JPH0685859A - バースト復調装置 - Google Patents
バースト復調装置Info
- Publication number
- JPH0685859A JPH0685859A JP23475292A JP23475292A JPH0685859A JP H0685859 A JPH0685859 A JP H0685859A JP 23475292 A JP23475292 A JP 23475292A JP 23475292 A JP23475292 A JP 23475292A JP H0685859 A JPH0685859 A JP H0685859A
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- JP
- Japan
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- data
- burst
- data signal
- signal
- carrier wave
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 低速サンプルによる蓄積一括復調方式を採
り、推定精度を下げないで負荷を軽減し高速伝送化に対
処する。 【構成】 デジタル位相変調バースト受信信号１１から
準同期検波器１で準同期検波したバーストモード変調波
をアナログ／デジタル変換器２で標本化し量子化し、バ
ッファメモリ３でバーストごとにすべて一旦蓄積したサ
ンプル点データ信号１２に対し、搬送波推定手段４で搬
送波を推定し周波数と位相を補正したデータ信号１３に
補間タイミング生成手段５で演算を施しナイキスト点を
推定し生成した補間タイミング情報１４と１５により、
データ補正手段６で補正データ信号１３に補間演算を施
しナイキスト点データを推定し仮復調データ系列１６と
１７を生成する。タイミング決定手段７で仮復調データ
系列１６と１７それぞれのデータ振幅の絶対値または絶
対２乗値をバーストごとに累積加算した値を比較判定し
選択した復調データ系列１８をデータ判定手段８で判定
し復調データ信号１９として出力する。
り、推定精度を下げないで負荷を軽減し高速伝送化に対
処する。 【構成】 デジタル位相変調バースト受信信号１１から
準同期検波器１で準同期検波したバーストモード変調波
をアナログ／デジタル変換器２で標本化し量子化し、バ
ッファメモリ３でバーストごとにすべて一旦蓄積したサ
ンプル点データ信号１２に対し、搬送波推定手段４で搬
送波を推定し周波数と位相を補正したデータ信号１３に
補間タイミング生成手段５で演算を施しナイキスト点を
推定し生成した補間タイミング情報１４と１５により、
データ補正手段６で補正データ信号１３に補間演算を施
しナイキスト点データを推定し仮復調データ系列１６と
１７を生成する。タイミング決定手段７で仮復調データ
系列１６と１７それぞれのデータ振幅の絶対値または絶
対２乗値をバーストごとに累積加算した値を比較判定し
選択した復調データ系列１８をデータ判定手段８で判定
し復調データ信号１９として出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はデジタル位相変調バー
スト受信信号を復調する蓄積一括復調方式の特性を改良
するバースト復調装置に関する。
スト受信信号を復調する蓄積一括復調方式の特性を改良
するバースト復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】たとえば文献（本多他：ＰＳＫ信号の計
算的復調法に関する検討、信学技報、ＣＳ８７−１０
９、１９８７）に示す従来例のバースト復調装置は図９
のように、準同期検波器１は、デジタル位相変調バース
ト受信信号１１に搬送波近似周波数をもつ非同期の参照
搬送波で準同期検波を施す。アナログ／デジタル変換器
２は、準同期検波器１から受信と参照搬送波差分周波数
をもつ検波後のバーストモード変調波に高速クロック
（たとえばシンボル周期当たり１６サンプル程度以上）
で標本化と量子化演算を施す。バッファメモリ３は、ア
ナログ／デジタル変換器２から受信フィルタで波形整形
後バーストごとにすべてのサンプル点データを一旦蓄積
する。デジタル信号処理形復調器１０は、バッファメモ
リ３からのサンプル点データ信号１２の最適位相点を抽
出して復調データ信号１４を判定し出力する。
算的復調法に関する検討、信学技報、ＣＳ８７−１０
９、１９８７）に示す従来例のバースト復調装置は図９
のように、準同期検波器１は、デジタル位相変調バース
ト受信信号１１に搬送波近似周波数をもつ非同期の参照
搬送波で準同期検波を施す。アナログ／デジタル変換器
２は、準同期検波器１から受信と参照搬送波差分周波数
をもつ検波後のバーストモード変調波に高速クロック
（たとえばシンボル周期当たり１６サンプル程度以上）
で標本化と量子化演算を施す。バッファメモリ３は、ア
ナログ／デジタル変換器２から受信フィルタで波形整形
後バーストごとにすべてのサンプル点データを一旦蓄積
する。デジタル信号処理形復調器１０は、バッファメモ
リ３からのサンプル点データ信号１２の最適位相点を抽
出して復調データ信号１４を判定し出力する。
