幅器8,8′を介して掛算器10に印
加され、該掛算器の出力は低域通過フィルタ11に与えら
れて、データ復調信号Vfを得る。
第１および第２の基準信号Rf1，Rf2との相関をとり、各
相関出力Vc1，Vc2は増幅器8,8′を介して掛算器10に印
加され、該掛算器の出力は低域通過フィルタ11に与えら
れて、データ復調信号Vfを得る。
なお、本発明において、送信信号としてI,Q2つのチャン
ネルを設け、一方のチャンネルにはデータを乗せないの
は、マルチパスフェージングによる影響を避けるためで
ある。
ネルを設け、一方のチャンネルにはデータを乗せないの
は、マルチパスフェージングによる影響を避けるためで
ある。
即ち、マルチパスフェージングによりコンボルバ１の出
力Vc1（データが乗せてある）中の高周波成分の位相が
ランダムに変化してもコンボルバ２の出力Vc2中の高周
波成分の位相も同様の影響を受けるため、両者を掛算器
10で掛算し、LPF11を通すことで、ディジタルデータ
“1",“0"に対応した極性をもつ復調信号Vfを得ること
ができる。
力Vc1（データが乗せてある）中の高周波成分の位相が
ランダムに変化してもコンボルバ２の出力Vc2中の高周
波成分の位相も同様の影響を受けるため、両者を掛算器
10で掛算し、LPF11を通すことで、ディジタルデータ
“1",“0"に対応した極性をもつ復調信号Vfを得ること
ができる。
つぎに、上記実施例の構成により受信されたスペクトラ
ム拡散信号Ｓからデータ復調信号Vfが得られる。
ム拡散信号Ｓからデータ復調信号Vfが得られる。
受信されたスペクトラム拡散信号Ｓは Ｓ＝Vd（ｔ）＝P1(t)sin（ω0t）＋Ａ・P2(t)cos（ω
0t） ………（１） で表わされる。こゝで、P1(t)およびP2(t)はそれぞれ送
信側で変調時に使用される第１および第２のPN符号、Ａ
はデータで、１あるいは−１であり、信号Ｓは二つのコ
ンボルバ1,2に等しく与えられる。
0t） ………（１） で表わされる。こゝで、P1(t)およびP2(t)はそれぞれ送
信側で変調時に使用される第１および第２のPN符号、Ａ
はデータで、１あるいは−１であり、信号Ｓは二つのコ
ンボルバ1,2に等しく与えられる。
二つのコンボルバに入力される第１および第２の基準信
号Rf1，Rf2は、移相器の移相量をθとして、 と表わされる。こゝで、P1(t)，P2(t)はそれぞれ復調時
に使用される受信側のPN符号▲1▼，▲2▼で、
送信側のP1(t)，P2(t)のミラーイメージ（時間反転信
号）である。
号Rf1，Rf2は、移相器の移相量をθとして、 と表わされる。こゝで、P1(t)，P2(t)はそれぞれ復調時
に使用される受信側のPN符号▲1▼，▲2▼で、
送信側のP1(t)，P2(t)のミラーイメージ（時間反転信
号）である。
二つのコンボルバの各々の出力Vc1，Vc2は Vc1(t)＝CONV｛Vd（ｔ），Vr1(t)｝ ………（４） Vc2(t)＝CONV｛Vd（ｔ），Vr2(t)｝ ………（５） である。こゝでCONV｛V1(t)，V2(t)｝は二つの入力V
1(t)，V2(t)のコンボリューションを表し、 V1(t)＝COS（ω0t） ………（６） V2(t)＝COS（ω0t＋θ） ………（７） とすると、コンボルバ出力CONV｛V1(t)，V2(t)｝は CONV｛V1(t)，V2(t)｝＝η・cos（２ω0t＋θ＋φ） …
……（８） となる。たゞし、ηはコンボルバの効率、φはコンボル
バに固有の付加的な位相であり、一方の入力V2(t)の位
相変化θがそのまゝ出力に現われることが分かる。
1(t)，V2(t)のコンボリューションを表し、 V1(t)＝COS（ω0t） ………（６） V2(t)＝COS（ω0t＋θ） ………（７） とすると、コンボルバ出力CONV｛V1(t)，V2(t)｝は CONV｛V1(t)，V2(t)｝＝η・cos（２ω0t＋θ＋φ） …
……（８） となる。たゞし、ηはコンボルバの効率、φはコンボル
バに固有の付加的な位相であり、一方の入力V2(t)の位
相変化θがそのまゝ出力に現われることが分かる。
さて、P1(t)と▲▼、P2(t)と▲▼
の相互相関は小さいので、 としても大きな誤差はない。式（９）および（10）をさ
らに解くと、 Vc1(t)＝η1・R1(t)sin（２ω0t＋φ） ………（11） Vc2(t)＝η2・Ａ・R2(t)cos（２ω0t＋θ＋φ2）………
（12） となる。こゝで、R1(t)，R2(t)はそれぞれP1(t)と▲
▼，P2(t)と▲▼のコンボリューシ
ョン、φ1，φ2は各コンボルバに固有の附加的位相であ
る。
の相互相関は小さいので、 としても大きな誤差はない。式（９）および（10）をさ
らに解くと、 Vc1(t)＝η1・R1(t)sin（２ω0t＋φ） ………（11） Vc2(t)＝η2・Ａ・R2(t)cos（２ω0t＋θ＋φ2）………
（12） となる。こゝで、R1(t)，R2(t)はそれぞれP1(t)と▲
▼，P2(t)と▲▼のコンボリューシ
ョン、φ1，φ2は各コンボルバに固有の附加的位相であ
る。
