JPH0614934B2 - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
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- JPH0614934B2 JPH0614934B2 JP63251251A JP25125188A JPH0614934B2 JP H0614934 B2 JPH0614934 B2 JP H0614934B2 JP 63251251 A JP63251251 A JP 63251251A JP 25125188 A JP25125188 A JP 25125188A JP H0614934 B2 JPH0614934 B2 JP H0614934B2
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/88—Sonar systems specially adapted for specific applications
- G01S15/89—Sonar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
- G01S15/8906—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques
- G01S15/8979—Combined Doppler and pulse-echo imaging systems
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
- A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
- A61B8/06—Measuring blood flow
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
- A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
- A61B8/13—Tomography
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
- G01S7/52017—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00 particularly adapted to short-range imaging
- G01S7/52023—Details of receivers
- G01S7/52033—Gain control of receivers
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、超音波送受信における断層像モード走査（Ｂ
モード走査）とドプラモード走査（Ｄモード走査）とを
行うことができ且つチャンネル毎の受信信をディジタル
化した後に前記走査毎の信号処理を行い、Ｂモード走査
により断層像，Ｄモード走査により血流データや２次元
血流像（カラー・フロー・マッピング像；ＣＦＭ像）等
を得、それぞれ表示に供するように超音波診断装置に係
り、特に、受信系をディジタル化した場合に好適とし得
る超音波診断装置に関する。
モード走査）とドプラモード走査（Ｄモード走査）とを
行うことができ且つチャンネル毎の受信信をディジタル
化した後に前記走査毎の信号処理を行い、Ｂモード走査
により断層像，Ｄモード走査により血流データや２次元
血流像（カラー・フロー・マッピング像；ＣＦＭ像）等
を得、それぞれ表示に供するように超音波診断装置に係
り、特に、受信系をディジタル化した場合に好適とし得
る超音波診断装置に関する。
（従来の技術） 超音波診断は、媒質や移動物体に対する超音波の反射
率，減衰率，ドプラ偏移等の反映された情報を、単一振
動子からなるシングルプローブや微小振動子を多数配列
してなるアレイプローブを用いて無侵襲で得るものであ
り、近時に至っては、操作が容易であることやリアルタ
イム性があること等の利点からアレイプローブを用いる
電子走査型超音波診断装置が多用されている。
率，減衰率，ドプラ偏移等の反映された情報を、単一振
動子からなるシングルプローブや微小振動子を多数配列
してなるアレイプローブを用いて無侵襲で得るものであ
り、近時に至っては、操作が容易であることやリアルタ
イム性があること等の利点からアレイプローブを用いる
電子走査型超音波診断装置が多用されている。
以下、この種、従来の超音波診断装置を、Ｂモード走査
とＤモード走査とを行うことができる電子走査型超音波
診断装置を示す第６図を参照して説明する。
とＤモード走査とを行うことができる電子走査型超音波
診断装置を示す第６図を参照して説明する。
すなわち、基本構成としては、アレイプローブ１と、送
信系２と、受信系３と、Ｂモード処理系４と、Ｄモード
処理系５と、映像系６とからなる。
信系２と、受信系３と、Ｂモード処理系４と、Ｄモード
処理系５と、映像系６とからなる。
アレイプローブ１は、ｎ個の振動子１−１，１−２…１
−ｎを並設してなり（ｎチャンネル）、例えばセクタ走
査にて動作される。すなわち、ｎ個の振動子１−１，１
−２…１−ｎは、それぞれ送信系２により励振駆動さ
れ、図示しない生体内に超音波ビームを受波し、その反
射波を同じ振動子で受波し、それぞれエコー受信信号と
して受信系３に送る。
−ｎを並設してなり（ｎチャンネル）、例えばセクタ走
査にて動作される。すなわち、ｎ個の振動子１−１，１
−２…１−ｎは、それぞれ送信系２により励振駆動さ
れ、図示しない生体内に超音波ビームを受波し、その反
射波を同じ振動子で受波し、それぞれエコー受信信号と
して受信系３に送る。
送信系２は、パルス発生器２Ａと、送信遅延回路２Ｂ
（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）と、パルサ２Ｃ（２
Ｃ−１，２Ｃ−２…２Ｃ−ｎ）とからなる。パルス発生
器２Ａは、超音波送受信のタイミングを決定するレーナ
パルス（繰返しパルス）を、送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−
１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）に与える。送信遅延回路２Ｂ
（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）は、送信フォーカス
の設定やセクタ走査におけるビーム振り角の設定のため
に励振タイミングを振動子毎に変えるつまり送信遅延制
御を行う。パルス２Ｃ（２Ｃ−１，２Ｃ−２…２
Ｃ−ｎ）は、送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…
２Ｂ−ｎ）からの送信遅延制御信号に基づき振動子１
−１，１−２…１−ｎに対して高電圧を与え、送信駆動
する。
（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）と、パルサ２Ｃ（２
Ｃ−１，２Ｃ−２…２Ｃ−ｎ）とからなる。パルス発生
器２Ａは、超音波送受信のタイミングを決定するレーナ
パルス（繰返しパルス）を、送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−
１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）に与える。送信遅延回路２Ｂ
（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）は、送信フォーカス
の設定やセクタ走査におけるビーム振り角の設定のため
に励振タイミングを振動子毎に変えるつまり送信遅延制
御を行う。パルス２Ｃ（２Ｃ−１，２Ｃ−２…２
Ｃ−ｎ）は、送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…
２Ｂ−ｎ）からの送信遅延制御信号に基づき振動子１
−１，１−２…１−ｎに対して高電圧を与え、送信駆動
する。
受信系３は、可変利得型のプリアンプ３Ａ（３Ａ−１，
３Ａ−２…３Ａ−ｎ）と、受信遅延回路３Ｂ（３
Ｂ−１，３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）と、加算器３Ｃとからな
る。プリアンプ３Ａ（３Ａ−１，３Ａ−２…３Ａ−ｎ）
は、アレイプローブ１の振動子１−１，１−２…１−ｎ
からエコー信号を受け、これを後段の信号処理に適合す
るレベルまで増幅する。受信遅延回路３Ｂ（３Ｂ−１，
３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）は、プリアンプ３Ａ（３Ａ−１，
３Ａ−２…３Ａ−ｎ）を通ったエコー信号（アナログ信
号）に対し、送信フォーカスやセクタ走査におけるビー
ム振り角に応じて遅延を施す。加算器３Ｃは、送信遅延
回路３Ｂ（３Ｂ−１，３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）を通った振
動子毎のエコー信号をアナログ加算し、この加算出力は
Ｂモード処理系４又はＤモード処理系５に与えられる。
３Ａ−２…３Ａ−ｎ）と、受信遅延回路３Ｂ（３
Ｂ−１，３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）と、加算器３Ｃとからな
る。プリアンプ３Ａ（３Ａ−１，３Ａ−２…３Ａ−ｎ）
は、アレイプローブ１の振動子１−１，１−２…１−ｎ
からエコー信号を受け、これを後段の信号処理に適合す
るレベルまで増幅する。受信遅延回路３Ｂ（３Ｂ−１，