【０００３】上記従来例のバースト復調装置は、位相推
定誤差を小さくするために高速サンプリングで最適位相
点を抽出する蓄積一括復調方式を採る。
定誤差を小さくするために高速サンプリングで最適位相
点を抽出する蓄積一括復調方式を採る。
【０００４】デジタル信号処理形復調器１０は図１０の
ように、まずバッファメモリからのサンプル点データ信
号１２に対し、そのデータ系列から搬送波推定手段４で
搬送波を推定しデータの周波数と位相を補正する。つぎ
に周波数と位相を補正したデータ信号からタイミング推
定手段７ａで推定する最適位相点（ナイキスト点に最近
の推定サンプル点）のデータだけをサンプラ７ｂで抽出
する。さらにデータ判定手段８で判定し復調データ信号
１９として出力する。タイミング推定手段７ａは、つぎ
のように最適位相点を推定する。まず２相位相シフトキ
ーイング（以下、ＢＰＳＫという）の場合には、図１１
のようにＢＰＳＫの受信信号を１シンボル当たり１サン
プルしたとき（実線は振幅ａでシンボル周期Ｔの受信信
号の波形を示す。ｄは送信データ（−１又は１）を表
し、ここでは１，１，−１，１からなる一連の送信デー
タの例を示す。ｙはサンプルされた信号を表し、ここで
はｙ1 、ｙ2 だけ図示する）、サンプル点が本来のナイ
キスト点からτ（０≦τ＜Ｔ）だけずれていると仮定
し、サンプルされた信号ｙはその時刻における信号成分
と符号間干渉の成分との和で表されるが、ここでは前後
のそれぞれｋシンボルまでの符号間干渉の影響があると
すると、受信フィルタのインパルス応答をつぎのように
表せば ｈ（τ）＝sin(πτ／Ｔ)・cos(πατ／Ｔ)／{(πτ／Ｔ)・(１−２ατ／Ｔ)} α:受信フィルタのロールオフ率 たとえばｙ1 は ｙ1 ＝ｄ1 ａｈ（τ）＋ｄ2 ａｈ（τ＋Ｔ）＋…＋ｄ
k+1 ａｈ（τ＋ｋＴ）＋ｄ0 ａｈ（τ−Ｔ）＋…＋ｄ
-k+1ａｈ（τ−ｋＴ） となり、同様にしてｍ番目のサンプルされた信号ｙm は
一般的に ｙm ＝Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ） −ｋ≦l ≦ｋ τ＝（ｎ−１）Ｔ／Ｘ のように表せる。また図１２のようにＢＰＳＫの受信信
号を１シンボル当たりＸサンプルしたとき、簡単のため
に初期位相差＝０とすると、ｍ番目におけるｎ（１≦ｎ
≦Ｘ）番目の受信信号ｙm は一般的に ｙm ＝Σl ｄm+1 ａｈ｛（ｎ−１）Ｔ／Ｘ＋l Ｔ｝ −
ｋ≦l ≦ｋ のように表せる。いま１バーストのシンボル数をＬと
し、各シンボルにおけるそれぞれｎ番目のサンプルの振
幅の絶対２乗値を累積したｎ番目の累積値Ｐｎは Ｐｎ＝Σm ｜Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｜2 １≦ｍ≦Ｌ， −ｋ≦l ≦ｋ となる。ここでｄj （ｊ≦０，Ｌ＋１≦ｊ）は存在しな
いが、後での式の近似を考えてｄj （ｊ≦０，Ｌ＋１≦
ｊ）は疑似雑音（ＰＮ）パターンであるとする。つぎに
４相位相シフトキーイング（以下、ＱＰＳＫという）の
場合には、同相と直流成分の２系列ありそれぞれ互いに
独立であるから、ＢＰＳＫの場合と同じに求めたＰｎは Ｐｎ＝Σm ［｛Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｝2 ＋｛Σl ｄ■m+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｝2 ］ １≦ｍ≦Ｌ， −ｋ≦l ≦ｋ となる。ここでｄ、ｄ■はそれぞれ同相と直交成分のデ
ータ系列を表す。振幅ａ＝１とし、Ｌが十分大きくデー
タがランダムとすると、上式は簡単に Ｐｎ＝２ＬΣl ｈ2 （τ＋l Ｔ） ＝２ＬΣl ｈ2 ｛（ｎ−１）Ｔ／Ｘ＋l Ｔ｝ −ｋ≦l
≦ｋ となる。上式でＰｎはτ＝０（ｎ＝１）の時最大となる
から、ナイキスト点をサンプルした時Ｐｎは最大となる
が、実際の動作において初期位相差が０であるとは限ら
ないから、ナイキスト点に最も近い推定サンプル点を最
適位相点と推定する。
ように、まずバッファメモリからのサンプル点データ信
号１２に対し、そのデータ系列から搬送波推定手段４で
搬送波を推定しデータの周波数と位相を補正する。つぎ
に周波数と位相を補正したデータ信号からタイミング推
定手段７ａで推定する最適位相点（ナイキスト点に最近
の推定サンプル点）のデータだけをサンプラ７ｂで抽出
する。さらにデータ判定手段８で判定し復調データ信号
１９として出力する。タイミング推定手段７ａは、つぎ
のように最適位相点を推定する。まず２相位相シフトキ
ーイング（以下、ＢＰＳＫという）の場合には、図１１
のようにＢＰＳＫの受信信号を１シンボル当たり１サン
プルしたとき（実線は振幅ａでシンボル周期Ｔの受信信
号の波形を示す。ｄは送信データ（−１又は１）を表
し、ここでは１，１，−１，１からなる一連の送信デー
タの例を示す。ｙはサンプルされた信号を表し、ここで
はｙ1 、ｙ2 だけ図示する）、サンプル点が本来のナイ
キスト点からτ（０≦τ＜Ｔ）だけずれていると仮定
し、サンプルされた信号ｙはその時刻における信号成分
と符号間干渉の成分との和で表されるが、ここでは前後
のそれぞれｋシンボルまでの符号間干渉の影響があると