Vc1(t)とVc2(t)の掛算後の出力Vm（ｔ）は Vm（ｔ）＝Vc1(t)・Vc2(t) ＝η1・η2・Ａ・R1(t)・R2(t)・cos（２ω0t＋
φ1）・cos（２ω0t＋θ＋φ2） ………（13） （13）式で、 θ＋φ2＝φ1−π/2 ………（14） であるとすると、 Vm（ｔ）＝η1・η2・Ａ・R1(t)・R2(t)・sin（２ω0t
＋φ1）・cos（２ω0t＋φ1−π/2） ＝η1・η2・Ａ・R1(t)・R2(t)・sin2（２ω0t＋
φ1） ………（15） また、Vm（ｔ）を低域通過フィルタに通して得られる復
調信号Vf(t)は、 Vf(t)＝η1・η2・Ａ・R1(t)・R2(t) ………（17） となる。
φ1）・cos（２ω0t＋θ＋φ2） ………（13） （13）式で、 θ＋φ2＝φ1−π/2 ………（14） であるとすると、 Vm（ｔ）＝η1・η2・Ａ・R1(t)・R2(t)・sin（２ω0t
＋φ1）・cos（２ω0t＋φ1−π/2） ＝η1・η2・Ａ・R1(t)・R2(t)・sin2（２ω0t＋
φ1） ………（15） また、Vm（ｔ）を低域通過フィルタに通して得られる復
調信号Vf(t)は、 Vf(t)＝η1・η2・Ａ・R1(t)・R2(t) ………（17） となる。
第２図はφ1＝φ2の場合のVc1(t)，Vc2(t)およびVf(t)
の一例を示すもので、同図および式（17）からデータ復
調が可能なことが分かる。
の一例を示すもので、同図および式（17）からデータ復
調が可能なことが分かる。
ところで式（14）で、θ＋φ2＝φ1の場合はVf(t)＝０
となってしまい、復調ができない。前述したように、φ
1，φ2は二つのコンボルバの特性の違い、温度特性、配
線長の僅かな違いなどで必ずしも一致しない。
となってしまい、復調ができない。前述したように、φ
1，φ2は二つのコンボルバの特性の違い、温度特性、配
線長の僅かな違いなどで必ずしも一致しない。
したがって、この場合、移相器の所定の移相量θは、式
（14）から、 θ＝φ1−π/2−φ2 ………（16） であれば良いことが分かる。
（14）から、 θ＝φ1−π/2−φ2 ………（16） であれば良いことが分かる。
また、前記掛算器9,9′,10としては、例えば、トランジ
スタやダイオードを用いた、非線形回路でも良いことは
明白である。
スタやダイオードを用いた、非線形回路でも良いことは
明白である。
そこで本発明においてはかゝる場合にその位相ずれを補
正するため、切換器５を接点I2側に切り換えてコンボル
バ1,2の一方の入力にCW信号CW1を与え、また、第１のPN
符号と第２のPN符号は直流バイアス電圧に切り換えられ
る。
正するため、切換器５を接点I2側に切り換えてコンボル
バ1,2の一方の入力にCW信号CW1を与え、また、第１のPN
符号と第２のPN符号は直流バイアス電圧に切り換えられ
る。
入力信号をVd（ｔ）とすると、 Vd（ｔ）＝cos（ω0t） ………（18） となり、また、第１のPN符号と第２のPN符号は直流バイ
アス電圧に切換えられるので、 となる。したがって、コンボリューション出力Ｖ′
c1(t),V′c2(t)は、 Ｖ′c1(t)＝η1・cos（２ω0t＋φ1） ………（20） Ｖ′c2(t)＝η1・cos（２ω0t＋φ2） ………（21） となる。そしてＶ′c1(t)とＶ′c2(t)の掛算後の出力
Ｖ′ｍ（ｔ）は、 Ｖ′ｍ（ｔ）＝η1・η2・cos（２ω0t＋φ1）・cos
（２ω0t＋φ2） ………（22） となる。こゝで、 θ＋φ2＝φ1−π/2 ………（23） であれば、 Ｖ′ｍ（ｔ）＝η1・η2・cos（２ω0t＋φ1）・sin
（２ω0t＋φ1） ………（24） となり、低域通過フィルタの出力Ｖ′f(t)は、 Ｖ′f(t)∝η1・η2・cos（φ1−θ−φ2） ………（2
5） となる。
アス電圧に切換えられるので、 となる。したがって、コンボリューション出力Ｖ′
c1(t),V′c2(t)は、 Ｖ′c1(t)＝η1・cos（２ω0t＋φ1） ………（20） Ｖ′c2(t)＝η1・cos（２ω0t＋φ2） ………（21） となる。そしてＶ′c1(t)とＶ′c2(t)の掛算後の出力
Ｖ′ｍ（ｔ）は、 Ｖ′ｍ（ｔ）＝η1・η2・cos（２ω0t＋φ1）・cos
（２ω0t＋φ2） ………（22） となる。こゝで、 θ＋φ2＝φ1−π/2 ………（23） であれば、 Ｖ′ｍ（ｔ）＝η1・η2・cos（２ω0t＋φ1）・sin
（２ω0t＋φ1） ………（24） となり、低域通過フィルタの出力Ｖ′f(t)は、 Ｖ′f(t)∝η1・η2・cos（φ1−θ−φ2） ………（2
5） となる。
上記出力が正の値の場合は、移相器を遅れ位相に、上記
出力が負の場合には、移相器を進み位相に制御すること
によって、最終的には、 Ｖ′f(t)＝０ ………（26） で平衡するように制御する。この時の平衡条件は、 φ1−θ−φ2＝π/2 ………（27） であり、したがって、 θ＝φ1−φ2−π/2 ………（28） となる。
出力が負の場合には、移相器を進み位相に制御すること
