JPH0626475B2 - Converter device - Google Patents
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- JPH0626475B2 JPH0626475B2 JP63118693A JP11869388A JPH0626475B2 JP H0626475 B2 JPH0626475 B2 JP H0626475B2 JP 63118693 A JP63118693 A JP 63118693A JP 11869388 A JP11869388 A JP 11869388A JP H0626475 B2 JPH0626475 B2 JP H0626475B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はコンバータ装置に関するもので、詳しくは直流
入力電圧を２組のコンデンサで分圧し、それぞれのコン
デンサ電圧を入力とするフォワード形変換回路を設け、
これらの変換回路の出力側を並列に接続した時、各々の
フォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正する手
段を備えるコンバータ装置の構成に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a converter device, and more particularly, to a forward type conversion circuit that divides a DC input voltage with two sets of capacitors and uses each capacitor voltage as an input. Provided,
The present invention relates to the configuration of a converter device provided with means for correcting the imbalance of the input current of each forward type conversion circuit when the output sides of these conversion circuits are connected in parallel.
（従来技術及び発明が解決しようとする課題） 従来コンバータ装置において回路方式は出力電力の大き
さによって決められる。入力電圧が高圧の場合は使用す
るスイッチング素子を耐圧及び容量あるいはトランス，
リアクトルの大きさ等により、直流入力電圧を２組のコ
ンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を入力と
するフォワード形変換回路を設け、これらの変換回路の
出力側を並列に接続することにより、高圧入力電圧対応
及び出力容量の大容量化を計る方法が行われる。(Problems to be Solved by the Related Art and Invention) In the conventional converter device, the circuit system is determined by the magnitude of the output power. If the input voltage is high, switch the switching element to be used
Depending on the size of the reactor, etc., the DC input voltage is divided by two sets of capacitors, a forward type conversion circuit that inputs each capacitor voltage is provided, and the output side of these conversion circuits is connected in parallel to increase the high voltage. A method for measuring the input voltage and increasing the output capacity is performed.
第３図は従来例のコンバータ装置を示すブロック図であ
る。図において、12，22は等容量のコンデンサであり、
直列に接続して入力電源１に接続され直流入力電圧Ｖi
を１／２に分圧している。この入力コンデンサ12 ，22
に各々のフォワード形変換回路が接続されている。２台
のフォワード形変換回路の出力は並列に接続されてい
る。13，23はスイッチング回路、14，24はトランス、1
5，25は整流平滑出力回路である。スイッチング回路1
3，トランス14，整流平滑出力回路15にて、１台のフォ
ワード形変換回路を構成している。入力１に直流入力電
圧Ｖi を入力し、コンデンサ12，22にて１／２に分圧
し、スイッチング回路13及び23により高周波変換しトラ
ンス14，24にて絶縁及び電圧変換を行い、整流平滑出力
回路15及び25にて整流平滑し出力２に安定な直流電圧Ｖ
o を得る。FIG. 3 is a block diagram showing a conventional converter device. In the figure, 12 and 22 are capacitors of equal capacity,
Connected in series and connected to the input power supply 1 and the DC input voltage Vi
Is divided in half. This input capacitor 12, 22
Each forward type conversion circuit is connected to. The outputs of the two forward type conversion circuits are connected in parallel. 13 and 23 are switching circuits, 14 and 24 are transformers, 1
5 and 25 are rectifying and smoothing output circuits. Switching circuit 1
3, the transformer 14 and the rectifying / smoothing output circuit 15 constitute one forward type conversion circuit. DC input voltage Vi is input to input 1, voltage is divided into ½ by capacitors 12 and 22, high frequency conversion is performed by switching circuits 13 and 23, insulation and voltage conversion are performed by transformers 14 and 24, and rectifying and smoothing output circuit DC voltage V stable at output 2 by rectifying and smoothing at 15 and 25
get o.