すると、受信フィルタのインパルス応答をつぎのように
表せば ｈ（τ）＝sin(πτ／Ｔ)・cos(πατ／Ｔ)／{(πτ／Ｔ)・(１−２ατ／Ｔ)} α:受信フィルタのロールオフ率 たとえばｙ1 は ｙ1 ＝ｄ1 ａｈ（τ）＋ｄ2 ａｈ（τ＋Ｔ）＋…＋ｄ
k+1 ａｈ（τ＋ｋＴ）＋ｄ0 ａｈ（τ−Ｔ）＋…＋ｄ
-k+1ａｈ（τ−ｋＴ） となり、同様にしてｍ番目のサンプルされた信号ｙm は
一般的に ｙm ＝Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ） −ｋ≦l ≦ｋ τ＝（ｎ−１）Ｔ／Ｘ のように表せる。また図１２のようにＢＰＳＫの受信信
号を１シンボル当たりＸサンプルしたとき、簡単のため
に初期位相差＝０とすると、ｍ番目におけるｎ（１≦ｎ
≦Ｘ）番目の受信信号ｙm は一般的に ｙm ＝Σl ｄm+1 ａｈ｛（ｎ−１）Ｔ／Ｘ＋l Ｔ｝ −
ｋ≦l ≦ｋ のように表せる。いま１バーストのシンボル数をＬと
し、各シンボルにおけるそれぞれｎ番目のサンプルの振
幅の絶対２乗値を累積したｎ番目の累積値Ｐｎは Ｐｎ＝Σm ｜Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｜2 １≦ｍ≦Ｌ， −ｋ≦l ≦ｋ となる。ここでｄj （ｊ≦０，Ｌ＋１≦ｊ）は存在しな
いが、後での式の近似を考えてｄj （ｊ≦０，Ｌ＋１≦
ｊ）は疑似雑音（ＰＮ）パターンであるとする。つぎに
４相位相シフトキーイング（以下、ＱＰＳＫという）の
場合には、同相と直流成分の２系列ありそれぞれ互いに
独立であるから、ＢＰＳＫの場合と同じに求めたＰｎは Ｐｎ＝Σm ［｛Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｝2 ＋｛Σl ｄ■m+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｝2 ］ １≦ｍ≦Ｌ， −ｋ≦l ≦ｋ となる。ここでｄ、ｄ■はそれぞれ同相と直交成分のデ
ータ系列を表す。振幅ａ＝１とし、Ｌが十分大きくデー
タがランダムとすると、上式は簡単に Ｐｎ＝２ＬΣl ｈ2 （τ＋l Ｔ） ＝２ＬΣl ｈ2 ｛（ｎ−１）Ｔ／Ｘ＋l Ｔ｝ −ｋ≦l
≦ｋ となる。上式でＰｎはτ＝０（ｎ＝１）の時最大となる
から、ナイキスト点をサンプルした時Ｐｎは最大となる
が、実際の動作において初期位相差が０であるとは限ら
ないから、ナイキスト点に最も近い推定サンプル点を最
適位相点と推定する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のバ
ースト復調装置では、位相推定誤差を小さくするために
高速サンプリング（たとえばシンボル周期当たり１６サ
ンプル程度以上）で最適位相点を抽出する蓄積一括復調
方式を採るから、伝送速度が高速になるとアナログ／デ
ジタル変換器は高速動作を要し、バッファメモリは膨大
な蓄積データ数となり、デジタル信号処理形復調器は演
算量が多くなる問題点があった。
ースト復調装置では、位相推定誤差を小さくするために
高速サンプリング（たとえばシンボル周期当たり１６サ
ンプル程度以上）で最適位相点を抽出する蓄積一括復調
方式を採るから、伝送速度が高速になるとアナログ／デ
ジタル変換器は高速動作を要し、バッファメモリは膨大
な蓄積データ数となり、デジタル信号処理形復調器は演
算量が多くなる問題点があった。
【０００６】この発明が解決しようとする課題は、バー
スト復調装置が負荷を軽減しかつ位相推定誤差を小さく
するように、低速サンプリングで最適位相点を抽出する
蓄積一括復調方式を提供することにある。
スト復調装置が負荷を軽減しかつ位相推定誤差を小さく
するように、低速サンプリングで最適位相点を抽出する
蓄積一括復調方式を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明のバースト復調
装置は、上記課題を解決するため、デジタル位相変調バ
ースト受信信号を準同期検波器で準同期検波したバース
トモード変調波にアナログ／デジタル変換器で標本化と
量子化演算を施し、バッファメモリでバーストごとにす
べて一旦蓄積したサンプル点データ信号に対し、デジタ
ル信号処理形復調器でその最適位相点を抽出して復調デ
ータ信号を判定し出力するものであって、デジタル信号
処理形復調器でつぎの手段を設け、低速サンプリングで
最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を採ることを特
徴とする。
装置は、上記課題を解決するため、デジタル位相変調バ
ースト受信信号を準同期検波器で準同期検波したバース
トモード変調波にアナログ／デジタル変換器で標本化と
量子化演算を施し、バッファメモリでバーストごとにす
べて一旦蓄積したサンプル点データ信号に対し、デジタ
ル信号処理形復調器でその最適位相点を抽出して復調デ
ータ信号を判定し出力するものであって、デジタル信号
処理形復調器でつぎの手段を設け、低速サンプリングで
最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を採ることを特
徴とする。
【０００８】搬送波推定手段は、バッファメモリからの