によって、最終的には、 Ｖ′f(t)＝０ ………（26） で平衡するように制御する。この時の平衡条件は、 φ1−θ−φ2＝π/2 ………（27） であり、したがって、 θ＝φ1−φ2−π/2 ………（28） となる。
この（28）式の条件は、データ復調の最適状態に一致す
る。
る。
このように、位相制御回路は低域通過フィルタの出力
Ｖ′4(t)を０となるように制御するが、逆にAGC回路は
Ｖ′f(t)を設定された電圧に保とうと逆の制御を行なう
ため、位相制御が正しく行なわれなかったり、時間がか
ゝってしまったりするので、切換え器５を接点I2側に切
り換えると同時に、切換え器15をG2側に切り換え、増幅
器8,8′の利得を設定信号CSによって固定する。こうす
ることによってAGC回路の動作を固定することができ、
目的を達成することができる。
Ｖ′4(t)を０となるように制御するが、逆にAGC回路は
Ｖ′f(t)を設定された電圧に保とうと逆の制御を行なう
ため、位相制御が正しく行なわれなかったり、時間がか
ゝってしまったりするので、切換え器５を接点I2側に切
り換えると同時に、切換え器15をG2側に切り換え、増幅
器8,8′の利得を設定信号CSによって固定する。こうす
ることによってAGC回路の動作を固定することができ、
目的を達成することができる。
第１図に示す構成に代えて、第４図に示すように、切換
え器15を用いて低域通過フィルタ11の出力と所定のCS信
号を選択的に切り換えてAGC制御回路７に入力するよう
にしても同様な効果が得られることは明らかである。
え器15を用いて低域通過フィルタ11の出力と所定のCS信
号を選択的に切り換えてAGC制御回路７に入力するよう
にしても同様な効果が得られることは明らかである。
［発明の効果］ 以上説明した通り、本発明によれば、位相制御に時間が
かゝることが無く、位相制御を正しく行なうという利点
も得られる。
かゝることが無く、位相制御を正しく行なうという利点
も得られる。
第１図は本発明によるSSC受信装置の構成を示すブロッ
ク図、第２図はコンボリューション出力波形図、第３図
は一般のSSC受信装置の構成を示すブロック図、第４図
は他の一つの本発明によるSSC受信装置の構成を示すブ
ロック図、第５図はSSC受信器の基本的構成を示すブロ
ック図である。 １′,2′……マッチドフィルタ、1,2……コンボルバ、
３……移相器、４……位相検波器、５……スイッチ、６
……位相制御回路、７……AGC回路、8,8′……増幅器、
9,9′,10……掛算器、11……低域通過フィルタ、12……
保持回路、13……２値化回路、14……シーケンシャルル
ープフィルタ、15……切換え器。
ク図、第２図はコンボリューション出力波形図、第３図
は一般のSSC受信装置の構成を示すブロック図、第４図
は他の一つの本発明によるSSC受信装置の構成を示すブ
ロック図、第５図はSSC受信器の基本的構成を示すブロ
ック図である。 １′,2′……マッチドフィルタ、1,2……コンボルバ、
３……移相器、４……位相検波器、５……スイッチ、６
……位相制御回路、７……AGC回路、8,8′……増幅器、
9,9′,10……掛算器、11……低域通過フィルタ、12……
保持回路、13……２値化回路、14……シーケンシャルル
ープフィルタ、15……切換え器。
Claims (4)
- 【請求項１】第１の相関手段を含む第１の経路と、 移相器および第２の相関手段を含む第２の経路と、 入力信号と振幅一定の連続波から成るCW信号とを切替え
て上記第１および第２の経路に与える第１のスイッチ
と、 上記第1,第２の相関手段出力に基づきデータを復調する
復調手段と、 上記移相器の移相量を制御する位相制御回路と、 上記復調手段の出力に応じて上記二つの相関手段出力の
利得を制御するAGC制御回路と、 上記２つの相関手段出力の利得をロックする手段と、を
含み、第１のスイッチを切替えて上記CW信号を第１およ
び第２の経路に与えて、上記移相器の移相量を調整する
ようにしたことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。 - 【請求項２】上記ロックする手段が上記AGC制御回路の
出力と所定の信号を選択的に上記二つの増幅器の制御端
子へ供給する第２のスイッチであることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のスペクトラム拡散受信機。 - 【請求項３】上記ロックする手段が、低域通過フィルタ
を介して上記復調手段の出力と、所定の信号を選択的に
上記AGC制御回路に供給する第３のスイッチであること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のスペクトラム
拡散受信機。 - 【請求項４】上記ロックする手段が上記第１のスイッチ
と連動することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のスペクトラム拡散受信機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63221073A JPH0748674B2 (ja) | 1988-09-02 | 1988-09-02 | スペクトラム拡散受信機 |