３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）は、プリアンプ３Ａ（３Ａ−１，
３Ａ−２…３Ａ−ｎ）を通ったエコー信号（アナログ信
号）に対し、送信フォーカスやセクタ走査におけるビー
ム振り角に応じて遅延を施す。加算器３Ｃは、送信遅延
回路３Ｂ（３Ｂ−１，３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）を通った振
動子毎のエコー信号をアナログ加算し、この加算出力は
Ｂモード処理系４又はＤモード処理系５に与えられる。
Ｂモード処理系４は、対数増幅器４Ａと、包絡線検波回
路４Ｂと、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）
４Ｃとからなる。対数増幅器４Ａは、エコー加算出力の
信号振幅を対数変換する。包絡線検波回路４Ｂは、対数
増幅器４Ａの出力の包絡線を検出する。アナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）４Ｃは、包絡線検波回路４
Ｂからの包絡線出力（アナログ信号）をディジタル信号
に変換し、映像系６に与える。
路４Ｂと、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）
４Ｃとからなる。対数増幅器４Ａは、エコー加算出力の
信号振幅を対数変換する。包絡線検波回路４Ｂは、対数
増幅器４Ａの出力の包絡線を検出する。アナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）４Ｃは、包絡線検波回路４
Ｂからの包絡線出力（アナログ信号）をディジタル信号
に変換し、映像系６に与える。
Ｄモード処理系５は、位相検波回路５Ａａ，５Ａｂと、
発振器５Ｂと、π／２移相器５Ｃと、ロー・パス・フィ
ルタ（Ｌ・Ｐ・Ｆ）５Ｄａ，５Ｄｂと、アナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）５Ｅａ，５Ｅｂと、ＭＴＩ
フィルタ５Ｆａ，５Ｆｂと、血流データを算出するため
のＦＦＴ演算部やＣＦＭ像を算するための相関演算部等
を有する演算回路５Ｇとからなる。位相検波回路５Ａ
ａ，５Ａｂは、エコー加算出力に対し、発振器５Ｂとπ
／２移相器５Ｃとから得られる送信における超音波信号
の周波数とほぼ同じ周波数を有するπ／２位相の異なる
２つの参照信号をミキシングすることにより、実数部，
虚数部の直交位相検波出力を得る。
発振器５Ｂと、π／２移相器５Ｃと、ロー・パス・フィ
ルタ（Ｌ・Ｐ・Ｆ）５Ｄａ，５Ｄｂと、アナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）５Ｅａ，５Ｅｂと、ＭＴＩ
フィルタ５Ｆａ，５Ｆｂと、血流データを算出するため
のＦＦＴ演算部やＣＦＭ像を算するための相関演算部等
を有する演算回路５Ｇとからなる。位相検波回路５Ａ
ａ，５Ａｂは、エコー加算出力に対し、発振器５Ｂとπ
／２移相器５Ｃとから得られる送信における超音波信号
の周波数とほぼ同じ周波数を有するπ／２位相の異なる
２つの参照信号をミキシングすることにより、実数部，
虚数部の直交位相検波出力を得る。
ロー・パス・フィルタ（Ｌ・Ｐ・Ｆ）５Ｄａ，５Ｄｂ
は、位相検波出力の中から低周波数成分のみを抽出して
ドプラ偏移を受けた成分のみを得る。アナログ／ディジ
タル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）５Ｅａ，５Ｅｂは、ロー・パ
ス・フィルタ（Ｌ・Ｐ・Ｆ）５Ｄａ，５Ｄｂからのドプ
ラ偏移信号をディジタル信号化する。ＭＴＩフィルタ５
Ｆａ，５Ｆｂは、ディジタル化したドプラ偏移信号に含
まれている心臓や血管の壁の動きに伴うクラッタ成分を
除する。演算回路５Ｇは、血流の平均速度，分散等の血
流データをＦＦＴ演算部により周波数解析することによ
り算出し、また、血流の速度，方向及びその位置を相関
演算部により自己相関方式等により算出し、カラー処理
してＣＦＭ像データを得る。
は、位相検波出力の中から低周波数成分のみを抽出して
ドプラ偏移を受けた成分のみを得る。アナログ／ディジ
タル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）５Ｅａ，５Ｅｂは、ロー・パ
ス・フィルタ（Ｌ・Ｐ・Ｆ）５Ｄａ，５Ｄｂからのドプ
ラ偏移信号をディジタル信号化する。ＭＴＩフィルタ５
Ｆａ，５Ｆｂは、ディジタル化したドプラ偏移信号に含
まれている心臓や血管の壁の動きに伴うクラッタ成分を
除する。演算回路５Ｇは、血流の平均速度，分散等の血
流データをＦＦＴ演算部により周波数解析することによ
り算出し、また、血流の速度，方向及びその位置を相関
演算部により自己相関方式等により算出し、カラー処理
してＣＦＭ像データを得る。
映像系６は、超音波スキャンをＴＶスキャンに変換する
ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）の主要部
をなす画像メモリ６Ａと、ＴＶモニタ６Ｂからなる。画
像メモリ６ＡはＴＶ画面の１フレームに相当する記憶領
域が設定されており、この領域には上記Ｂモード処理系
４からの断層像データ（白黒）と、Ｄモード処理系５か
らのＣＦＭ像データ（カラー）が、１超音波ラスタ毎に
重畳して書込まれ、１フレームを構成したときには、断
層像にＣＦＭ像が重畳された画像又は断層像と血流デー
タ（数値）とが現われている画像が得られ、ＴＶモニタ
６Ｂにて標準ＴＶフォーマットにて表示が行なわれる。
なお、図示しないコントローラにより各系及び系毎の要
素は制御される。
ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）の主要部
をなす画像メモリ６Ａと、ＴＶモニタ６Ｂからなる。画
像メモリ６ＡはＴＶ画面の１フレームに相当する記憶領
域が設定されており、この領域には上記Ｂモード処理系
４からの断層像データ（白黒）と、Ｄモード処理系５か
らのＣＦＭ像データ（カラー）が、１超音波ラスタ毎に
重畳して書込まれ、１フレームを構成したときには、断
層像にＣＦＭ像が重畳された画像又は断層像と血流デー
タ（数値）とが現われている画像が得られ、ＴＶモニタ
６Ｂにて標準ＴＶフォーマットにて表示が行なわれる。
なお、図示しないコントローラにより各系及び系毎の要
素は制御される。
以上の構成の下で、次のように動作する。先ず、オペレ
ータの所望により例えばセクタ走査であって、ある深さ
にフォーカス（１段フォーカス）を設定し、これを送受
信共に行い、断層像とＣＦＭ像とを重畳表示する診断条
件を設定したとする。この条件設定の後に、コントロー
ラからの指令により第７図のタイミング図に示す動作が
起動される。すなわち、パルス発生器２Ａからレートパ
ルスが出力され、５つのパルスで１つの超音波ラスタが
形成される。
ータの所望により例えばセクタ走査であって、ある深さ
にフォーカス（１段フォーカス）を設定し、これを送受
信共に行い、断層像とＣＦＭ像とを重畳表示する診断条
件を設定したとする。この条件設定の後に、コントロー
ラからの指令により第７図のタイミング図に示す動作が
起動される。すなわち、パルス発生器２Ａからレートパ
ルスが出力され、５つのパルスで１つの超音波ラスタが
形成される。
１つ目のパルスでは、上述のフォーカス条件と最初のビ
ーム振り角とを反映した送信遅延データが送信遅延回路
２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）に与えられ、送
信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）は上
記の送信遅延に基づきパルサ２Ｃ（２Ｃ−１，２Ｃ−２
…２Ｃ−ｎ）をそれぞれ駆動する。これによりアレイプ
ローブ１からは、１段フォーカスの条件であって、ある
ビーム振り角で超音波ビームが図示しない生体に送波さ
れる。この送波に伴う反射波は、アレイプローブ１，プ
リアンプ３Ａ（３Ａ−１，３Ａ−２…３Ａ−ｎ）を通っ
て送信遅延とほぼ同じ遅延時間を持つ受信遅延回路３Ｂ
（３Ｂ−１，３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）に入り、ここで受信
遅延がなされた後に加算器３Ｃにてエコー加算信号が得
られる。このエコー加算信号は、Ｂモード処理系４にて
対数増幅、包絡線検波がなされ、ディジタル化された後
に映像系６の画像メモリ６Ａに１つの超音波ラスタ上の
断層像データとして記録される。
ーム振り角とを反映した送信遅延データが送信遅延回路
２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）に与えられ、送
信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）は上
記の送信遅延に基づきパルサ２Ｃ（２Ｃ−１，２Ｃ−２
…２Ｃ−ｎ）をそれぞれ駆動する。これによりアレイプ
ローブ１からは、１段フォーカスの条件であって、ある
ビーム振り角で超音波ビームが図示しない生体に送波さ
れる。この送波に伴う反射波は、アレイプローブ１，プ
リアンプ３Ａ（３Ａ−１，３Ａ−２…３Ａ−ｎ）を通っ
て送信遅延とほぼ同じ遅延時間を持つ受信遅延回路３Ｂ
（３Ｂ−１，３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）に入り、ここで受信
遅延がなされた後に加算器３Ｃにてエコー加算信号が得
られる。このエコー加算信号は、Ｂモード処理系４にて
対数増幅、包絡線検波がなされ、ディジタル化された後
に映像系６の画像メモリ６Ａに１つの超音波ラスタ上の