サンプル点データ信号に対し、そのデータ系列から搬送
波を推定しデータの周波数と位相を補正する。
サンプル点データ信号に対し、そのデータ系列から搬送
波を推定しデータの周波数と位相を補正する。
【０００９】補間タイミング生成手段は、直接に、また
は搬送波電力対雑音電力比測定手段を設け搬送波推定手
段から補正データ信号の平均値と分数値を求めて測定す
る搬送波電力対雑音電力比情報に対応し、搬送波推定手
段からの補正データ信号、またはバッファメモリからの
サンプル点データ信号に演算を施しナイキスト点を推定
し複数の補間タイミング情報を生成する。
は搬送波電力対雑音電力比測定手段を設け搬送波推定手
段から補正データ信号の平均値と分数値を求めて測定す
る搬送波電力対雑音電力比情報に対応し、搬送波推定手
段からの補正データ信号、またはバッファメモリからの
サンプル点データ信号に演算を施しナイキスト点を推定
し複数の補間タイミング情報を生成する。
【００１０】データ補正手段は、補間タイミング生成手
段からの複数の補間タイミング情報で搬送波推定手段か
らの補正データ信号に補間演算を施してナイキスト点デ
ータを推定し複数の仮復調データ系列として生成する。
段からの複数の補間タイミング情報で搬送波推定手段か
らの補正データ信号に補間演算を施してナイキスト点デ
ータを推定し複数の仮復調データ系列として生成する。
【００１１】タイミング決定手段は、データ補正手段か
らの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、そのデー
タ振幅の絶対値もしくは絶対２乗値の累積加算値、その
データ振幅の絶対分散値、その既知パターン部分と所定
の既知パターンとの相関値、またはその軟判定と硬判定
とを施した軟判定データ系列と硬判定データ系列との相
関値を比較判定して復調データ系列を選択する。
らの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、そのデー
タ振幅の絶対値もしくは絶対２乗値の累積加算値、その
データ振幅の絶対分散値、その既知パターン部分と所定
の既知パターンとの相関値、またはその軟判定と硬判定
とを施した軟判定データ系列と硬判定データ系列との相
関値を比較判定して復調データ系列を選択する。
【００１２】データ判定手段は、タイミング決定手段か
ら復調データ系列を判定し復調データ信号として出力す
る。
ら復調データ系列を判定し復調データ信号として出力す
る。
【００１３】
【作用】この発明のバースト復調装置は上記手段で、デ
ジタル位相変調バースト受信信号から生成したサンプル
点データ信号に対し、まずそのデータ系列から搬送波を
推定しデータの周波数と位相を補正をする。つぎにその
補正データ信号に演算を施しナイキスト点を推定し複数
の補間タイミング情報を生成する。または補正データ信
号の代りにバッファメモリからのサンプル点データ信号
を用いてもよい。また補正データ信号の平均値と分散値
から測定する搬送波電力対雑音電力比に対応した補正デ
ータ信号またはサンプル点データ信号を用いてもよい。
さらに複数の補間タイミング情報で補正データ信号に補
間演算をしてナイキスト点データを推定し生成した複数
の仮復調データ系列それぞれに対し、そのデータ振幅の
絶対値もしくは絶対２乗値の累積加算値、そのデータ振
幅の絶対分散値、その既知パターン部分と所定の既知パ
ターンとの相関値、またはその軟判定と硬判定とを施し
た軟判定データ系列と硬判定データ系列との相関値を比
較判定して選択した復調データ系列を判定し復調データ
信号として出力する。
ジタル位相変調バースト受信信号から生成したサンプル
点データ信号に対し、まずそのデータ系列から搬送波を
推定しデータの周波数と位相を補正をする。つぎにその
補正データ信号に演算を施しナイキスト点を推定し複数
の補間タイミング情報を生成する。または補正データ信
号の代りにバッファメモリからのサンプル点データ信号
を用いてもよい。また補正データ信号の平均値と分散値
から測定する搬送波電力対雑音電力比に対応した補正デ
ータ信号またはサンプル点データ信号を用いてもよい。
さらに複数の補間タイミング情報で補正データ信号に補
間演算をしてナイキスト点データを推定し生成した複数
の仮復調データ系列それぞれに対し、そのデータ振幅の
絶対値もしくは絶対２乗値の累積加算値、そのデータ振
幅の絶対分散値、その既知パターン部分と所定の既知パ
ターンとの相関値、またはその軟判定と硬判定とを施し
た軟判定データ系列と硬判定データ系列との相関値を比
較判定して選択した復調データ系列を判定し復調データ
信号として出力する。
【００１４】
【実施例】この発明を示す一実施例のバースト復調装置
は図１のように、準同期検波器１とアナログ／デジタル
変換器２とバッファメモリ３と搬送波推定手段４とデー
タ判定手段８は、上記従来例の図９と図１０に対応す
る。補間タイミング生成手段５は、搬送波推定手段４か
らの補正データ信号１３に演算を施してナイキスト点を
推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成する。デ
ータ補正手段６は、補間タイミング生成手段５からの補
間タイミング情報１４と１５で搬送波推定手段４からの
補正データ信号１３に補間演算を施してナイキスト点デ
ータを推定し、仮復調データ系列１６と１７として生成
する。タイミング決定手段７は、データ補正手段６から
仮復調データ系列１６と１７それぞれに対し、そのデー
タ振幅の絶対値または絶対２乗値をバーストごとに累積
加算した値を比較判定して復調データ系列１８を選択
し、データ判定手段８に出力する。
は図１のように、準同期検波器１とアナログ／デジタル
変換器２とバッファメモリ３と搬送波推定手段４とデー
タ判定手段８は、上記従来例の図９と図１０に対応す
る。補間タイミング生成手段５は、搬送波推定手段４か
らの補正データ信号１３に演算を施してナイキスト点を
推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成する。デ
ータ補正手段６は、補間タイミング生成手段５からの補
間タイミング情報１４と１５で搬送波推定手段４からの
補正データ信号１３に補間演算を施してナイキスト点デ
ータを推定し、仮復調データ系列１６と１７として生成
する。タイミング決定手段７は、データ補正手段６から
仮復調データ系列１６と１７それぞれに対し、そのデー
タ振幅の絶対値または絶対２乗値をバーストごとに累積
加算した値を比較判定して復調データ系列１８を選択
し、データ判定手段８に出力する。
【００１５】上記実施例のバースト復調装置は、低速サ
ンプリングで最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を
採る。
ンプリングで最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を
採る。
【００１６】補間タイミング生成手段５はたとえばＱＰ
ＳＫ時で図２のように、搬送波推定手段４からの補正デ
ータ信号１３に演算を施した累積加算値Ｐｎをナイキス
ト点からのづれτ（−Ｔ／２≦τ≦Ｔ／２）の関数と考
え正規化した累積加算値Ｐ（τ）に対してナイキスト点
を推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成する。 Ｐ（τ）＝２ＬΣL ｈ2 （τ＋L Ｔ）／Ｐ（０） −ｋ
≦L ≦ｋ たとえば図２でシンボル周期Ｔ当たり２サンプルした１
番目と２番目の累積加算値Ｐ１とＰ２の比Ｋは、Ｐ（３
Ｔ／１６）とＰ（１１Ｔ／１６）の場合とＰ（１３Ｔ／
１６）とＰ（２１Ｔ／１６）の場合とで区別がつかない
から、 Ｐ１とＰ２の外側にあり、Ｐ２のタイミング点よ
り５Ｔ／１６だけＰ２の外側 Ｐ１とＰ２の内側にあり、Ｐ１のタイミング点よ
り３Ｔ／１６だけＰ２側 としてナイキスト点を推定し、補間タイミング情報δ1
とδ2 １４と１５としてδ1 ＝５／８，δ2 ＝３／８を
生成する。
ＳＫ時で図２のように、搬送波推定手段４からの補正デ
ータ信号１３に演算を施した累積加算値Ｐｎをナイキス
ト点からのづれτ（−Ｔ／２≦τ≦Ｔ／２）の関数と考
え正規化した累積加算値Ｐ（τ）に対してナイキスト点
を推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成する。 Ｐ（τ）＝２ＬΣL ｈ2 （τ＋L Ｔ）／Ｐ（０） −ｋ
≦L ≦ｋ たとえば図２でシンボル周期Ｔ当たり２サンプルした１
番目と２番目の累積加算値Ｐ１とＰ２の比Ｋは、Ｐ（３
Ｔ／１６）とＰ（１１Ｔ／１６）の場合とＰ（１３Ｔ／
１６）とＰ（２１Ｔ／１６）の場合とで区別がつかない
から、 Ｐ１とＰ２の外側にあり、Ｐ２のタイミング点よ
り５Ｔ／１６だけＰ２の外側 Ｐ１とＰ２の内側にあり、Ｐ１のタイミング点よ
り３Ｔ／１６だけＰ２側 としてナイキスト点を推定し、補間タイミング情報δ1
とδ2 １４と１５としてδ1 ＝５／８，δ2 ＝３／８を
生成する。
【００１７】データ補正手段６はたとえばＢＰＳＫ時で
図３のように、補間タイミング生成手段５からのδ1 と
δ2 で搬送波推定手段４からの補正データ信号に１次補
間（たとえば内分）または２次補間（たとえばラグラン
ジェ法）演算を施してナイキスト点データを推定し、仮
復調データ系列１６と１７として生成する。たとえば図
３で（ｍ−１）シンボル目の２番目とｍシンボル目の１
番目の各サンプル点データｙ2 （ｍ−１）とｙ1 （ｍ）
間をδ1 ：（１−δ1 ）で内分し、仮復調データｕ1
（ｍ）を得る。同様に（ｍ−１）シンボル目の１番目と
２番目の各サンプル点データｙ1 （ｍ−１）とｙ2 （ｍ
−１）間をδ2 ：（１−δ2 ）で内分し、仮復調データ
ｕ2 （ｍ）を得る。ｕ1 （ｍ）とｕ2 （ｍ）から成るデ
ータ系列をそれぞれ仮復調データ系列１６と１７として
生成する。 ｕ1 （ｍ）＝（１−δ1 ）×ｙ2 （ｍ−１）＋δ1 ×ｙ1 （ｍ） ｕ2 （ｍ）＝（１−δ2 ）×ｙ1 （ｍ−１）＋δ2 ×ｙ2 （ｍ−１）
図３のように、補間タイミング生成手段５からのδ1 と
δ2 で搬送波推定手段４からの補正データ信号に１次補
間（たとえば内分）または２次補間（たとえばラグラン
ジェ法）演算を施してナイキスト点データを推定し、仮
復調データ系列１６と１７として生成する。たとえば図
３で（ｍ−１）シンボル目の２番目とｍシンボル目の１
番目の各サンプル点データｙ2 （ｍ−１）とｙ1 （ｍ）