| US07/400,823 US4993044A (en) | 1988-09-02 | 1989-08-30 | Spread-spectrum communication receiver |
| GB8919702A GB2223912B (en) | 1988-09-02 | 1989-08-31 | Spread-spectrum communication receiver |
| DE3928910A DE3928910A1 (de) | 1988-09-02 | 1989-08-31 | Spread-spektrum-empfaenger |
| FR8911511A FR2636186B1 (fr) | 1988-09-02 | 1989-09-01 | Recepteur de communication sur spectre disperse |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63221073A JPH0748674B2 (ja) | 1988-09-02 | 1988-09-02 | スペクトラム拡散受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0269033A JPH0269033A (ja) | 1990-03-08 |
| JPH0748674B2 true JPH0748674B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=16761063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63221073A Expired - Fee Related JPH0748674B2 (ja) | 1988-09-02 | 1988-09-02 | スペクトラム拡散受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4993044A (ja) |
| JP (1) | JPH0748674B2 (ja) |
| DE (1) | DE3928910A1 (ja) |
| FR (1) | FR2636186B1 (ja) |
| GB (1) | GB2223912B (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JP2771757B2 (ja) * | 1992-06-29 | 1998-07-02 | 三菱電機株式会社 | スペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路 |
| US5859874A (en) * | 1994-05-09 | 1999-01-12 | Globalstar L.P. | Multipath communication system optimizer |
| US5548616A (en) * | 1994-09-09 | 1996-08-20 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Spread spectrum radiotelephone having adaptive transmitter gain control |
| US5566201A (en) * | 1994-09-27 | 1996-10-15 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Digital AGC for a CDMA radiotelephone |
| ES2120904B1 (es) * | 1996-11-20 | 1999-06-01 | Tecnologico Robotiker Centro | Sistema de transmision de datos con espectro extendido a traves de la red electrica. |
| GB2326546B (en) * | 1997-06-20 | 2001-01-03 | Nokia Mobile Phones Ltd | Gain control |
| RU2116700C1 (ru) * | 1997-08-06 | 1998-07-27 | Научно-производственный кооператив "СИГМА" при Томской государственной академии систем управления и радиоэлектроники | Устройство связи |
| US6661996B1 (en) | 1998-07-14 | 2003-12-09 | Globalstar L.P. | Satellite communication system providing multi-gateway diversity to a mobile user terminal |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4193030A (en) * | 1968-08-01 | 1980-03-11 | International Telephone And Telegraph Corporation | Frequency hopping communication system |