前記２台のフォワード形変換回路の各々の回路定数が等
しく、かつスイッチング回路13及び23のスイッチング素
子の動作がまったく同じであれば、２台のフォワード形
変換回路内の電圧，電流波形は同じくなる。ところが、
実際のフォワード形変換回路では、それぞれの回路定数
やスイッチング素子の動作をまったく同一にすることは
不可能であるため、電圧，電流に不平衡を生じる。例え
ばスイッチング素子のキャリア蓄積効果による蓄積時間
はスイッチング素子の個々の差によりばらつきを生ず
る。それ故コンバータ装置の動作周波数が高い場合ある
いはスイッチング素子の通流率が小さい場合、特に出力
短絡状態においては、各スイッチング素子の蓄積時間の
差が導通時間に比べて無視できなくなるので、各々のフ
ォワード形変換回路内の電流の不平衡は著しくなる。２
台のフォワード形変換回路の出力側が並列接続されてい
るので、各々のフォワード形変換回路の出力電流の和は
負荷電流に等しく一定電流である。それ故、一方のフォ
ワード形変換回路のスイッチング素子のスイッチング電
流が大となれば他方のスイッチング素子のスイッチング
電流は必然的に小となり、スイッチング素子の蓄積時間
の差はさらに拡大されるので電流の不平衡をますます拡
大される。この結果、２台のフォワード形変換回路の負
荷分担はくずれ、入力電流が不平衡となり、コンデンサ
12，22の電圧分担が不平衡となる。これにより一方のコ
ンデンサの電圧が高くなり、スイッチング素子等の耐圧
に対して危険な状態となる。If the circuit constants of the two forward type conversion circuits are equal and the operations of the switching elements of the switching circuits 13 and 23 are exactly the same, the voltage and current waveforms in the two forward type conversion circuits are the same. . However,
In an actual forward conversion circuit, it is impossible to make the circuit constants and operations of the switching elements exactly the same, so that imbalance occurs in voltage and current. For example, the storage time due to the carrier storage effect of the switching elements varies due to the individual differences of the switching elements. Therefore, when the operating frequency of the converter device is high or the conduction ratio of the switching element is small, especially in the output short-circuit state, the difference in the storage time of each switching element cannot be ignored compared to the conduction time, and therefore each forward The current imbalance in the shape conversion circuit becomes significant. Two
Since the output sides of the forward conversion circuits of the units are connected in parallel, the sum of the output currents of the forward conversion circuits is equal to the load current and is a constant current. Therefore, if the switching current of the switching element of one of the forward type conversion circuits becomes large, the switching current of the other switching element will inevitably become small, and the difference in the storage time of the switching element will be further widened, and the current will not flow. The equilibrium is further expanded. As a result, the load sharing of the two forward type conversion circuits is lost, the input current becomes unbalanced, and the capacitors
The voltage sharing of 12 and 22 becomes unbalanced. As a result, the voltage of one of the capacitors becomes high, and there is a danger of the breakdown voltage of the switching element and the like.
前記の動作は平衡状態で運転している時に比べて過大な
電流が流れることになるので、フォワード形変換回路の
中で特にスイッチング素子は大容量なものが必要とな
り、さらに配線インダクタンスによるサージ電圧も上昇
し、図示されていないスナバ回路も大きなものが必要と
なる。このため従来はトランス14，24の出力電流をバラ
ンスさせるバランス用リアクトル３を挿入する方法がと
られているが大容量のリアクトルを必要とし、効率の低
下をまねく欠点があり、装置の小形軽量化，経済性，信
頼性の向上に制約を与えていた。Since the above operation causes an excessive current to flow compared to when operating in the equilibrium state, a switching element with a large capacity is especially required in the forward conversion circuit, and surge voltage due to wiring inductance is also required. As a result, a large snubber circuit (not shown) is required. For this reason, the method of inserting the balancing reactor 3 that balances the output currents of the transformers 14 and 24 has been conventionally adopted, but it requires a large-capacity reactor, which has the drawback of lowering efficiency, and makes the device compact and lightweight. , It was a constraint on the improvement of economy and reliability.