間をδ1 ：（１−δ1 ）で内分し、仮復調データｕ1
（ｍ）を得る。同様に（ｍ−１）シンボル目の１番目と
２番目の各サンプル点データｙ1 （ｍ−１）とｙ2 （ｍ
−１）間をδ2 ：（１−δ2 ）で内分し、仮復調データ
ｕ2 （ｍ）を得る。ｕ1 （ｍ）とｕ2 （ｍ）から成るデ
ータ系列をそれぞれ仮復調データ系列１６と１７として
生成する。 ｕ1 （ｍ）＝（１−δ1 ）×ｙ2 （ｍ−１）＋δ1 ×ｙ1 （ｍ） ｕ2 （ｍ）＝（１−δ2 ）×ｙ1 （ｍ−１）＋δ2 ×ｙ2 （ｍ−１）
【００１８】タイミング決定手段７は図４のように、デ
ータ補正手段６からの仮復調データ系列１６と１７それ
ぞれに対し、累積加算器７１でそのデータ振幅の絶対値
または絶対２乗値をバーストごとに累積加算した値Ｓ1
とＳ2 を比較器７２で値の大きい方を正しい系列と判定
し、選択器７３で仮復調データ系列１６と１７のいずれ
かを復調データ系列１８として選択し、データ判定手段
８に出力する。 Ｓ1 ＝Σm ｕ1 （ｍ） または Σm ｜ｕ1 （ｍ）｜2
１≦ｍ≦Ｌ Ｓ2 ＝Σm ｕ2 （ｍ） または Σm ｜ｕ2 （ｍ）｜2
１≦ｍ≦Ｌ
ータ補正手段６からの仮復調データ系列１６と１７それ
ぞれに対し、累積加算器７１でそのデータ振幅の絶対値
または絶対２乗値をバーストごとに累積加算した値Ｓ1
とＳ2 を比較器７２で値の大きい方を正しい系列と判定
し、選択器７３で仮復調データ系列１６と１７のいずれ
かを復調データ系列１８として選択し、データ判定手段
８に出力する。 Ｓ1 ＝Σm ｕ1 （ｍ） または Σm ｜ｕ1 （ｍ）｜2
１≦ｍ≦Ｌ Ｓ2 ＝Σm ｕ2 （ｍ） または Σm ｜ｕ2 （ｍ）｜2
１≦ｍ≦Ｌ
【００１９】なお上記実施例でタイミング決定手段７は
図４のように、累積加算器７１の代りに分散計算器７１
またはパターン相関器７１で演算したデータ振幅の絶対
分散値Ｖ1 とＶ2 または仮復調データ系列１６と１７の
既知パターン部分と所定の既知パターンとの相関値Ｄ1
とＤ2 を比較器７２で値の小さい方または大きい方を正
しい系列と判定してもよい。
図４のように、累積加算器７１の代りに分散計算器７１
またはパターン相関器７１で演算したデータ振幅の絶対
分散値Ｖ1 とＶ2 または仮復調データ系列１６と１７の
既知パターン部分と所定の既知パターンとの相関値Ｄ1
とＤ2 を比較器７２で値の小さい方または大きい方を正
しい系列と判定してもよい。
【００２０】また上記実施例でタイミング決定手段７は
図５のように、累積加算器７１の代りに軟判定器７４と
硬判定器７５で軟判定と硬判定とを施した軟判定データ
系列｛ｕ1 ｝ｓと｛ｕ2 ｝ｓおよび硬判定データ系列
｛ｕ1 ｝ｈと｛ｕ2 ｝ｈに相関器７６で演算した相関値
Ｃ1 とＣ2 を比較器７２で値の大きい方を正しい系列と
判定してもよい。ここで軟判定データ系列とは、仮復調
データ系列の振幅を複数ビットで量子化したデータ系列
であり、硬判定データ系列とは、１ビット量子化の場合
のデータ系列である。
図５のように、累積加算器７１の代りに軟判定器７４と
硬判定器７５で軟判定と硬判定とを施した軟判定データ
系列｛ｕ1 ｝ｓと｛ｕ2 ｝ｓおよび硬判定データ系列
｛ｕ1 ｝ｈと｛ｕ2 ｝ｈに相関器７６で演算した相関値
Ｃ1 とＣ2 を比較器７２で値の大きい方を正しい系列と
判定してもよい。ここで軟判定データ系列とは、仮復調
データ系列の振幅を複数ビットで量子化したデータ系列
であり、硬判定データ系列とは、１ビット量子化の場合
のデータ系列である。
【００２１】また上記実施例で補間タイミング生成手段
５は図６のように、搬送波電力対雑音電力比測定手段９
を設け、搬送波推定手段４から補正データ信号の平均値
として搬送波電力（Ｃ）、分散値として雑音電力（Ｎ）
をそれぞれ求め、搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）情
報２０を測定し、Ｃ／Ｎ情報２０に対応した累積加算値
Ｐ（τ）に対しナイキスト点を推定し、補間タイミング
情報１４と１５を生成してもよい。たとえばＢＰＳＫ時
で図７のようにＰ（τ）の形状はＣ／Ｎの値に従って変
化するから、Ｃ／Ｎに対応するＰ（τ）からナイキスト
点を推定する方が雑音重畳信号に対して位相推定誤差を
小さくできる効果がある。
５は図６のように、搬送波電力対雑音電力比測定手段９
を設け、搬送波推定手段４から補正データ信号の平均値
として搬送波電力（Ｃ）、分散値として雑音電力（Ｎ）
をそれぞれ求め、搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）情
報２０を測定し、Ｃ／Ｎ情報２０に対応した累積加算値
Ｐ（τ）に対しナイキスト点を推定し、補間タイミング
情報１４と１５を生成してもよい。たとえばＢＰＳＫ時
で図７のようにＰ（τ）の形状はＣ／Ｎの値に従って変
化するから、Ｃ／Ｎに対応するＰ（τ）からナイキスト
点を推定する方が雑音重畳信号に対して位相推定誤差を
小さくできる効果がある。
【００２２】また上記実施例で補間タイミング生成手段
５は、搬送波推定手段４からの補正データ信号１３に演
算を施すとして説明したが、図８のようにバッファメモ
リ３からのサンプル点データ信号１２に演算を施しても