断層像データとして記録される。
２つ目のパルスでは、上記Ｂモード走査と同じくフォー
カス条件とビーム振り角とを反映した送信遅延データが
送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）に
与えられ、送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２
Ｂ−ｎ）は上記の送信遅延に基づきパルサ２Ｃ（２Ｃ
−１，２Ｃ−２…２Ｃ−ｎ）をそれぞれ駆動することに
より、アレイプローブ１からは１段フォーカス条件であ
り且つあるビーム振り角で超音波ビームが図示しない生
体に送波される。この送波に伴う反射波は、アレイプロ
ーブ１，プリアンプ３Ａ（３Ａ−１，３Ａ−２…３Ａ
−ｎ）を通って送信遅延とほぼ同じ遅延時間を持つ受信
遅延回路３Ｂ（３Ｂ−１，３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）に入
り、ここで受信遅延がなされた後に加算器３Ｃにてエコ
ー加算信号が得られる。このエコー加算信号は、Ｄモー
ド処理糸５にて直交位相検波されて実数部，虚数部の２
つの検波出力が得られ、この２つの検波出力に対してロ
ー・パス・フィルタ処理がなされドプラ偏移信号が抽出
された後、ディジタル化され、ＭＴＩフィルタ処理によ
りクラッタ成分を除去して演算回路５Ｇにストアする。
カス条件とビーム振り角とを反映した送信遅延データが
送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２Ｂ−ｎ）に
与えられ、送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２…２
Ｂ−ｎ）は上記の送信遅延に基づきパルサ２Ｃ（２Ｃ
−１，２Ｃ−２…２Ｃ−ｎ）をそれぞれ駆動することに
より、アレイプローブ１からは１段フォーカス条件であ
り且つあるビーム振り角で超音波ビームが図示しない生
体に送波される。この送波に伴う反射波は、アレイプロ
ーブ１，プリアンプ３Ａ（３Ａ−１，３Ａ−２…３Ａ
−ｎ）を通って送信遅延とほぼ同じ遅延時間を持つ受信
遅延回路３Ｂ（３Ｂ−１，３Ｂ−２…３Ｂ−ｎ）に入
り、ここで受信遅延がなされた後に加算器３Ｃにてエコ
ー加算信号が得られる。このエコー加算信号は、Ｄモー
ド処理糸５にて直交位相検波されて実数部，虚数部の２
つの検波出力が得られ、この２つの検波出力に対してロ
ー・パス・フィルタ処理がなされドプラ偏移信号が抽出
された後、ディジタル化され、ＭＴＩフィルタ処理によ
りクラッタ成分を除去して演算回路５Ｇにストアする。
以上の動作を、３つのパルス、４つのパルス，５つのパ
ルスについて繰返すことにより、演算回路５Ｇ内には同
一位置における４つのドプラ偏移データが得られ、この
４つのデータによりあるビーム振り角下の位置における
ＣＦＭ像データが算出される。このＣＦＭ像データは映
像系６の画像メモリ６Ａに送られ、先にストアされてい
る断層像データ共に１つの断層像ラスタ上の重畳画線デ
ータが生成される。
ルスについて繰返すことにより、演算回路５Ｇ内には同
一位置における４つのドプラ偏移データが得られ、この
４つのデータによりあるビーム振り角下の位置における
ＣＦＭ像データが算出される。このＣＦＭ像データは映
像系６の画像メモリ６Ａに送られ、先にストアされてい
る断層像データ共に１つの断層像ラスタ上の重畳画線デ
ータが生成される。
なお、第７図の動作では、Ｂモード走査による１つの受
信信号のみをＢモード処理系に導入し、断層像データを
生成するために用い、且つＤモード走査による４つの受
信信号のみをＤモード処理系に導入し、ＣＦＭ像等の血
流情報データを生成するために用いるものとなっている
が、この他に、Ｂモード走査による受信信号を血流情報
データを生成するために用いたり、Ｄモード走査よる受
信信号を断層像データを生成するために用いたりする動
作がある。
信信号のみをＢモード処理系に導入し、断層像データを
生成するために用い、且つＤモード走査による４つの受
信信号のみをＤモード処理系に導入し、ＣＦＭ像等の血
流情報データを生成するために用いるものとなっている
が、この他に、Ｂモード走査による受信信号を血流情報
データを生成するために用いたり、Ｄモード走査よる受
信信号を断層像データを生成するために用いたりする動
作がある。
以上の動作を、セクタスキャンにおけるビーム振り角を
所定角度づつずらしながら、１フレーム分繰返すことに
より、画像メモリ６Ａ上には断層像とＣＦＭ像との重畳
画像が作られ、これはＴＶモニタ６Ｂにて表示がなされ
る。
所定角度づつずらしながら、１フレーム分繰返すことに
より、画像メモリ６Ａ上には断層像とＣＦＭ像との重畳
画像が作られ、これはＴＶモニタ６Ｂにて表示がなされ
る。
以上のように第６図に示す構成の超音波診断装置によれ
ば、断層像とＣＦＭ像とを重畳表示することができ、断
層像により診断部位の形態的情報を把握することができ
る上、血流の方向，速度等を２次的にしかも視角的に識
別が容易なカラー画像にて把握することができるように
なる。
ば、断層像とＣＦＭ像とを重畳表示することができ、断
層像により診断部位の形態的情報を把握することができ
る上、血流の方向，速度等を２次的にしかも視角的に識
別が容易なカラー画像にて把握することができるように
なる。
ここで、フォーカスを設定した位置（方位方向の位置）
は、他の部位よりも方位分解能が高い画像となっている
が、この分解能の向上はフォーカスの精度に依存し、さ
らには送受信における遅延時間の精度に依存している。
は、他の部位よりも方位分解能が高い画像となっている
が、この分解能の向上はフォーカスの精度に依存し、さ
らには送受信における遅延時間の精度に依存している。
ここで、遅延時間について考察すると、まず、遅延素子
として、送信遅延回路では、送信における振動子を駆動
するパルスのタイミングを決定するだけでよいので、比
較的簡単なディジタル回路にて実現できる。これに対し
て、受信遅延回路では、受信信号をそのまま受信遅延す
るものであるため、アナログ遅延線が必要であり、一般
には、ＬＣ遅延線が用いられている。
として、送信遅延回路では、送信における振動子を駆動
するパルスのタイミングを決定するだけでよいので、比
較的簡単なディジタル回路にて実現できる。これに対し
て、受信遅延回路では、受信信号をそのまま受信遅延す
るものであるため、アナログ遅延線が必要であり、一般
には、ＬＣ遅延線が用いられている。
一方、要求される遅延時間の最大値は、５μsec以上で
あり、そして、超音波ビームのサイドプローブの発生を
抑制する等の観点から、量子化される遅延時間の精度は
受信信号の周波数の１／１０以下であることが望ましい
が、ＬＣ遅延線では、この要求に応じきれないものであ
った。
あり、そして、超音波ビームのサイドプローブの発生を
抑制する等の観点から、量子化される遅延時間の精度は
受信信号の周波数の１／１０以下であることが望ましい
が、ＬＣ遅延線では、この要求に応じきれないものであ
った。
そこで、受信遅延にあって、ＬＣ遅延線を用いるアナロ
グ遅延回路に代えてディジタル遅延回路を用いることが
考えられている。しかし乍、ディジタル遅延回路により
受信遅延を行うには、極めて大きなビット数を持つＡ／
Ｄ変換器を必要とする問題点がある。以下、この問題点
を、第８に示すディジタル受信方式超音波診断装置を参
照して説明する。
グ遅延回路に代えてディジタル遅延回路を用いることが
考えられている。しかし乍、ディジタル遅延回路により
受信遅延を行うには、極めて大きなビット数を持つＡ／
Ｄ変換器を必要とする問題点がある。以下、この問題点
を、第８に示すディジタル受信方式超音波診断装置を参
照して説明する。
先ず、装置構成について説明する。装置の基本構成は、
第６図のものと同じアレイプローブ１と、第６図のもの
と同じ送信系２と、ディジタル受信系７と、Ｂモード処
理系８と、Ｄモード処理系９と、第６図のものと同じ映
像系６とかなる。以下、異なる系について説明する。
第６図のものと同じアレイプローブ１と、第６図のもの
と同じ送信系２と、ディジタル受信系７と、Ｂモード処
理系８と、Ｄモード処理系９と、第６図のものと同じ映
像系６とかなる。以下、異なる系について説明する。
ディジタル受信系７は、プリアンプ７Ａ（７Ａ−１，７
Ａ−２…７Ａ−ｎ）と、アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／−Ｃ）７Ｂ（７Ｂ−１，７Ｂ−２…７Ｂ−ｎ）
と、受信遅延回路をなすシフトレジスタ７Ｃ（７
Ｃ−１，７Ｃ−２…７Ｃ−ｎ）と、加算器７Ｄとからな
る。プリアンプ７Ａ（７Ａ−１，７Ａ−２…７Ａ−ｎ）
は、アレイプローブ１の振動子１−１，１−２…１−ｎ
からエコー信号を受け、これを後段の信号処理に適合す
るレベルまで増幅する。
Ａ−２…７Ａ−ｎ）と、アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／−Ｃ）７Ｂ（７Ｂ−１，７Ｂ−２…７Ｂ−ｎ）
と、受信遅延回路をなすシフトレジスタ７Ｃ（７
Ｃ−１，７Ｃ−２…７Ｃ−ｎ）と、加算器７Ｄとからな
る。プリアンプ７Ａ（７Ａ−１，７Ａ−２…７Ａ−ｎ）
は、アレイプローブ１の振動子１−１，１−２…１−ｎ
からエコー信号を受け、これを後段の信号処理に適合す
るレベルまで増幅する。
アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂ（７Ｂ
−１，７Ｂ−２…７Ｂ−ｎ）は、プリアンプ出力をディ
ジタル信号化する。受信遅延回路をなすシフトレジスタ
７Ｃ（７Ｃ−１，７Ｃ−２…７Ｃ−ｎ）は、アナログ／
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂ（７Ｂ−１，７Ｂ
−２…７Ｂ−ｎ）からのチャンネル毎の出力を一時保持
し、その出力に際しては送信遅延制御に征応させ、送信
フォーカスやセクタ走査におけるビーム振り角に応じた
遅延時間に相当する読出しタイミングで読出し制御を行
ない、実質的な受信遅延制御を行う。加算器７Ｄは、遅
延制御後の各チャンネルのエコー信号をディジタル加算
し、この走査出力はＢモード処理系８又はＤモード処理
系９に与えられる。
−１，７Ｂ−２…７Ｂ−ｎ）は、プリアンプ出力をディ
ジタル信号化する。受信遅延回路をなすシフトレジスタ
７Ｃ（７Ｃ−１，７Ｃ−２…７Ｃ−ｎ）は、アナログ／
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂ（７Ｂ−１，７Ｂ
−２…７Ｂ−ｎ）からのチャンネル毎の出力を一時保持
し、その出力に際しては送信遅延制御に征応させ、送信
フォーカスやセクタ走査におけるビーム振り角に応じた
遅延時間に相当する読出しタイミングで読出し制御を行
ない、実質的な受信遅延制御を行う。加算器７Ｄは、遅
延制御後の各チャンネルのエコー信号をディジタル加算
し、この走査出力はＢモード処理系８又はＤモード処理
系９に与えられる。
Ｂモード処理系８は、絶対値回路及びロー・パス・フィ
ルタからなる包絡線検出回路８Ａと、ＲＯＭ（リードオ
ンリーメモリ）等からなる対数変換テーブル８Ｂとから
なる。包絡線検出回路８Ａは、エコー加算出力の包絡線
を検出する。対数変換テーブル８Ｂは包絡線検出信号の
振幅を対数変換して、映像系６の画像メモリ６Ａにスト
アする。
ルタからなる包絡線検出回路８Ａと、ＲＯＭ（リードオ
ンリーメモリ）等からなる対数変換テーブル８Ｂとから
なる。包絡線検出回路８Ａは、エコー加算出力の包絡線
を検出する。対数変換テーブル８Ｂは包絡線検出信号の
振幅を対数変換して、映像系６の画像メモリ６Ａにスト
アする。
Ｄモード処理系９は、ディジタル方式で直交位相検波を
実現するリサンプル回路９Ａａ，９Ａｂと、クラッタ成
分除去のためのＭＴＩフィルタ９Ｂａ，９Ｂｂと、血流
データを算出するためのＦＦＴ演算部やＣＦＭ像を算出
するための相関演算部等を有する演算回路９Ｃとからな
る。リサンプル回路９Ａａ，９Ａｂは、エコー加算出力
に対し、π／２位相の異なる２つのサンプリングパルス
によって２つの直交位相検波出力を得る。ＭＴＩフィル
タ９Ｂａ，９Ｂｂは、２つの直交位相検波出力中のドプ
ラ偏移信号に含まれている心臓や血管の壁の動きに伴う
クラッタ成分を除去する。演算回路９Ｃは、血流の平均
速度，分散等の血流データをＦＦＴ演算部により周波数
解析することにより算出して画像メモリ６Ａにストア
し、また、血流の速度，方向及びその位置の相関演算部
により自己相関方式等により算出し、カラー処理してＣ
ＦＭ像データを得る，これを画像メモリ６Ａにストアす
る。
実現するリサンプル回路９Ａａ，９Ａｂと、クラッタ成
分除去のためのＭＴＩフィルタ９Ｂａ，９Ｂｂと、血流
データを算出するためのＦＦＴ演算部やＣＦＭ像を算出
するための相関演算部等を有する演算回路９Ｃとからな
る。リサンプル回路９Ａａ，９Ａｂは、エコー加算出力
に対し、π／２位相の異なる２つのサンプリングパルス
によって２つの直交位相検波出力を得る。ＭＴＩフィル
タ９Ｂａ，９Ｂｂは、２つの直交位相検波出力中のドプ
ラ偏移信号に含まれている心臓や血管の壁の動きに伴う
クラッタ成分を除去する。演算回路９Ｃは、血流の平均
速度，分散等の血流データをＦＦＴ演算部により周波数
解析することにより算出して画像メモリ６Ａにストア
し、また、血流の速度，方向及びその位置の相関演算部
により自己相関方式等により算出し、カラー処理してＣ
ＦＭ像データを得る，これを画像メモリ６Ａにストアす
る。
以上の構成の下で、第６図の構成と同じように動作する
が、受信遅延制御はシフトレジスタ７Ｃ（７Ｃ−１，７
Ｃ−２…７Ｃ−ｎ）の読出し制御であり、また、Ｂモー
ド処理及びＤモード処理は全てディジタル処理にて行な
われる。
が、受信遅延制御はシフトレジスタ７Ｃ（７Ｃ−１，７
Ｃ−２…７Ｃ−ｎ）の読出し制御であり、また、Ｂモー
ド処理及びＤモード処理は全てディジタル処理にて行な
われる。
ここで、ドプラ信号は断層像信号の信号強度よりも一般
に４０ｄＢ〜８０ｄＢ以下であることが知られている。
従って、断層像信号を飽和させることなく、ドプラ信号
を十分な感度で得るために、受信系７の各チャンネルの
アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂ（７Ｂ
−１，７Ｂ−２…７Ｂ−ｎ）としては、１４ビット以上
の分解能を持つものを必要とする。
に４０ｄＢ〜８０ｄＢ以下であることが知られている。
従って、断層像信号を飽和させることなく、ドプラ信号
を十分な感度で得るために、受信系７の各チャンネルの
アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂ（７Ｂ
−１，７Ｂ−２…７Ｂ−ｎ）としては、１４ビット以上
の分解能を持つものを必要とする。
（発明が解決しようとする課題） このように従来の技術において、断層像モード走査とド
プラモード走査とを、ディジタル遅延方式にて実施する
には、受信系の各チャンネル毎に高ビットのＡ／Ｄ変換
器を用いる必要があり、チャンネル数の増大と共にコス
ト上昇を招く、という問題があった。
プラモード走査とを、ディジタル遅延方式にて実施する
には、受信系の各チャンネル毎に高ビットのＡ／Ｄ変換
器を用いる必要があり、チャンネル数の増大と共にコス
ト上昇を招く、という問題があった。
そこで本発明の目的は、受信系の各チャンネル毎に設け
るＡ／Ｄ変換器が低ビットのものであっても、断層像モ
ード走査とドプラモード走査とを、ディジタル遅延方式
にて実施することを可能とした超音波診断装置を提供す
ることにある。
るＡ／Ｄ変換器が低ビットのものであっても、断層像モ
ード走査とドプラモード走査とを、ディジタル遅延方式
にて実施することを可能とした超音波診断装置を提供す
ることにある。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は上記課題を解決し且つ目的を達成するために次
のような手段を講じた構成としている。すなわち、本発
明は、複数の超音波振動子を並設してなり超音波を送受
波するための超音波プローブと、前記超音波プローブを
断層像モード走査手順およびドプラモード走査手順で送
信駆動する送信手段と、断層像モード時の受信信号の信
号レベルとドプラモード時の受信信号の信号レベルとが
同程度になるように前記超音波プローブを介して得られ
た各チャンネル毎のアナログ受信信号に対して利得制御
を行う利得制御手段と、前記利得制御手段で利得制御さ
れた前記各チャンネル毎の受信信号をディジタル信号に
変換するアナログディジタル変換手段と、前記アナログ
ディジタル変換手段から出力された各チャンネル毎のデ
ィジタル信号を整相加算する整相加算手段と、断層像モ
ード時の整相加算信号に基づいて断層像を生成する断層
像生成手段と、ドプラモード時の整相加算信号に基づい
てドプラ像を生成するドプラ像生成手段と、前記断層像
および前記ドプラ像を表示する表示手段とを具備する。
のような手段を講じた構成としている。すなわち、本発
明は、複数の超音波振動子を並設してなり超音波を送受
波するための超音波プローブと、前記超音波プローブを
断層像モード走査手順およびドプラモード走査手順で送
信駆動する送信手段と、断層像モード時の受信信号の信
号レベルとドプラモード時の受信信号の信号レベルとが
同程度になるように前記超音波プローブを介して得られ
た各チャンネル毎のアナログ受信信号に対して利得制御
を行う利得制御手段と、前記利得制御手段で利得制御さ
れた前記各チャンネル毎の受信信号をディジタル信号に
変換するアナログディジタル変換手段と、前記アナログ
ディジタル変換手段から出力された各チャンネル毎のデ
ィジタル信号を整相加算する整相加算手段と、断層像モ
ード時の整相加算信号に基づいて断層像を生成する断層
像生成手段と、ドプラモード時の整相加算信号に基づい
てドプラ像を生成するドプラ像生成手段と、前記断層像
および前記ドプラ像を表示する表示手段とを具備する。
（作用） このような構成によれば、アナログディジタル変換手段
に供給される受信信号は、その信号レベルが断層像モー
ド時とドプラモード時とで同程度になる。したがって、
アナログディジタル変換手段の信号入力レンジが、両モ
ードの一方の受信信号の信号レベルに対応していればよ
いことになる。この結果、両モード間の受信信号の信号
レベルの大きな格差によりアナログディジタル変換手段
の信号入力レンジ（変換ビット数）を両モードの受信信
号の信号レベルに対応するように極めて大きく設定しな
ければディジタル遅延処理が実現できないという従来の
問題を解決することができる。
に供給される受信信号は、その信号レベルが断層像モー
ド時とドプラモード時とで同程度になる。したがって、
アナログディジタル変換手段の信号入力レンジが、両モ
ードの一方の受信信号の信号レベルに対応していればよ
いことになる。この結果、両モード間の受信信号の信号
レベルの大きな格差によりアナログディジタル変換手段
の信号入力レンジ（変換ビット数）を両モードの受信信
号の信号レベルに対応するように極めて大きく設定しな
ければディジタル遅延処理が実現できないという従来の
問題を解決することができる。
（実施例） 以下本発明にかかる超音波診断装置一実施例を第１図を
参照して説明する。
参照して説明する。
第１図では第５図と同一部分には同一符号を付してお
り、説明にあっては異なる部分であるディジタル受信系
１０についてのみを説明する。
り、説明にあっては異なる部分であるディジタル受信系
１０についてのみを説明する。
すなわち、本実施例装置におけるディジタル受信系１０
は、可変利得型のプリアンプ１０Ａ（１０Ａ−１，１０
Ａ−２…１０Ａ−ｎ）と、利得制御回路１０Ｂ（１０Ｂ
−１，１０Ｂ−２…１０Ｂ−ｎ）と、アナログディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃ（１０Ｃ−１，１０Ｃ
−２…１０Ｃ−ｎ）と、受信遅延回路をなすシフトレジ
スタ１０Ｄ（１０Ｄ−１，１０Ｄ−２…１０Ｄ−ｎ）
と、加算器１０Ｅとからなる。
は、可変利得型のプリアンプ１０Ａ（１０Ａ−１，１０
Ａ−２…１０Ａ−ｎ）と、利得制御回路１０Ｂ（１０Ｂ
−１，１０Ｂ−２…１０Ｂ−ｎ）と、アナログディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃ（１０Ｃ−１，１０Ｃ
−２…１０Ｃ−ｎ）と、受信遅延回路をなすシフトレジ
スタ１０Ｄ（１０Ｄ−１，１０Ｄ−２…１０Ｄ−ｎ）
と、加算器１０Ｅとからなる。
プリアンプ１０Ａ（１０Ａ−１，１０Ａ−２…１０Ａ
−ｎ）は、アレイプローブ１の振動子１−１，１−２…
１−ｎからエコー信号を受け、これを後段の信号処理に
適合するレベルまで増幅する。
−ｎ）は、アレイプローブ１の振動子１−１，１−２…
１−ｎからエコー信号を受け、これを後段の信号処理に
適合するレベルまで増幅する。
利得制御回路１０Ｂ（１０Ｂ−１，１０Ｂ−２…１０Ｂ
−ｎ）は、Ｂモード走査のときは低利得であってＤモー
ド走査のときは高利得となるように、利得制御されるも
のとなっている。
−ｎ）は、Ｂモード走査のときは低利得であってＤモー
ド走査のときは高利得となるように、利得制御されるも
のとなっている。
アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃ（１
０Ｃ−１，０Ｃ−２…１０Ｃ−ｎ）は、その詳細を第２
図に示す利得制御回路１０Ｂ（１０Ｂ−１，１０Ｂ−２
…１０Ｃ−ｎ）により利得制御された各チャンネルの受
信信号をディジタル信号化する。受信遅延回路をなすシ
フトレジスタ１０Ｄ（１０Ｄ−１，１０Ｄ−２…１０Ｄ
−ｎ）は、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）
１０Ｃ（１０−１，１０Ｃ−２…１０Ｃ−ｎ）からのチ
ャンネル毎の出力を一時保持し、その出力に際しては送
信遅延制御に対応させ、送信フォーカスやセクタ走査に
おけるビーム振り角に応じた遅延時間に相当する読出し
タイミングで読出し制御を行ない、実質的な受信遅延制
御を行う。加算器７Ｅは、遅制御後の各チャンネルのエ
コー信号をディジタル加算し、この加算出力をＢモード
処理系８又はＤモード処理系９に与える。
０Ｃ−１，０Ｃ−２…１０Ｃ−ｎ）は、その詳細を第２
図に示す利得制御回路１０Ｂ（１０Ｂ−１，１０Ｂ−２
…１０Ｃ−ｎ）により利得制御された各チャンネルの受
信信号をディジタル信号化する。受信遅延回路をなすシ
フトレジスタ１０Ｄ（１０Ｄ−１，１０Ｄ−２…１０Ｄ
−ｎ）は、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）
１０Ｃ（１０−１，１０Ｃ−２…１０Ｃ−ｎ）からのチ
ャンネル毎の出力を一時保持し、その出力に際しては送
信遅延制御に対応させ、送信フォーカスやセクタ走査に
おけるビーム振り角に応じた遅延時間に相当する読出し
タイミングで読出し制御を行ない、実質的な受信遅延制
御を行う。加算器７Ｅは、遅制御後の各チャンネルのエ
コー信号をディジタル加算し、この加算出力をＢモード
処理系８又はＤモード処理系９に与える。
ここで、第２図に示す利得制御回路１０Ｂ（１０
Ｂ−１，１Ｂ−２…１０Ｂ−ｎ）の詳細について説明す
る。
Ｂ−１，１Ｂ−２…１０Ｂ−ｎ）の詳細について説明す
る。
第２図に示す利得制御回路１０Ｂ（１０Ｂ−１，１０Ｂ
−２…１０Ｂ−ｎ）は、減衰量がζｄＢの減衰器２１
と、図示しないコントローラからの制御信号により図示
ＢとＤとに接点が切換る電子スイッチ２２とからなる。
そして、Ｂモード走査のときに電子スイッチ２２は図示
Ｂ側に切換り、プリアンプ１０Ａの出力は、減衰器２１
を通ってアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１
０Ｃに与えられる。また、Ｄモード走査のときに電子ス
イッチ２２は図示Ｄ側に切換り、プリアンプ１０Ａの出
力は、そのままアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−
Ｃ）１０Ｃに与えられる。
−２…１０Ｂ−ｎ）は、減衰量がζｄＢの減衰器２１
と、図示しないコントローラからの制御信号により図示
ＢとＤとに接点が切換る電子スイッチ２２とからなる。
そして、Ｂモード走査のときに電子スイッチ２２は図示
Ｂ側に切換り、プリアンプ１０Ａの出力は、減衰器２１
を通ってアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１
０Ｃに与えられる。また、Ｄモード走査のときに電子ス
イッチ２２は図示Ｄ側に切換り、プリアンプ１０Ａの出
力は、そのままアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−
Ｃ）１０Ｃに与えられる。
次に、本実施例装置の動作の説明に先立ちＢモード走査
による断層像信号（以下「Ｂモード信号」と称する。）
と、Ｄモード走査によるドプラ信号（以下「Ｄモード信
号」と称する。）とについて説明する。すなわち、第３
図に示すように、Ｂモード信号のダイナミックレンジが
（α＋β＋γ）ｄＢであり、そして、Ｂモード信号の表
示成分のダイナミックレンジがαｄＢであるに対して、
βｄＢ低いレベルにγｄＢのダイナミックレンジを有す
るＤモード信号が存在している場合について考察する。
Ｄモード信号には、血球の動きを反映したドプラ偏移信
号と、心臓や血管の壁の動きを反映したクラッタ成分と
が含まれている。この場合、クラッタ成分がＢモード信
号の表示成分の最少レベルに等しい（図示の斜線の如く
ラップすることもある。）とするならば、アナログ・デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃ（１０Ｃ−１，１
０Ｃ−２…１０Ｃ−ｎ）は、少なくとも、δｄＢのダイ
ナミックレンジを有する必要がある。これは飽和するこ
となくドプラ偏移信号を得るためには、ドプラ偏移信号
が重畳しているクラッタ成分も飽和することなくディジ
タル化される必要があることに基づいている。
による断層像信号（以下「Ｂモード信号」と称する。）
と、Ｄモード走査によるドプラ信号（以下「Ｄモード信
号」と称する。）とについて説明する。すなわち、第３
図に示すように、Ｂモード信号のダイナミックレンジが
（α＋β＋γ）ｄＢであり、そして、Ｂモード信号の表
示成分のダイナミックレンジがαｄＢであるに対して、
βｄＢ低いレベルにγｄＢのダイナミックレンジを有す
るＤモード信号が存在している場合について考察する。
Ｄモード信号には、血球の動きを反映したドプラ偏移信
号と、心臓や血管の壁の動きを反映したクラッタ成分と
が含まれている。この場合、クラッタ成分がＢモード信
号の表示成分の最少レベルに等しい（図示の斜線の如く
ラップすることもある。）とするならば、アナログ・デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃ（１０Ｃ−１，１
０Ｃ−２…１０Ｃ−ｎ）は、少なくとも、δｄＢのダイ
ナミックレンジを有する必要がある。これは飽和するこ
となくドプラ偏移信号を得るためには、ドプラ偏移信号
が重畳しているクラッタ成分も飽和することなくディジ
タル化される必要があることに基づいている。
そして、Ｂモード信号に対しては減衰器２１を通すこと
により第３図の範囲（Ａ）で処理が行なわれ、Ｄモード
信号に対しては減衰器２１を通さないでドプラ偏移信号
及びクラッタ成分のいずれも含まれる第３図の範囲
（Ｂ）で処理が行なわれる。
により第３図の範囲（Ａ）で処理が行なわれ、Ｄモード
信号に対しては減衰器２１を通さないでドプラ偏移信号
及びクラッタ成分のいずれも含まれる第３図の範囲
（Ｂ）で処理が行なわれる。
次に、第１図の構成の動作説明をする。すなわち、オペ
レータの所望により例えばセクタ走査であって、ある深
さにフォーカス（１段フォーカス）を設定し、これを送
受信共に行い、断層像とＣＦＭ像とを重畳表示する診断
条件を設定したとする。この条件設定の後に、コントロ
ーラからの指令により第７図のタイミング図に示す動作
が起動される。この場合、Ｂモード信号及びＤモード信
号とは第３図の関係にあるとする。
レータの所望により例えばセクタ走査であって、ある深
さにフォーカス（１段フォーカス）を設定し、これを送
受信共に行い、断層像とＣＦＭ像とを重畳表示する診断
条件を設定したとする。この条件設定の後に、コントロ
ーラからの指令により第７図のタイミング図に示す動作
が起動される。この場合、Ｂモード信号及びＤモード信
号とは第３図の関係にあるとする。
そして、パルス発生器２Ａからレートパルスが出力さ
れ、５つのパルスで１つの超音波ラスタが形成される
が、１つ目のレートパルスでは、図示しないコントロー
ラからの制御信号により利得制御回路１０Ｂの電子スイ
ッチ２２は接点Ｂに切換わっており、その受信信号（Ｂ
モード信号）は、減衰器２１にてζｄＢだけ減衰を受け
てアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃに
入力され、ディジタル化処理される。このとき、手動に
より可変利得型のプリアンプ１０Ａの利得を調整し、減
衰器２１を通ったＢモード信号の振幅がアナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの入力レンジに合う
ようにする。これにより、減衰を受けたＢモード信号
は、そのダイナミックレンジの全てに渡って的確にディ
ジタル化される。そして、ディジタル化された各チャン
ネルのＢモード信号はディジタル加算の後に、Ｂモード
処理系８にて断層像データが生成され、映像系６の画像
メモリ６Ａにストアされる。
れ、５つのパルスで１つの超音波ラスタが形成される
が、１つ目のレートパルスでは、図示しないコントロー
ラからの制御信号により利得制御回路１０Ｂの電子スイ
ッチ２２は接点Ｂに切換わっており、その受信信号（Ｂ
モード信号）は、減衰器２１にてζｄＢだけ減衰を受け
てアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃに
入力され、ディジタル化処理される。このとき、手動に
より可変利得型のプリアンプ１０Ａの利得を調整し、減
衰器２１を通ったＢモード信号の振幅がアナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの入力レンジに合う
ようにする。これにより、減衰を受けたＢモード信号
は、そのダイナミックレンジの全てに渡って的確にディ
ジタル化される。そして、ディジタル化された各チャン
ネルのＢモード信号はディジタル加算の後に、Ｂモード
処理系８にて断層像データが生成され、映像系６の画像
メモリ６Ａにストアされる。
２つ目のレートパルスでは、図示ないコントローラから
の制御信号により利得制御回路１０Ｂの電子スイッチ２
２は接点Ｄに切換わっており、その受信信号（Ｄモード
信号）は、利得制御回路１０Ｂによる減衰を受けること
なくアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃ
によりディジタル化される。この場合、Ｄモード信号の
信号振幅のほとんどはアナログ／ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの入力レンジ範囲で許容されるもので
ある。Ｄモード信号に含まれる管腔内において得られる
クラッタ成分に対しても同様である。
の制御信号により利得制御回路１０Ｂの電子スイッチ２
２は接点Ｄに切換わっており、その受信信号（Ｄモード
信号）は、利得制御回路１０Ｂによる減衰を受けること
なくアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃ
によりディジタル化される。この場合、Ｄモード信号の
信号振幅のほとんどはアナログ／ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの入力レンジ範囲で許容されるもので
ある。Ｄモード信号に含まれる管腔内において得られる
クラッタ成分に対しても同様である。
次に、各チャンネルのディジタル化Ｄモード信号はディ
ジタル加算の後に、Ｄモード処理系９の演算回路９Ｃ内
にストアされる。この動作を、３つのパルス、４つのパ
ルス、５つのパルスについて繰返すことにより、演算回
路９Ｃ内には同一位置における４つのドプラ偏移データ
が得られ、この４つのデータによりあるビーム振り角下
の位置におけるＣＦＭ像データが算出される。このＣＦ
Ｍ像データは映像系６の画像メモリ６Ａに送られ、先に
ストアされている断層像データ共に１つの超音波ラスタ
上の重畳画像データが生成される。
ジタル加算の後に、Ｄモード処理系９の演算回路９Ｃ内
にストアされる。この動作を、３つのパルス、４つのパ
ルス、５つのパルスについて繰返すことにより、演算回
路９Ｃ内には同一位置における４つのドプラ偏移データ
が得られ、この４つのデータによりあるビーム振り角下
の位置におけるＣＦＭ像データが算出される。このＣＦ
Ｍ像データは映像系６の画像メモリ６Ａに送られ、先に
ストアされている断層像データ共に１つの超音波ラスタ
上の重畳画像データが生成される。
以上のように本実施例よれば、Ｂモード走査とＤモード
走査とに応じてディジタル受信系１０のアナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの前に設けた利得制
御回路１０Ｂの利得が切換わり、アナログ／ディジタル
変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの入力レンジに対応するよ
うな信号振幅を有するＢモード信号とＤモード信号とが
作られる（ここではＢモード信号は減衰を受け、Ｄモー
ド信号は減衰を受けない。）。
走査とに応じてディジタル受信系１０のアナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの前に設けた利得制
御回路１０Ｂの利得が切換わり、アナログ／ディジタル
変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの入力レンジに対応するよ
うな信号振幅を有するＢモード信号とＤモード信号とが
作られる（ここではＢモード信号は減衰を受け、Ｄモー
ド信号は減衰を受けない。）。
従って、Ｂモード信号に対し、減衰を受けないＤモード
信号とほぼ同じ信号振幅となるように、減衰を施すこと
ができる減衰器２１を設けることにより、Ｄモード走査
におけるプリアンプ１０Ａの出力の信号振幅に合う入力
レンジを有するアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−
Ｃ）１０Ｃを用いて、ディジタル整相加算を行うことが
できる。つまり、従来は、１４ビット以上のアナログ／
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂをｎ個（チャンネ
ル数ｎ）必要としたが、本実施例では８ビット程度のも
ので対処できる。
信号とほぼ同じ信号振幅となるように、減衰を施すこと
ができる減衰器２１を設けることにより、Ｄモード走査
におけるプリアンプ１０Ａの出力の信号振幅に合う入力
レンジを有するアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−
Ｃ）１０Ｃを用いて、ディジタル整相加算を行うことが
できる。つまり、従来は、１４ビット以上のアナログ／
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂをｎ個（チャンネ
ル数ｎ）必要としたが、本実施例では８ビット程度のも
ので対処できる。
特に、超音波受信で用いるアナログ／ディジタル変換器
はサンプリング周波数が高いものであり、しかも一層高
周波の超音波を用いる傾向にあり、また、近時チャンネ
ル数の増大化が進展する状況にあっては、８ビット程度
の汎用のアナログ／ディジタル変換器を用いてディジタ
ル整相加算を行なえる効果は絶大である。
はサンプリング周波数が高いものであり、しかも一層高
周波の超音波を用いる傾向にあり、また、近時チャンネ
ル数の増大化が進展する状況にあっては、８ビット程度
の汎用のアナログ／ディジタル変換器を用いてディジタ
ル整相加算を行なえる効果は絶大である。
次に第４図及び第５図を参照して本発明の他の実施例を
説明する。この実施例では、第１図及び第２図の構成で
は減衰器２１により利得制御を行うものとしていたの
を、主に可変利得アンプにより利得制御を行うものとし
ている。すなわち、ディジタル受信系１１は、可変利得
型のプリアンプ１１Ａ（１１Ａ−１，１１Ａ−２…１１
Ａ−ｎ）と、利得制御回路１１Ｂ（１１Ｂ−１，１１Ｂ
−２…１１Ｂ−ｎ）と、アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ−Ｃ）１１Ｃ（１１Ｃ−１，１１Ｃ−２…１１
Ｃ−ｎ）と受信遅延回路をなすシフトレジスタ１１Ｄ
（１１Ｄ−１，１１Ｄ−２…１１Ｄ−ｎ）と、加算器１
０Ｅとからなる。
説明する。この実施例では、第１図及び第２図の構成で
は減衰器２１により利得制御を行うものとしていたの
を、主に可変利得アンプにより利得制御を行うものとし
ている。すなわち、ディジタル受信系１１は、可変利得
型のプリアンプ１１Ａ（１１Ａ−１，１１Ａ−２…１１
Ａ−ｎ）と、利得制御回路１１Ｂ（１１Ｂ−１，１１Ｂ
−２…１１Ｂ−ｎ）と、アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ−Ｃ）１１Ｃ（１１Ｃ−１，１１Ｃ−２…１１
Ｃ−ｎ）と受信遅延回路をなすシフトレジスタ１１Ｄ
（１１Ｄ−１，１１Ｄ−２…１１Ｄ−ｎ）と、加算器１
０Ｅとからなる。
ここで、利得制御回路１１Ｂ（１１Ｂ−１，１１Ｂ−２
…１１Ｂ−ｎ）の詳細について、第５図を参照して説明
する。
…１１Ｂ−ｎ）の詳細について、第５図を参照して説明
する。
第５図に示すように、利得制御回路１１Ｂ（１１
Ｂ−１，１１Ｂ−２…１１Ｂ−ｎ）は、減衰器３１と、
可変利得アンプ３２と、図示しないコントローラからの
制御信号により図示ＢとＤとに接点が切換る電子スイッ
チ３３とからなる。そして、Ｂモード走査のときに電子
スイッチ３３は図示Ｂ側に切換り、プリアンプ１１Ａの
出力は、減衰器３１を通ってアナログ／ディジタル変換
器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１１Ｃに与えられる。また、Ｄモード
走査のときに電子スイッチ３３は図示Ｄ側に切換り、プ
リアンプ１１Ａの出力は、可変利得アンプ３２を経てア
ナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１１Ｃに与え
られる。
Ｂ−１，１１Ｂ−２…１１Ｂ−ｎ）は、減衰器３１と、
可変利得アンプ３２と、図示しないコントローラからの
制御信号により図示ＢとＤとに接点が切換る電子スイッ
チ３３とからなる。そして、Ｂモード走査のときに電子
スイッチ３３は図示Ｂ側に切換り、プリアンプ１１Ａの
出力は、減衰器３１を通ってアナログ／ディジタル変換
器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１１Ｃに与えられる。また、Ｄモード
走査のときに電子スイッチ３３は図示Ｄ側に切換り、プ
リアンプ１１Ａの出力は、可変利得アンプ３２を経てア
ナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１１Ｃに与え
られる。
ここで、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１
１Ｃの入力レンジに合うように、Ｂモード信号はプリア
ンプ１１Ａ及び減衰器３１により利得制御され、また、
Ｄモード信号はプリアンプ１１Ａ及び可変利得アンプ３
２により利得制御される。この場合、ＢからＤ又はＤか
らＢへと走査が切換われるのと同じに、電子スイッチ３
３の切換制御と、プリアンプ１１Ａ及び可変利得アンプ
３２の利得制御とが図示しないコントローラにより行な
われる。
１Ｃの入力レンジに合うように、Ｂモード信号はプリア
ンプ１１Ａ及び減衰器３１により利得制御され、また、
Ｄモード信号はプリアンプ１１Ａ及び可変利得アンプ３
２により利得制御される。この場合、ＢからＤ又はＤか
らＢへと走査が切換われるのと同じに、電子スイッチ３
３の切換制御と、プリアンプ１１Ａ及び可変利得アンプ
３２の利得制御とが図示しないコントローラにより行な
われる。
なお、第１図及び第４図の構成にあって、プリアンプ１
０Ａ，１１Ａに、折り返り雑音を防止するため入力信号
の帯域を制限するロー・パス・フィルタを含ませるよう
にしてもよい。また、このロー・パス・フィルタを、プ
リアンプ１０Ａ，１１Ａとアナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃ，１１Ｃとの間に介挿するように
してもよい。
０Ａ，１１Ａに、折り返り雑音を防止するため入力信号
の帯域を制限するロー・パス・フィルタを含ませるよう
にしてもよい。また、このロー・パス・フィルタを、プ
リアンプ１０Ａ，１１Ａとアナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃ，１１Ｃとの間に介挿するように
してもよい。
もちろん、Ｂモード走査，Ｄモード走査のビーム方向は
異なるものでもよく、従来のようにＢ，Ｄモード信号を
相互に利用しないかぎりは、第７図のタイミングに限定
されるものではない。アニューラアレイプローブを用い
る装置にも適用できる。
異なるものでもよく、従来のようにＢ，Ｄモード信号を
相互に利用しないかぎりは、第７図のタイミングに限定
されるものではない。アニューラアレイプローブを用い
る装置にも適用できる。
この他本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実
施できるものである。
施できるものである。
［発明の効果］ 以上のように本発明では、アナログディジタル変換手段
に供給される受信信号は、その信号レベルが断層像モー
ド時とドプラモード時とで同程度になる。したがって、
アナログディジタル変換手段の信号入力レンジが、両モ
ードの一方の受信信号の信号レベルに対応していればよ
いことになる。この結果、両モード間の受信信号の信号
レベルの大きな格差によりアナログディジタル変換手段
の信号入力レンジ（変換ビット数）を両モードの受信信
号の信号レベルに対応するように極めて大きく設定しな
ければディジタル遅延処理が実現できないという従来の
問題を解決することができる。
に供給される受信信号は、その信号レベルが断層像モー
ド時とドプラモード時とで同程度になる。したがって、
アナログディジタル変換手段の信号入力レンジが、両モ
ードの一方の受信信号の信号レベルに対応していればよ
いことになる。この結果、両モード間の受信信号の信号
レベルの大きな格差によりアナログディジタル変換手段
の信号入力レンジ（変換ビット数）を両モードの受信信
号の信号レベルに対応するように極めて大きく設定しな
ければディジタル遅延処理が実現できないという従来の
問題を解決することができる。
第１図は本発明にかかる超音波診断装置の一実施例の構
成を示すブロック図、第２図は第１図における利得制御
回路の詳細なブロック図、第３図はＢモード信号とＤモ
ード信号との関係を示す図、第４図は本発明にかかる超
音波診断装置の他の実施例の構成を示すブロック図、第
５図は第４図における利得制御回路の詳細なブロック
図、第６図は従来の超音波診断装置であってアナログ整
相加算方式の構成を示すブロック図、第７図は超音波走
査のタイミング図、第８図は従来の超音波診断装置であ
ってディジタル整相加算方式の構成を示すブロック図で
ある。 １……アレイプローブ、１−１，１−２……１−ｎ……
振動子、２……受信系、２Ａ……パルス発生器、２Ｂ
（２Ｂ−１，２Ｂ−２……２Ｂ−ｎ）……送信遅延回
路、２Ｃ（２Ｃ−１，２Ｃ−２……２Ｃ−ｎ）……パル
サ、８……Ｂモード処理系、８Ａ……包絡線検波回路、
８Ｂ……対数変換テーブル、９……Ｄモード処理系、９
Ａａ，９Ａｂ……リサンプル回路、９Ｂａ，９Ｂｂ……
ＭＴＩフィルタ（Ｂ・Ｐ・Ｆ）、９Ｃ……演算回路、１
０……ディジタル受信系、１０Ａ（１０Ａ−１，１０Ａ
−２……１０Ａ−ｎ）……プリアンプ、１０Ｂ（１０Ｂ
−１，１０Ｂ−２……１０Ｂ−ｎ）……利得制御回路、
１０Ｃ（１０Ｃ−１，１０Ｃ−２……１０Ｃ−ｎ）……
アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）、１０Ｄ
（１０Ｄ−１，１０Ｄ−２……１０Ｄ−ｎ）……シフト
レジスタ、１０Ｅ……加算器、１１……デイジタル受信
系、１１Ａ（１１Ａ−１，１１Ａ−２……１１Ａ−ｎ）
……可変利得型プリアンプ、１１Ｂ（１１Ｂ−１，１１
Ｂ−２……１１Ｂ−ｎ）……利得制御回路、１１Ｃ（１
１Ｃ−１，１１Ｃ−２……１１Ｃ……−ｎ）……アナロ
グ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）、１１Ｄ（１１Ｄ
−１，１１Ｄ−２……１１Ｄ−ｎ）……シフトレジス
タ、１１Ｅ……加算器、２１，３１……減衰器、２２…
…電子スイッチ、３３……可変アンプ。
成を示すブロック図、第２図は第１図における利得制御
回路の詳細なブロック図、第３図はＢモード信号とＤモ
ード信号との関係を示す図、第４図は本発明にかかる超
音波診断装置の他の実施例の構成を示すブロック図、第
５図は第４図における利得制御回路の詳細なブロック
図、第６図は従来の超音波診断装置であってアナログ整
相加算方式の構成を示すブロック図、第７図は超音波走
査のタイミング図、第８図は従来の超音波診断装置であ
ってディジタル整相加算方式の構成を示すブロック図で
ある。 １……アレイプローブ、１−１，１−２……１−ｎ……
振動子、２……受信系、２Ａ……パルス発生器、２Ｂ
（２Ｂ−１，２Ｂ−２……２Ｂ−ｎ）……送信遅延回
路、２Ｃ（２Ｃ−１，２Ｃ−２……２Ｃ−ｎ）……パル
サ、８……Ｂモード処理系、８Ａ……包絡線検波回路、
８Ｂ……対数変換テーブル、９……Ｄモード処理系、９
Ａａ，９Ａｂ……リサンプル回路、９Ｂａ，９Ｂｂ……
ＭＴＩフィルタ（Ｂ・Ｐ・Ｆ）、９Ｃ……演算回路、１
０……ディジタル受信系、１０Ａ（１０Ａ−１，１０Ａ
−２……１０Ａ−ｎ）……プリアンプ、１０Ｂ（１０Ｂ
−１，１０Ｂ−２……１０Ｂ−ｎ）……利得制御回路、
１０Ｃ（１０Ｃ−１，１０Ｃ−２……１０Ｃ−ｎ）……
アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）、１０Ｄ
（１０Ｄ−１，１０Ｄ−２……１０Ｄ−ｎ）……シフト
レジスタ、１０Ｅ……加算器、１１……デイジタル受信
系、１１Ａ（１１Ａ−１，１１Ａ−２……１１Ａ−ｎ）
……可変利得型プリアンプ、１１Ｂ（１１Ｂ−１，１１
Ｂ−２……１１Ｂ−ｎ）……利得制御回路、１１Ｃ（１
１Ｃ−１，１１Ｃ−２……１１Ｃ……−ｎ）……アナロ
グ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）、１１Ｄ（１１Ｄ
−１，１１Ｄ−２……１１Ｄ−ｎ）……シフトレジス
タ、１１Ｅ……加算器、２１，３１……減衰器、２２…
…電子スイッチ、３３……可変アンプ。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−68143（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−197439（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−34546（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−136443（ＪＰ，Ａ) 米国特許4471785（ＵＳ，Ａ)
Claims (4)
- 【請求項１】複数の超音波振動子を並設してなり超音波
を送受波するための超音波プローブと、 前記超音波プローブを断層像モード走査手順およびドプ
ラモード走査手順で送信駆動する送信手段と、 断層像モード時の受信信号の信号レベルとドプラモード
時の受信信号の信号レベルとが同程度になるように前記
超音波プローブを介して得られた各チャンネル毎のアナ
ログ受信信号に対して利得制御を行う利得制御手段と、 前記利得制御手段で利得制御された前記各チャンネル毎