（発明の目的） 本発明の目的は上記の欠点を改善するために提案された
もので、直流入力電圧を２組のコンデンサで分圧し、そ
れぞれのコンデンサ電圧を入力とするフォワード形変換
回路を設け、これらの変換回路の出力側を接続した時、
各々のフォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正
し、装置の大形化や、効率低下をまねくことなしに定常
運転時及び出力短絡時において、入力電流の平衡化を行
う直列接続コンバータ装置を提供するにある。(Object of the invention) The object of the present invention was proposed in order to improve the above-mentioned drawbacks, and a forward type conversion circuit for dividing a DC input voltage by two sets of capacitors and inputting the respective capacitor voltages is provided. , When connecting the output side of these conversion circuits,
Series connection converter device that corrects the imbalance of the input current of each forward type conversion circuit and balances the input current during steady operation and output short-circuit without increasing the size of the device and reducing efficiency. To provide.
（課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するため、本発明は入力直流電圧を２
組のコンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を
入力とするフォワード形変換回路を設け、これらの変換
回路の出力側を並列に接続して、直流入力電圧を制御さ
れた直流電圧に変換し、かつ前記２台のフォワード形変
換回路の２倍の出力電流を得るように構成してなるコン
バータ装置において、前記２台のフォワード形変換回路
のそれぞれの入力電流を検出し、その検出値を電流の基
準と比較する２つの検出比較手段と、前記それぞれの直
流入力電圧の差と大小を比較する検出手段と、前記変換
回路の出力電圧を基準の電圧と比較する電圧誤差比較手
段とを備え、前記の３つの手段からの出力信号が与えら
れ、補償をかけるフォワード形変換回路を判別し、一方
のフォワード形変換回路のスイッチング回路の素子のオ
ン時間を短縮すると共に、他方のフォワード形変換回路
のスイッチング回路の素子のオン時間を延長させる２つ
のＰＷＭ比較器よりなる補償手段を具備することを特徴
とするコンバータ装置を発明の要旨とするものである。(Means for Solving the Problems) In order to achieve the above object, the present invention provides an input DC voltage of 2V.
A forward type conversion circuit that divides the voltage with a pair of capacitors and uses each capacitor voltage as an input is provided, and the output sides of these conversion circuits are connected in parallel to convert the DC input voltage to a controlled DC voltage, and In a converter device configured to obtain twice the output current of the two forward type conversion circuits, each input current of the two forward type conversion circuits is detected, and the detected value is used as a current reference. And two detection comparing means for comparing with each other, a detecting means for comparing the difference and the magnitude of the respective DC input voltages, and a voltage error comparing means for comparing the output voltage of the conversion circuit with a reference voltage. The output signals from the three means are given, the forward type conversion circuit to be compensated is discriminated, and the ON time of the element of the switching circuit of one of the forward type conversion circuits is shortened. Both is for a converter device, characterized in that it comprises two compensating means consisting of the PWM comparator to prolong the ON time of the element of the switching circuit of the other of the forward type converter and spirit of the invention.
（実施例） 以下、本発明の実施例について説明する。なお、実施例
は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲
で種々の変更あるいは改良を行いうることは言うまでも
ない。(Example) Hereinafter, the Example of this invention is described. Needless to say, the embodiment is merely an example, and various modifications and improvements can be made without departing from the spirit of the present invention.
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。第
１図において、主回路は第３図と同様に入力１に直流入
力電圧Ｖｉを入力し、コンデンサ12，22で分圧し、スイ
ッチング回路13，23により高周波変換し、トランス14，
24で絶縁及び電圧変換を行い整流平滑出力回路15，25に
て整流平滑し、出力２に安定な直流電圧Ｖｏを得る。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. In FIG. 1, the main circuit inputs the DC input voltage V i to the input 1 as in FIG. 3, divides the voltage with the capacitors 12 and 22, and performs high frequency conversion with the switching circuits 13 and 23.
Performs insulation and voltage conversion by rectifying and smoothing at the rectifying and smoothing the output circuit 15 and 25 at 24, to obtain a stable DC voltage V o at the output 2.
本発明にあっては２台のフォワード形変換回路の各々の
入力電流を検出するために変流器11，21が設けられてこ
の検出電流は整流平滑部31，32により整流平滑し、電流
比較部33，34にて電流の基準と比較し、ＰＷＭ比較部3
7，38に出力され三角波発振部40の三角波信号と比較さ
れる信号を制御し、スイッチング回路13，23のスイッチ
ング素子へのスイッチングパルスの導通幅を制御する。
また、２台のフォワード形変換回路の各々の入力電圧の
電圧差の大きさと方向を差電圧検出部35にて検出し、こ
の出力を判別出力部36に入力し、判別出力部にて、入力
電圧が小さいフォワード形変換回路を判別し、前記フォ
ワード形変換回路にスイッチング回路へのスイッチング
パルスの導通幅を小さく制御する信号を送出する。In the present invention, current transformers 11 and 21 are provided to detect the input currents of the two forward type conversion circuits, and the detected currents are rectified and smoothed by the rectifying and smoothing units 31 and 32 to compare the currents. The parts 33 and 34 compare with the current reference, and the PWM comparison part 3
The signal outputted to 7, 38 and compared with the triangular wave signal of the triangular wave oscillating unit 40 is controlled, and the conduction width of the switching pulse to the switching elements of the switching circuits 13, 23 is controlled.
Further, the magnitude and direction of the voltage difference between the input voltages of the two forward type conversion circuits are detected by the difference voltage detection unit 35, and this output is input to the determination output unit 36, and input by the determination output unit. A forward conversion circuit having a small voltage is discriminated, and a signal for controlling the conduction width of the switching pulse to the switching circuit is sent to the forward conversion circuit.
この時、入力電圧が低くなっているフォワード形変換回
路のスイッチング回路のスイッチング電流の導通幅を小
さくすると、該フォワード形変換回路の負荷電流は減少
しより軽負荷となるため、該フォワード形変換回路の入
力電圧は上昇する。入力電圧が上昇するため、該フォワ
ード形変換回路のスイッチング電流のピーク電流値は上
昇する。At this time, if the conduction width of the switching current of the switching circuit of the forward conversion circuit whose input voltage is low is reduced, the load current of the forward conversion circuit decreases and the load becomes lighter. Input voltage rises. Since the input voltage rises, the peak current value of the switching current of the forward type conversion circuit rises.
前記の動作により２台のフォワード形変換回路の入力電
圧の値は等しくなる。前記の動作状態において、過負荷
又は短絡状態では各々のスイッチング電流のピーク電流
値は電流比較部の基準値で制限され、入力電圧差を生じ
た時は前記と同様の動作により入力電圧の値は等しくな
る。電圧誤差増幅部39はコンバータ装置の出力２より出
力電圧Ｖｏを帰還し、出力電圧の基準値との誤差増幅を
行い誤差出力信号をＰＷＭ比較部37，38に出力する。Ｐ
ＷＭ比較部37，38は電流比較部33，34、判別出力部36及
び電圧誤差増幅部39より信号をうける。判別出力部36は
入力電圧の大きさと方向により、正または負のレベルの
電圧信号を送出する。ＰＷＭ比較部37，38において電流
比較部33，34の出力に判別出力部36の信号を加算した信
号と電圧誤差増幅部39の出力のいずれか大きいレベル
と、三角波発振部40の三角波信号と比較し、２台のフォ
ワード形変換回路のスイッチング素子へＰＷＭ信号を送
出する。By the above operation, the input voltage values of the two forward type conversion circuits become equal. In the above operating state, the peak current value of each switching current is limited by the reference value of the current comparison unit in the overload or short circuit state, and when the input voltage difference occurs, the input voltage value is changed by the same operation as above. Will be equal. The voltage error amplifier 39 feeds back the output voltage Vo from the output 2 of the converter device, amplifies the error with the reference value of the output voltage, and outputs an error output signal to the PWM comparators 37 and 38. P
The WM comparison units 37 and 38 receive signals from the current comparison units 33 and 34, the discrimination output unit 36 and the voltage error amplification unit 39. The discrimination output unit 36 sends out a voltage signal of a positive or negative level depending on the magnitude and direction of the input voltage. In the PWM comparators 37 and 38, the signal obtained by adding the signal of the discrimination output unit 36 to the output of the current comparators 33 and 34, or the output of the voltage error amplifier 39, whichever is higher, is compared with the triangular wave signal of the triangular wave oscillator 40. Then, the PWM signal is sent to the switching elements of the two forward type conversion circuits.
第２図は第１図に示す実施例回路の各部の動作を表した
動作図であって、一例として、過負荷状態における動作
波形を示している。第２図において、 (A)および(B) は
各々のフォワード形変換回路の入力電圧であるコンデン
サ12，22の電圧を示している。 (C)はコンデンサ12と22
の差電圧であり、 (D)は差電圧検出部よりの出力であ
る。(E)，(F) は三角波発振部40の三角波信号ｍと、Ｐ
ＷＭ比較部37，38に入力される電圧誤差増幅部39、電流
比較部33，34、判別出力部36よりの信号を示している。
(G)と(H) はＰＷＭ比較部37，38より２台のフォワード
形変換回路のスイッチング回路に出力されるスイッチン
グパルス波形を示し、(J)，(K) は (G)，(H) のスイッ
チングパルスにより２台のフォワード形変換回路に流れ
る入力電流の波形を示している、 第２図において、時刻ｔ０以前は本発明による電流平衡
の動作をしない時、また時刻ｔ０以降は電流平衡の動作
をさせた時の動作波形を示している。ｔ０以前につい
て、スイッチング回路の部品のばらつきおよびスイッチ
ング素子の動作時間のばらつきにより一方のフォワード
形変換回路の入力電流が増加すると、２台のフォワード
形変換回路の入力電流が不平衡となり各々の直流入力電
圧の電圧分担が不平衡となる。過負荷および出力短絡の
状態においてその傾向が著しくなる。FIG. 2 is an operation diagram showing the operation of each part of the embodiment circuit shown in FIG. 1, and shows an operation waveform in an overload state as an example. In FIG. 2, (A) and (B) show the voltages of the capacitors 12 and 22 which are the input voltages of the respective forward type conversion circuits. (C) is capacitors 12 and 22
(D) is the output from the differential voltage detector. (E) and (F) are the triangular wave signal m of the triangular wave oscillator 40 and P
The signals from the voltage error amplifier 39, the current comparators 33 and 34, and the discrimination output unit 36 that are input to the WM comparators 37 and 38 are shown.
(G) and (H) show switching pulse waveforms output from the PWM comparators 37 and 38 to the switching circuits of the two forward conversion circuits, and (J) and (K) are (G) and (H). 2 shows the waveform of the input current flowing in the two forward conversion circuits by the switching pulse of FIG. 2. In FIG. 2, the current balancing operation according to the present invention is not performed before time t 0 , and the current is measured after time t 0. The operation waveform when a balanced operation is performed is shown. Before t 0 , if the input current of one of the forward type conversion circuits increases due to the variation of the switching circuit parts and the variation of the operating time of the switching elements, the input currents of the two forward type conversion circuits become unbalanced and The input voltage is unbalanced. The tendency becomes remarkable under the conditions of overload and output short circuit.
ＰＷＭ比較部37，38は電圧誤差増幅部39、電流比較部3
3，34及び判別出力部36の出力信号により三角波信号ｍ
と比較することにより出力パルスの導通幅を制御してい
る。即ちＰＷＭ制御部において、電流比較部33，34の信
号ｅ１，ｅ２と判別出力部36の信号ｄ（36の入力電圧の
大きさと方向により正または負のレベルを有する信号で
ある）を加算することにより、ｅ１±ｄ，ｅ２±ｄのレ
ベルを作成する。このレベルと電圧誤差増幅部39の出力
レベルのいずれか大きい方向のレベルと三角波発振部40
の三角波信号と比較することによりスイッチング素子に
与えるパルスを生成する。過負荷および短絡状態では出
力電圧は所定電圧以下となっており、電圧誤差増幅部39
よりの信号出力ｆはあらかじめ設定された最大パルス幅
側へ飽和しているため、電流比較部33，34よりの出力信
号ｅ１，ｅ２によって制御されその波形は (E)，(F)と
なる。The PWM comparison units 37 and 38 are a voltage error amplification unit 39 and a current comparison unit 3
Based on the output signals of 3, 34 and the discrimination output unit 36, the triangular wave signal m
The conduction width of the output pulse is controlled by comparing with. That is, in the PWM control unit, the signals e 1 and e 2 of the current comparison units 33 and 34 and the signal d of the discrimination output unit 36 (a signal having a positive or negative level depending on the magnitude and direction of the input voltage of 36) are added. By doing so, the levels of e 1 ± d and e 2 ± d are created. This level or the output level of the voltage error amplification section 39, whichever is greater, and the triangular wave oscillation section 40
The pulse to be given to the switching element is generated by comparing with the triangular wave signal of. In the overload and short-circuit state, the output voltage is below the specified voltage, and the voltage error amplifier 39
Since the signal output f is saturated to the preset maximum pulse width side, it is controlled by the output signals e 1 and e 2 from the current comparators 33 and 34, and its waveforms are (E) and (F). Become.
入力電圧の高いフォワード形変換回路は大きな入力電流
が流れる為その出力パルスは電流比較部よりの信号で制
御されておりそのパルス幅(G) は短いが、入力電流のピ
ーク値(J) は大きい。また、入力電圧の低いフォワード
形変換回路の出力パルスは電圧誤差増幅部39の出力信号
が飽和しているため、そのパルス幅は長い(H) は入力電
流のピーク値(K) は小さい。この状態で入力コンデンサ
12，22の充放電量がつりあい、極端な電圧のアンバラン
スのままとなって、スイッチング素子等の耐圧が危険な
状態となる。Since a large input current flows in the forward type conversion circuit with a high input voltage, its output pulse is controlled by the signal from the current comparison unit and its pulse width (G) is short, but the peak value (J) of the input current is large. . Further, since the output pulse of the forward conversion circuit having a low input voltage is saturated with the output signal of the voltage error amplifier 39, the pulse width is long (H) and the peak value (K) of the input current is small. Input capacitor in this state
The charge and discharge amounts of 12 and 22 are balanced, leaving an extreme voltage imbalance, and the withstand voltage of the switching element etc. becomes dangerous.
いまｔ０以降において差電圧検出部35、判別出力部36を
付加することにより、入力電圧が低いフォワード形変換
回路を判別し、ＰＷＭ比較部37，38に信号を送出し、出
力パルスの幅を短くするように動作させる。すなわち、
電流比較部34の出力ｅ２に判別出力部36の信号を加算す
ることにより信号レベルの電圧を上げ、この電圧と三角
波発振部40の出力を比較する。出力パルスの幅を短くす
ることにより、該フォワード形変換回路の負荷電流が減
少し、軽負荷となるため入力電圧が上昇し入力電流のピ
ーク値は大きくなり、２台のフォワード形変換回路の入
力電流の値が等しくなるように動作し、この結果、各々
のフォワード形変換回路の入力電圧が等しくなるように
制御される。Now, after t 0 , the differential voltage detection unit 35 and the discrimination output unit 36 are added to discriminate the forward type conversion circuit having a low input voltage, and a signal is sent to the PWM comparison units 37 and 38 to change the width of the output pulse. Operate to shorten. That is,
The signal of the discrimination output unit 36 is added to the output e 2 of the current comparison unit 34 to raise the voltage of the signal level, and this voltage is compared with the output of the triangular wave oscillation unit 40. By shortening the width of the output pulse, the load current of the forward conversion circuit decreases and the load becomes light, so the input voltage rises, the peak value of the input current increases, and the input of the two forward conversion circuits increases. It operates so that the current values become equal, and as a result, the input voltages of the forward conversion circuits are controlled to become equal.