| US4285060A (en) * | 1978-02-28 | 1981-08-18 | Harris Corporation | Spread spectrum code tracking loop |
| DE3131187C2 (de) * | 1981-08-06 | 1984-03-08 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Empfänger für pseudozufällig phasenmodulierte Signale |
| US4707839A (en) * | 1983-09-26 | 1987-11-17 | Harris Corporation | Spread spectrum correlator for recovering CCSK data from a PN spread MSK waveform |
| US4641322A (en) * | 1983-10-18 | 1987-02-03 | Nec Corporation | System for carrying out spread spectrum communication through an electric power line |
| US4630283A (en) * | 1985-07-17 | 1986-12-16 | Rca Corporation | Fast acquisition burst mode spread spectrum communications system with pilot carrier |
| US4672658A (en) * | 1985-10-16 | 1987-06-09 | At&T Company And At&T Bell Laboratories | Spread spectrum wireless PBX |
| US4888788A (en) * | 1986-11-20 | 1989-12-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmitting and receiving systems |
| US4899364A (en) * | 1987-07-31 | 1990-02-06 | Clarion Co., Ltd. | Automatic gain control system |
| US4866734A (en) * | 1987-07-31 | 1989-09-12 | Clarion Co., Ltd. | Receiver for spread spectrum communication |
| US4890297A (en) * | 1988-10-19 | 1989-12-26 | Unisys Corp. | Burst jammer erasure circuit for spread spectrum receivers |
-
1988
- 1988-09-02 JP JP63221073A patent/JPH0748674B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-08-30 US US07/400,823 patent/US4993044A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-08-31 GB GB8919702A patent/GB2223912B/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-08-31 DE DE3928910A patent/DE3928910A1/de not_active Withdrawn
- 1989-09-01 FR FR8911511A patent/FR2636186B1/fr not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3928910A1 (de) | 1990-03-15 |
| GB8919702D0 (en) | 1989-10-11 |
| GB2223912B (en) | 1993-01-06 |
| GB2223912A (en) | 1990-04-18 |
| FR2636186B1 (fr) | 1992-11-06 |
| FR2636186A1 (fr) | 1990-03-09 |
| US4993044A (en) | 1991-02-12 |
| JPH0269033A (ja) | 1990-03-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |