JPH06165569A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明はブラシレスモータをＰＷＭ制御しな
がら駆動するためにモータのロータ回転位置をモータの
巻線の端子電圧から波形合成により認識して転流タイミ
ング情報を持つ認識波形を形成し、この認識波形に基づ
いて巻線の転流タイミングを得るようにしたインバータ
装置において、巻線電流の立上りが転流時点から遅れる
ことによるモータ効率の低下を防止することを目的とす
る。 【構成】 モータ巻線の転流タイミングを、認識波形の
立上りタイミングから電気角で３０度に相当する時間よ
りもモータ回転速度および負荷トルクから求められる補
正時間だけ早めることにより、誘起電圧のピークに対し
て巻線電流が対称波形となるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレス直流モータ
のような、複数の巻線を有するモータの各巻線をロータ
の所定の回転位置に対応する転流タイミングで順次通電
するためのスイッチング回路を有するインバータ装置に
関し、特にそのスイッチング素子をパルス幅変調信号に
より駆動するインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年エアコンや冷蔵庫において、コンプ
レッサの能力可変や電力消費量の節約のために直流モー
タの一種であるブラシレスモータを採用しこれをインバ
ータ装置によって駆動することが行われている。ブラシ
レスモータの場合、通常、巻線の通電相を決定するため
にロータの回転位置信号を必要とするが、エアコンや冷
蔵庫のコンプレッサのようにモータが冷媒に晒される
等、モータの使用環境によっては位置検出センサーを配
置することが困難な場合がある。このため、本願発明者
等は、モータの巻線の誘起電圧を検出しこれを電気的に
処理することにより回転位置信号を得る技術を開発しこ
れを特願昭６２ー１６２６５４号として出願した。

【０００３】以下、この出願の発明がパルス幅変調（以
下、単にＰＷＭ）方式で実施される場合を例にし、これ
を従来技術として図６〜図９を参照しながら説明する。

【０００４】図６に示されたインバータ装置において、
交流電源１に接続される直流電源回路２は全波整流回路
３、リアクトル４ａおよび平滑用コンデンサ４ｂからな
り、この直流電源回路２の直流母線５、６間にはスイッ
チング回路としてスイッチング素子例えばスイッチング
用トランジスタ７〜１２からなる三相ブリッジ回路１３
が接続され，その出力端子１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにブ
ラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが
接続される。

【０００５】三相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７
〜１２が所定の順序でオンオフ制御されるとブラシレス
モータ１５はその各巻線１５ｕ〜１５ｗが１２０度（電
気角、以下同様）の位相差をもって順次繰り返し通電さ
れることにより回転駆動される。この場合、一つのトラ
ンジスタは１２０度オン、２４０度オフのオンオフ周期
で制御され且つオン周期では、図８に示すＰＷＭ信号Ｐ
1 によってデューティの制御がなされるので、ブラシレ
スモータ１５の各巻線１５ｕ〜１５ｗの端子電圧Ｖｕ，
Ｖｖ，Ｖｗは図８に示す波形になる。

【０００６】図７は、ＰＷＭ制御を伴わない場合の巻線
１５ｕの端子電圧Ｖｕおよび電流Ｉｕの波形を示す。こ
の波形において、約６０度（期間Ｔa ）の区間に渡る傾
斜部分は巻線の誘起電圧、細長い正負パルスは三相ブリ
ッジ回路１３の各トランジスタと並列に接続されたダイ
オードＤによるパルス電圧、また、Ｖ0 は直流母線５、
６間に接続された抵抗分圧回路１６によって形成された
基準電圧である。この図７から、転流タイミングは誘起
電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点（以下ゼロクロ
ス時点と称する）から約３０度遅れていることが理解さ
れる。

【０００７】前記端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは通電信号
回路１７に設けられたコンパレータ１８〜２０によって
前記基準電圧Ｖ0 と比較されることにより、図８に示す
ような端子電圧Ｖｕ〜Ｖｗの１８０度区間認識用の基本
波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´に変換される。更にこれ
ら基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´が通電信号回路１
７に設けられた波形合成回路２１に与えられ、ここでＰ
ＷＭ信号Ｐ１との照合により正パルス成分のみの時間幅
１８０度の連続方形波からなり且つ互に１２０度の位相
差を有する認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａに変換され
る。この認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａの開始点（立上
り時点）および終了点（立下り時点）は誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点に一致している。

【０００８】更にこの波形合成回路２１内では、これに
保有された第１および第２のタイマー機能のうち、第１
のタイマー機能によって前記３つの認識波形信号Ｕａ，
Ｖａ，Ｗａから時間幅Ｔｂが各々６０度をもつ６個の第
１の位相区分パターンＸ１〜Ｘ６を形成し、更に第２の
タイマー機能によって第１の各位相区分パターンＸ１〜
Ｘ６の終点を起点とする時間幅が各々３０度をもつ６個
の第２の位相区分パターンＹ１〜Ｙ６を形成する。そし
て、波形合成回路２１は、最終的に上記のような第２の
位相区分信号から図８に示す通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖ
ｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを合成する。

【０００９】ここで、通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎの開始点は、第２の位相区分パターンＹ
１〜Ｙ６の終了点に一致しているので、誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点とな
る。このため、これら通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎの位相パターンは三相ブリッジ回路１３
のトランジスタ７〜１２に要求された転流タイミングパ
ターンに一致することとなる。

【００１０】一方、速度判定回路２２は、波形合成回路
２１からブラシレスモータ１５の回転速度検出信号とし
て与えられた通電信号Ｗｎと速度指令信号Ｓｃとから速
度偏差を判定し、その速度偏差に対応した速度偏差信号
Ｓｄを出力してこれをパルス幅変調回路２３に与える。
このパルス幅変調回路２３はＰＷＭ信号Ｐ１のデューテ
ィを速度偏差信号Ｓｄの大きさに応じるように制御す
る。このようにデューティが制御されたＰＷＭ信号Ｐ１
は、駆動回路を構成するゲート回路２４の各ゲート部２
５，２７，２９によって前記通電信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗ
ｐ，と合成例えば論理積をとられながら三相ブリッジ回
路１３の各トランジスタ７，９，１１のベースにベース
制御信号として供給される。この結果、トランジスタ７
〜１２が通電信号Ｕｐ〜Ｗｎによる図８に示すパターン
でオンオフ制御されることによってブラシレスモータ１
５が駆動を継続すると共に図８に示されるＰＷＭ信号Ｐ
１によるデューティ制御によりその速度制御がなされ
る。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】以上の説明から明らか
なように、各相の巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗには、誘
起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅
れて１２０度の区間通電される。図９にはブラシレスモ
ータ１５のＵ相巻線１５ｕの誘起電圧とＰＷＭ制御を伴
わない場合の印加電圧との関係を示す。同図から明らか
なように、巻線１５ｕに印加される直流電源回路２の電
圧は、誘起電圧のピーク時点Ｔｐを中心に１２０度の範
囲で対称波形となる。これに対し、巻線１５ｕに流れる
電流Ｉｕは、直流電源回路２の電圧の印加開始時点から
傾斜状に立ち上がって時間Ｔ1 だけ遅れてピークに達
し、また電圧の印加終了時点から傾斜状態に立ち下がっ
て時間Ｔ2 （Ｔ1 と同等）だけ遅れてゼロになる。従っ
て、巻線１５ｕに流れる電流Ｉｕの波形は、誘起電圧の
ピーク時点Ｔｐに対し非対称となる。このことは、ＰＷ
Ｍ制御を行った場合でも同様に生ずる。

【００１２】一般にモータの発生トルクは、誘起電圧と
電流の積で表されるため、誘起電圧のピーク時点Ｔｐに
対し電流が非対称の波形となる従来では、モータの効率
が低下することとなる。特にエアコン等では、限られた
電源容量で最大に出力して急速な冷暖房が要求される
し、また省エネルギー、ランニングコストなどの面から
も効率向上が望まれている。

【００１３】そこで、転流タイミングを誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点では
なく、３０度よりも小さな一定角度遅れた時点に定める
ことが考えられる。しかしながら、上記遅れ時間Ｔ1 お
よびＴ2 は常に一定ではなく、負荷トルク（電流値）が
大きいほど長く、回転数（誘起電圧）が大きいほど短く
なる等、場合場合に応じて変化する。このため、転流タ
イミングを誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点
から３０度よりも小さな一定角度遅れた一定時点に定め
ても、十分なる効率向上は望めない。

【００１４】本発明の目的は、モータの巻線への電圧印
加の開始時点および終了時点に対する巻線電流の立ち上
がりおよび立ち下りの遅れがモータの負荷トルクや回転
速度により一定せず場合場合で異なるという事情があっ
ても、巻線電流を誘起電圧のピーク時点に対して対称波
形となるように流すことができ、モータの効率向上を図
ることができるインバータ装置を提供するにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明によるインバータ
装置は、モータが有する複数相の巻線に順次通電するた
めの複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路
と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、モー
タの回転速度を検出する速度検出手段と、この速度検出
手段により得られたモータ回転速度と速度指令との比較
結果から前記パルス幅変調信号のデューティを決定する
手段と、転流タイミングを、前記巻線の端子電圧と基準
電圧との比較結果、および前記速度検出手段により得ら
れたモータ回転速度と前記パルス幅変調信号のデューテ
ィとに基づいて得た補正値により決定し、その転流タイ
ミングに対応する通電信号を得る通電信号形成手段と、
前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して前記スイ
ッチング素子を駆動する駆動回路とを有するものであ
る。

【００１６】

【作用】本発明によれば、モータの回転中その巻線の端
子電圧が検出され、この検出電圧が基準電圧と比較され
てその結果に基づき、例えばロータの回転位置に対応し
た一定のタイミングが求められる。そして、この一定の
タイミングはモータ回転速度およびパルス幅変調信号の
デューティに基づいて補正されて転流タイミングが求め
られ、この転流タイミングに対応した通電信号が形成さ
れる。そして、この通電信号とパルス幅変調信号との合
成信号例えば論理積信号によってスイッチング素子がオ
ンオフ制御される。この場合において、転流タイミング
がモータの回転速度、および負荷トルクと一定の関係を
有するデューティから決定されるので、負荷または回転
速度の変動にもかかわらず、モータの巻線電流を誘起電
圧のピーク時点に対し対称波形となるように流すことが
できる。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図１乃至図
５を参照しながら説明するが、図６と異なる部分につい
てのみ説明する。この実施例では、図６に示された従来
のインバータ装置における通信信号回路１７内の波形成
形回路２１はマイクロコンピュータ３１から構成されて
いる。このマイクロコンピュータ３１は、波形成形回路
２１のすべての機能に加え、後述するように、モータ回
転速度および負荷トルクに応じて転流タイミングを変化
させる機能および特定の期間を認識するための第３のタ
イマー機能を有する。

【００１８】この特定期間の認識は、認識波形信号Ｕ
ａ，Ｖａ，Ｗａの立上りおよび立下がりタイミング近
傍、換言すればブラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，
１５ｖ，１５ｗの誘起電圧を含む端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗと基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点の近傍を認識す
るためのものである。そのため、マイクロコンピュータ
３１が有する第３のタイマー機能は、図２に示すよう
に、第２の各位相区分パターンＹ1 〜Ｙ6 の終了点から
１５度相当時間に転流タイミングの補正時間Ｔｄ（後述
する）を加えた時間Ｚ1 〜Ｚ6 を計測する。ここで、１
５度相当時間は、第１の位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 の
時間をＴｂとすると、（Ｔｂ／４）時間である。この第
３のタイマー機能による時間Ｚ1 〜Ｚ6 の計測によっ
て、マイクロコンピュータ３１は、第１の各位相区分パ
ターンＸ1 〜Ｘ6 の終点（誘起電圧と基準電圧Ｖ0 との
クロス時点）と同一の終点を持つ時間幅１５度（Ｔｂ／
４）相当時間の特定期間Ｔｉを認識し、この特定期間Ｔ
ｉ内においてコンパレータ１８〜２０からの基本波信号
Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´を入力する。このように基本波
信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´の入力を特定期間Ｔｉに限
定することにより、ダイオードＤによるパルス電圧が基
準電圧Ｖ0 とクロスする時点を誘起電圧と基準電圧Ｖ0
とがクロスする時点と誤認識することを防止している。

【００１９】ここで、マイクロコンピュータ３１による
誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスした時点の認識は、
コンパレータ１８〜２０からの基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ
´，Ｖｗ´およびパルス幅変調回路２３からのＰＷＭ信
号Ｐ1 と内部に記憶された比較データとの比較により行
われる。比較データは、次の表１に示すように、第１の
各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 毎に、基本波信号Ｖｕ
´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ（Ｈ）
・ロウ（Ｌ）モードとして構成されている。

【００２０】

【表１】 そして、マイクロコンピュータ３１は、第１の各位相区
分パターンＸ1 〜Ｘ6では、現在実行中の位相区分パタ
ーンの次の位相区分パターンに対応する比較データを入
力し、前記特定期間Ｔｉ内における基本波信号Ｖｕ´，
Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウの状
態がその入力した位相区分の比較データと一致したと
き、誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスした時点と認識
する。

【００２１】また、この実施例では、図６に示す従来の
インバータ装置における速度判定回路２２は省略されて
おり、当該速度判定回路２２が果たしていたモータの回
転速度を検出する機能およびＰＷＭ信号Ｐ1 のデューテ
ィを決定する機能は、マイクロコンピュータ３１が負担
する。すなわち、マイクロコンピュータ３１は、第１の
各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 において、現在実行中の
位相区分パターン以前の６パターン（モータ半回転）或
いは１２パターン（モータ１回転）の時間の和からモー
タの単位時間当たりの回転数（回転速度：以下、単に回
転数という）を判定し、これを外部から与えられる速度
指令信号Ｓｃから求められる回転数と比較して速度偏差
を判定し、その速度偏差に対応したデューティ信号Ｓｄ
をパルス幅変調回路２３に与える。そして、このパルス
幅変調回路２３はデューティ信号Ｓｄに示されたデュー
ティＤ1 をもつＰＷＭ信号Ｐ１を出力する。

【００２２】さて、マイクロコンピュータ３１によりモ
ータの回転数と負荷トルクに応じて転流タイミングを変
化させる機能は次の通りである。すなわち、この実施例
では、転流タイミングは、誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とが
クロスする時点から３０度相当時間だけ遅れた時点を基
準タイミングとし、この基準タイミングをモータ回転数
および負荷トルクに応じた補正時間Ｔｄにより補正する
ことによって得るようにしている。そして、マイクロコ
ンピュータ３１のメモリには、モータの回転数と負荷ト
ルクとに対する補正時間Ｔｄがテーブル化してストアさ
れている。なお、この補正時間Ｔｄは、実使用範囲を細
分化して実験により、或いはシミュレーションにより求
めたものである。マイクロコンピュータ３１は、第１の
各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 毎にモータの回転数と負
荷トルクとから補正時間Ｔｄをロードし、転流タイミン
グを変化させるようになっている。

【００２３】ここで、負荷トルクを直接検出することは
できないので、この実施例では負荷トルクを次のように
して求めている。図５は負荷トルクと回転数との関係を
ＰＷＭ信号Ｐ1 のデューティをパラメータとして示した
ものであるが、回転数ＮとデューティＤ1 と負荷トルク
Ｔ1 との関係は次の（１）式で示される。 Ｎ＝［９０００×Ｄ1 （％）／１００］−［９０００／６０］×Ｔ1 …（１） 従って、負荷トルクＴ1 は次の（２）式で求めることが
できる。 Ｔ1 ＝［９０×Ｄ1 （％）−Ｎ］／１５０…（２） このため、マイクロコンピュータ３１は、前述のように
判定した回転数Ｎと、（２）式から求めた負荷トルクＴ
1 とでデータテーブルから補正時間Ｔｄをロードする。

【００２４】以下、マイクロコンピュータ３１の機能を
図３に示されたフローチャートを参照しながら説明す
る。なお、図３（ｂ）に示すルーチンは（ａ）に示すル
ーチンに対して割り込みルーチンとして構成されてい
る。まず、図３（ｂ）に示す割り込みルーチンにおい
て、速度指令信号Ｓｃが示す指令回転数Ｎｃを入力し
（ステップＳ１）、続いてモータ１５の実際の回転数Ｎ
を求め（ステップＳ２）、次にデューティＤ1 を次の
（３）式により演算して求め且つその結果であるデュー
ティ信号Ｓｄをパルス幅変調回路２３に出力する（ステ
ップＳ３）。そして、ステップＳ２で求めた回転数とス
テップＳ３で求めたデューティＤ1 から式（３）により
負荷トルクを演算し、回転数と負荷トルクとに基づいて
データテーブルから補正時間Ｔｄをロードする。 Ｄ1 ＝Ｄ0 −Ａ×（Ｎ−Ｎｃ）…（３） なお、Ａはゲイン定数である。

【００２５】一方、図３（ａ）に示すメーンルーチンに
おいて、今、第１の各位相区分パターンのうち、或る位
相区分パターンの特定期間Ｔｉに入ったとすると、ステ
ップＳＴ１で、次の位相区分パターンの比較データをロ
ードし、特定期間Ｔｉにおいて入力される基本波信号Ｖ
ｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロ
ウの状態を比較データと比較する（ステップＳＴ２）。
そして、誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスすると、基
本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1
のハイ・ロウの状態が比較データと一致するので（ステ
ップＳＴ２で「ＹＥＳ」）、次の第１の位相区分パター
ンの開始となり、ステップＳＴ３において直前の第１の
位相区分パターンの所要時間Ｔｂをロードすると共に、
開始された第１の位相区分パターンの所要時間を計測す
るために第１のタイマー機能を再スタートさせる。

【００２６】そして、次のステップＳＴ４で、第２の位
相区分パターンの時間を演算する。この場合、第２の位
相区分パターンの時間を（Ｔｂ／２）とすると、転流タ
イミングが誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とのクロス時点から
３０度遅れた時点になってしまうので、これを割込ルー
チンのステップＳ４でロードしたＴｄを用いて［（Ｔｂ
／２）−Ｔd ］の式で補正し、第２のタイマー機能をス
タートさせる。この結果、転流タイミングが誘起電圧と
基準電圧Ｖ0 とのクロス時点から３０度遅れた時点より
もＴｄだけ早い時点に補正されたことになる。

【００２７】次に、第１の位相区分パターンの区数をイ
ンクリメントし（ステップＳＴ５）、第２のタイマー機
能が［（Ｔｂ／２）−Ｔd ］のカウントを終了すると
（ステップＳＴ６で「ＹＥＳ」）、次のステップＳＴ７
で通電信号を出力する。そして、次のステップＳＴ８で
第３のタイマー機能の計測時間を演算する。ここで、第
３のタイマー機能の計測時間を第１の位相区分パターン
の時間Ｔｂの１／４に設定すると、第２の位相区分パタ
ーンの時間が（Ｔｂ／４）よりＴd だけ早まっているた
め、特定期間ＴｉがＴd だけ早い時点から開始されてし
まう。そこで、本実施例では、第３のタイマー機能の計
測時間を［（Ｔ／４）＋Ｔｄ］なる式により求め、特定
期間Ｔｉが誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とのクロス時点より
略１５度相当時間前に開始されるようにしている。そし
て、第３のタイマー機能が時間をカウント終了して特定
期間Ｔｉに入ると（ステップＳＴ９で「ＹＥＳ」）、ス
テップＳＴ５でインクリメントされた次の第１の位相区
分パターンの比較データをロードする前記ステップＳＴ
１に戻る。

【００２８】この実施例によれば、転流タイミングが従
来のタイミングより回転数および負荷トルクに応じた補
正時間Ｔｄだけ早くなるので、Ｕ相巻線１５ｕの誘起電
圧、印加電圧、巻線電流Ｉｕとの関係を示す図４から理
解されるように、誘起電圧のピークＴｐに対し巻線電流
Ｉｕが対称波形となる。この場合、補正時間Ｔｂはモー
タ１５の回転数および負荷トルクに応じた最適な値に決
定されるので、回転数および負荷が場合場合で異なって
も、常に誘起電圧のピークに対し巻線電流が対称波形に
現れることとなり、モータの効率が改善される。

【００２９】なお、上記実施例では、誘起電圧と基準電
圧Ｖ0 がクロスした時点から３０度遅れた時点を基準タ
イミングとし、これを補正時間Ｔｄにより補正して転流
タイミングを求めたが、これは誘起電圧と基準電圧Ｖ0
がクロスした時点を基準タイミングとし、これをメモリ
に記憶された補正時間（基準タイミングからの遅れ時
間）により補正して転流タイミングを求めるようにして
も良い。また、補正時間のデータをテーブル化してメモ
リに記憶させておくようにしたが、これは回転速度と負
荷トルクとをパラメータとした補正時間の演算式を求
め、この演算式により補正時間を演算により求めるよう
にしても良い。

【００３０】

【発明の効果】本発明は以上述べたように、モータの回
転速度および負荷が変化しても、常にモータ巻線の誘起
電圧のピーク時点に関し、巻線電流が対称波形となるよ
うな転流タイミングを確保でき、その結果、モータの効
率を向上させることができるインバータ装置を提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図

【図２】図１の各部の波形図

【図３】図１のマイクロコンピュータの作用を説明する
ためのフローチャート

【図４】ブラシレスモータの一つの巻線の誘起電圧、印
加電圧、電流の波形図

【図５】モータの回転数ートルク特性図

【図６】従来のインバータ装置の回路図

【図７】ブラシレスモータの一つの巻線の端子電圧、電
流波形図

【図８】図２相当図

【図９】図４相当図

【符号の説明】

２は直流電源回路、７〜１２はトランジスタ（スイッチ
ング素子）、１３は三相ブリッジ回路（スイッチング回
路）、１５はブラシレスモータ、１７は通電信号回路、
２３はパルス幅変調回路、２４はゲート回路（駆動回
路）、３１はマイクロコンピュータ（通電信号形成手
段）である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
   するための複数のスイッチング素子からなるスイッチン
   グ回路と、 パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、 モータの回転速度を検出する速度検出手段と、 この速度検出手段により得られたモータ回転速度と速度
   指令との比較結果から前記パルス幅変調信号のデューテ
   ィを決定する手段と、 転流タイミングを、前記巻線の端子電圧と基準電圧との
   比較結果、および前記速度検出手段により得られたモー
   タ回転速度と前記パルス幅変調信号のデューティとに基
   づいて得た補正値により決定し、その転流タイミングに
   対応する通電信号を得る通電信号形成手段と、 前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して前記スイ
   ッチング素子を駆動する駆動回路とを有するインバータ
   装置。