本発明は変流器11，21を各々のフォワード形変換回路毎
に設けた場合について述べてあり、スイッチング回路1
3，23のスイッチング動作を同相とすることができる。
スイッチング回路13，23のスイッチング動作が１８０度
位相がずれている場合は変流器を１ケとして共通入力部
に設け、変流器の出力の１８０度位相のずれたものを得
ることにより、変流器を共通化することができる。The present invention describes the case where the current transformers 11 and 21 are provided for each forward type conversion circuit.
The switching operations of 3 and 23 can be in phase.
If the switching operations of the switching circuits 13 and 23 are 180 degrees out of phase, one current transformer is provided in the common input section, and the output of the current transformer is out of phase by 180 degrees. It is possible to use a common flow vessel.
（発明の効果） 叙上のように本発明によれば、直流入力電圧を２組のコ
ンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を入力と
するフォワード形変換回路を設け、これらの変換回路の
出力側を並列に接続して、直流入力電圧を制御された直
流電圧に変換し、かつ各々のフォワード形変換回路の２
倍の出力電流を得るように構成してなるコンバータ装置
において、各々のフォワード形変換回路の各々の入力電
流の検出及び各々の直流入力電圧の電位差の大きさと方
向を検出し、前記検出電流及び検出差電圧の大きさに対
応して一方のフォワード形変換回路のスイッチング回路
の素子の導通時間を短縮させるようにし、他方のフォワ
ード形変換回路のスイッチング回路の素子の導通時間を
延長させるようにすることにより、 通常の運転時のみならず、出力の過負荷時および出
力短絡状態においても、入力電流をバランスさせる事が
でき、使用素子の容量を大きくする必要がなく経済化を
図ることができる。(Effects of the Invention) As described above, according to the present invention, a direct type input voltage is divided by two sets of capacitors, and forward type conversion circuits that receive the respective capacitor voltages are provided, and the output side of these conversion circuits is provided. Are connected in parallel to convert a DC input voltage into a controlled DC voltage, and 2 of each forward type conversion circuit.
In a converter device configured to obtain a doubled output current, each input current of each forward conversion circuit is detected, and the magnitude and direction of the potential difference of each DC input voltage are detected. The conduction time of the switching circuit element of one of the forward conversion circuits should be shortened and the conduction time of the switching circuit element of the other forward conversion circuit should be extended in accordance with the magnitude of the difference voltage. As a result, the input current can be balanced not only during normal operation, but also during output overload and output short-circuit conditions, and it is not necessary to increase the capacity of the elements used, and economic efficiency can be achieved.
部品のバラツキやスイッチング回路の素子の蓄積時
間のバラツキに起因して生ずる直列接続される２台のフ
ォワード形変換回路の相互間の不平衡電流を抑制する。An unbalanced current between two forward-type conversion circuits connected in series due to variations in parts and variations in storage time of elements of the switching circuit is suppressed.
結果として主回路に電流バランス用リアクトルを挿
入する必要がなく、大容量のスナバ回路の追加を必要と
せず、コンバータ装置の小形，軽量化，経済性，信頼性
の向上を図ることができる。As a result, it is not necessary to insert a current balancing reactor into the main circuit, and it is not necessary to add a large-capacity snubber circuit, so that the converter device can be made compact, lightweight, economical, and reliable.
等の効果を有するものである。And so on.
第１図は本発明の実施例を示すコンバータ装置のブロッ
ク図、第２図は本発明の動作を説明する動作図、第３図
は従来のコンバータ装置を示すブロック図である。 １……入力 ２……出力 11，21……変流器 12，22……入力コンデンサ 13，23……スイッチング回路 14，24……トランス 15，25……整流平滑出力回路 31，32……整流平滑部 33，34……電流比較部 35……差電圧検出部 36……判別出力部 37，38……ＰＷＭ比較部 39……電圧誤差増幅部 40……三角波発振部FIG. 1 is a block diagram of a converter device showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is an operation diagram for explaining the operation of the present invention, and FIG. 3 is a block diagram showing a conventional converter device. 1 …… input 2 …… output 11,21 …… current transformer 12,22 …… input capacitor 13,23 …… switching circuit 14,24 …… transformer 15,25 …… rectification smoothing output circuit 31,32 …… Rectifying and smoothing unit 33, 34 ... current comparison unit 35 ... differential voltage detection unit 36 ... discrimination output unit 37, 38 ... PWM comparison unit 39 ... voltage error amplification unit 40 ... triangular wave oscillation unit
Claims (1)
し、それぞれのコンデンサ電圧を入力とするフォワード
形変換回路を設け、これらの変換回路の出力側を並列に
接続して、直流入力電圧を制御された直流電圧に変換
し、かつ前記２台のフォワード形変換回路の２倍の出力
電流を得るように構成してなるコンバータ装置におい
て、前記２台のフォワード形変換回路のそれぞれの入力
電流を検出し、その検出値を電流の基準と比較する２つ
の検出比較手段と、前記それぞれの直流入力電圧の差と
大小を比較する検出手段と、前記変換回路の出力電圧を
基準の電圧と比較する電圧誤差比較手段とを備え、前記
の３つの手段からの出力信号が与えられ、補償をかける
フォワード形変換回路を判別し、一方のフォワード形変
換回路のスイッチング回路の素子のオン時間を短縮する
と共に、他方のフォワード形変換回路のスイッチング回
路の素子のオン時間を延長させる２つのＰＷＭ比較器よ
りなる補償手段を具備することを特徴とするコンバータ
装置。1. A forward type conversion circuit, which divides an input DC voltage by two sets of capacitors and uses each capacitor voltage as an input, and connects the output sides of these conversion circuits in parallel to obtain a DC input voltage. In a converter device configured to convert to a controlled DC voltage and obtain a double output current of the two forward type conversion circuits, input currents of the two forward type conversion circuits are converted. Two detection / comparison means for detecting and comparing the detected value with a current reference, a detection means for comparing the difference and the magnitude of the respective DC input voltages, and an output voltage of the conversion circuit with a reference voltage. A forward error converting circuit which is provided with the output signals from the above-mentioned three means and which is provided with the voltage error comparing means, and which determines the forward type converting circuit to be compensated. Thereby shortening the ON element time, the converter apparatus characterized by comprising two compensating means consisting of the PWM comparator to prolong the ON time of the element of the switching circuit of the other of the forward type converter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63118693A JPH0626475B2 (en) | 1988-05-16 | 1988-05-16 | Converter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63118693A JPH0626475B2 (en) | 1988-05-16 | 1988-05-16 | Converter device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01291664A JPH01291664A (en) | 1989-11-24 |
| JPH0626475B2 true JPH0626475B2 (en) | 1994-04-06 |
Family
ID=14742830
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63118693A Expired - Fee Related JPH0626475B2 (en) | 1988-05-16 | 1988-05-16 | Converter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0626475B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5800125B2 (en) * | 2011-02-10 | 2015-10-28 | 富士電機株式会社 | Power converter |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61293163A (en) * | 1985-06-19 | 1986-12-23 | Fujitsu Ltd | Overvoltage protection circuit |
| JPS62210861A (en) * | 1986-03-10 | 1987-09-16 | Fuji Electric Co Ltd | Series operation system of dc-dc converter |
-
1988
- 1988-05-16 JP JP63118693A patent/JPH0626475B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01291664A (en) | 1989-11-24 |
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