よい。演算は複素平面上のサンプル点データを用いるか
ら、準同期検波による残留周波数があっても累積加算値
Ｐ（τ）は同じになる。
５は、搬送波推定手段４からの補正データ信号１３に演
算を施すとして説明したが、図８のようにバッファメモ
リ３からのサンプル点データ信号１２に演算を施しても
よい。演算は複素平面上のサンプル点データを用いるか
ら、準同期検波による残留周波数があっても累積加算値
Ｐ（τ）は同じになる。
【００２３】また上記実施例でアナログ／デジタル変換
器２の出力に対し、波形整形をするとして説明したが、
折り返し等を考慮した受信フィルタであれば波形整形後
にアナログ／デジタル変換をしてもよいのはいうまでも
ない。
器２の出力に対し、波形整形をするとして説明したが、
折り返し等を考慮した受信フィルタであれば波形整形後
にアナログ／デジタル変換をしてもよいのはいうまでも
ない。
【００２４】
【発明の効果】上記のようなこの発明のバースト復調装
置では、低速サンプル（たとえばシンボル周期当たり２
サンプル）で最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を
採るから、従来のように高速サンプルによる方式と比べ
負荷を軽減でき、高速伝送化に対処できる。また補間タ
イミング生成手段の導入によるサンプル数の減少で位相
推定誤差を小さくできる効果がある。
置では、低速サンプル（たとえばシンボル周期当たり２
サンプル）で最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を
採るから、従来のように高速サンプルによる方式と比べ
負荷を軽減でき、高速伝送化に対処できる。また補間タ
イミング生成手段の導入によるサンプル数の減少で位相
推定誤差を小さくできる効果がある。
【図１】この発明を示す一実施例のバースト復調装置の
機能ブロック図。
機能ブロック図。
【図２】図１に示す補間タイミング生成手段の動作を説
明する図。
明する図。
【図３】図１に示すデータ補正手段の動作を説明する
図。
図。
【図４】図１に示すタイミング決定手段の機能ブロック
図。
図。
【図５】図１に示すタイミング決定手段の他の一実施例
の機能ブロック図。
の機能ブロック図。
【図６】この発明を示す搬送波電力対雑音電力比測定手
段を含む他の一実施例の機能ブロック図。
段を含む他の一実施例の機能ブロック図。
【図７】図６に示す搬送波電力対雑音電力比測定手段の
動作を説明する図。
動作を説明する図。
【図８】この発明を示す他の一実施例の機能ブロック
図。
図。
【図９】従来例のバースト復調装置の機能ブロック図。
【図１０】図９に示すデジタル信号処理形復調器の機能
ブロック図。
ブロック図。
【図１１】図１０に示すタイミング推定手段の１シンボ
ル当たり１サンプル動作を説明する図。
ル当たり１サンプル動作を説明する図。
【図１２】図１０に示すタイミング推定手段の１シンボ
ル当たりＸサンプル動作を説明する図。
ル当たりＸサンプル動作を説明する図。
１ 準同期検波器 ２ アナログ／デジタル変換器 ３ バッファメモリ ４ 搬送波推定手段 ５ 補間タイミング生成手段 ６ データ補正手段 ７ タイミング決定手段 ８ データ判定手段 ９ 搬送波電力対雑音電力比測定手段 １１ 受信信号 １２ サンプル点データ信号 １３ 補正データ信号 １４，１５ 補間タイミング情報 １６，１７ 仮復調データ系列 １８ 復調データ系列 １９ 復調データ信号
Claims (4)
- 【請求項１】 デジタル位相変調バースト受信信号から
準同期検波をしたバーストモード変調波に標本化と量子
化演算を施しバーストごとにすべてのサンプル点データ
信号を一旦蓄積する、準同期検波器とアナログ／デジタ
ル変換器およびバッファメモリと、バッファメモリから
前記サンプル点データ信号の最適位相点を抽出して復調
データ信号を判定し出力するデジタル信号処理形復調器
とを備えるバースト復調装置において、前記デジタル信
号処理形復調器で前記バッファメモリからのサンプル点
データ信号に対し、そのデータ系列から搬送波を推定し
データの周波数と位相を補正する搬送波推定手段と、搬
送波推定手段からの前記補正データ信号に演算を施して
ナイキスト点を推定し複数の補間タイミング情報を生成
する補間タイミング生成手段と、補間タイミング生成手
段からの前記複数の補間タイミング情報で前記搬送波推
定手段からの補正データ信号に補間演算を施してナイキ
スト点データを推定し複数の仮復調データ系列として生
成するデータ補正手段と、データ補正手段からの前記複
数の仮復調データ系列それぞれに対し、そのデータ振幅
の絶対値または絶対２乗値の累積加算値を比較判定して
復調データ系列を選択するタイミング決定手段と、タイ
ミング決定手段から前記復調データ系列を判定し復調デ
ータ信号として出力するデータ判定手段とを設けること
を特徴とするバースト復調装置。 - 【請求項２】 タイミング決定手段でデータ補正手段か
らの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、その絶対
分散値、その既知パターン部分と所定の既知パターンと
の相関値、またはその軟判定と硬判定とを施した軟判定
データ系列と硬判定データ系列との相関値を比較判定し
て復調データ系列を選択することを特徴とする請求項１
記載のバースト復調装置。 - 【請求項３】 補間タイミング生成手段で搬送波推定手
段から補正データ信号の平均値と分散値を算出し搬送波
電力対雑音電力比を測定する搬送波電力対雑音電力比測
定手段を設け、該搬送波電力対雑音電力比情報に対応し
た入力信号に演算を施すことを特徴とする請求項１また
は２記載のバースト復調装置。 - 【請求項４】 補間タイミング生成手段で搬送波推定手
段からの補正データ信号の代りにバッファメモリからの
サンプル点データ信号に演算を施すことを特徴とする請
求項１、２または３記載のバースト復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04234752A JP3111680B2 (ja) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04234752A JP3111680B2 (ja) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | 復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0685859A true JPH0685859A (ja) | 1994-03-25 |
| JP3111680B2 JP3111680B2 (ja) | 2000-11-27 |
Family
ID=16975802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04234752A Expired - Fee Related JP3111680B2 (ja) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3111680B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08194541A (ja) * | 1995-01-20 | 1996-07-30 | Yaskawa Electric Corp | 位置制御装置 |
| WO2002009315A1 (fr) * | 2000-07-24 | 2002-01-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Appareil recepteur et procede de reception pour communication radio |
| US6354313B1 (en) * | 1998-03-05 | 2002-03-12 | Micron Technology, Inc. | Apparatus for rinsing and drying semiconductor wafers in a chamber with a movable side wall |
-
1992
- 1992-09-02 JP JP04234752A patent/JP3111680B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08194541A (ja) * | 1995-01-20 | 1996-07-30 | Yaskawa Electric Corp | 位置制御装置 |
| US6354313B1 (en) * | 1998-03-05 | 2002-03-12 | Micron Technology, Inc. | Apparatus for rinsing and drying semiconductor wafers in a chamber with a movable side wall |
| US6383304B1 (en) | 1998-03-05 | 2002-05-07 | Micron Technology, Inc. | Method of rinsing and drying semiconductor wafers in a chamber with a movable side wall |
| US6460554B2 (en) | 1998-03-05 | 2002-10-08 | Micron Technology, Inc. | Apparatus for rinsing and drying semiconductor wafers in a chamber with a movable side wall |
| WO2002009315A1 (fr) * | 2000-07-24 | 2002-01-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Appareil recepteur et procede de reception pour communication radio |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3111680B2 (ja) | 2000-11-27 |
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