の受信信号をディジタル信号に変換するアナログディジ
タル変換手段と、 前記アナログディジタル変換手段から出力された各チャ
ンネル毎のディジタル信号を整相加算する整相加算手段
と、 断層像モード時の整相加算信号に基づいて断層像を生成
する断層像生成手段と、 ドプラモード時の整相加算信号に基づいてドプラ像を生
成するドプラ像生成手段と、 前記断層像および前記ドプラ像を表示する表示手段とを
具備することを特徴とする超音波診断装置。 - 【請求項２】前記アナログディジタル変換手段の信号入
力レンジはドプラモード時の受信信号の信号レベルに対
応していることを特徴とする請求項１記載の超音波診断
装置。 - 【請求項３】前記利得制御手段は前記アナログディジタ
ル変換手段の信号入力レンジに対応するよう前記各モー
ド時の受信信号の利得を制御することを特徴とする請求
項１または請求項２記載の超音波診断装置。 - 【請求項４】前記ドプラ像はカラー・フロー・マッピン
グ像であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のい
ずれか１項記載の超音波診断装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63251251A JPH0614934B2 (ja) | 1988-10-05 | 1988-10-05 | 超音波診断装置 |
| US07/417,023 US5050611A (en) | 1988-10-05 | 1989-10-04 | Ultrasonic imaging apparatus |
| DE68912866T DE68912866T2 (de) | 1988-10-05 | 1989-10-04 | Ultraschall-Abbildungsgerät. |
| EP89118408A EP0362820B1 (en) | 1988-10-05 | 1989-10-04 | Ultrasonic imaging apparatus |
| KR1019890014294A KR910009411B1 (ko) | 1988-10-05 | 1989-10-05 | 초음파 촬상장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63251251A JPH0614934B2 (ja) | 1988-10-05 | 1988-10-05 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0298344A JPH0298344A (ja) | 1990-04-10 |
| JPH0614934B2 true JPH0614934B2 (ja) | 1994-03-02 |
Family
ID=17219986
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63251251A Expired - Fee Related JPH0614934B2 (ja) | 1988-10-05 | 1988-10-05 | 超音波診断装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5050611A (ja) |
| EP (1) | EP0362820B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0614934B2 (ja) |
| DE (1) | DE68912866T2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05506168A (ja) * | 1990-04-18 | 1993-09-16 | コモンウエルス サイエンテイフイック アンド インダストリアル リサーチ オーガナイゼイション | 流れる液体の速度を決定する方法および装置 |
| US5307815A (en) * | 1992-12-04 | 1994-05-03 | Hewlett-Packard Company | Ultrasonic transducer with integrated variable gain amplifier |
| US5419332A (en) * | 1993-08-02 | 1995-05-30 | Sabbah; Benjamin | Mapping of flow parameters |
| US5383463A (en) * | 1993-08-02 | 1995-01-24 | Friedman; Zvi | Mapping of flow parameters |
| US5503152A (en) * | 1994-09-28 | 1996-04-02 | Tetrad Corporation | Ultrasonic transducer assembly and method for three-dimensional imaging |
| JP3759184B2 (ja) * | 1994-12-21 | 2006-03-22 | ジーイー横河メディカルシステム株式会社 | 超音波血流表示方法および装置 |
| US8001841B2 (en) * | 2005-10-14 | 2011-08-23 | Olympus Ndt | Ultrasonic fault detection system using a high dynamic range analog to digital conversion system |
| DE112010003150T5 (de) * | 2009-07-31 | 2012-06-21 | Panasonic Corporation | Ultrasonografievorrichtung |
| JP5659804B2 (ja) * | 2011-01-14 | 2015-01-28 | コニカミノルタ株式会社 | 超音波診断装置 |
| CN112843697B (zh) * | 2021-02-02 | 2024-03-12 | 网易（杭州）网络有限公司 | 一种图像处理方法、装置、存储介质及计算机设备 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4471785A (en) | 1982-09-29 | 1984-09-18 | Sri International | Ultrasonic imaging system with correction for velocity inhomogeneity and multipath interference using an ultrasonic imaging array |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51136443A (en) * | 1975-05-21 | 1976-11-25 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | Device for detection and display of moving objects |
| JPS6125534A (ja) * | 1984-07-16 | 1986-02-04 | 横河メディカルシステム株式会社 | 画像診断装置 |
| FR2579886A1 (en) * | 1985-04-05 | 1986-10-10 | Edap | Ultrasound echography apparatus allowing the display of the blood flow in a vessel |
| JPH0693896B2 (ja) * | 1985-08-07 | 1994-11-24 | 株式会社日立製作所 | 超音波受波整相回路 |
| JPH074364B2 (ja) * | 1986-01-28 | 1995-01-25 | 株式会社東芝 | 超音波診断装置 |
| JPS63143039A (ja) * | 1986-12-05 | 1988-06-15 | 株式会社東芝 | 超音波診断装置 |
| JPS63197439A (ja) * | 1987-02-13 | 1988-08-16 | 株式会社 日立メデイコ | カラ−フロ−マツピング付超音波断層装置 |
| DE8812400U1 (de) * | 1988-09-30 | 1989-04-06 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Kombiniertes Ultraschall-Bild- und Dopplergerät |
-
1988
- 1988-10-05 JP JP63251251A patent/JPH0614934B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-10-04 US US07/417,023 patent/US5050611A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-10-04 DE DE68912866T patent/DE68912866T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-10-04 EP EP89118408A patent/EP0362820B1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4471785A (en) | 1982-09-29 | 1984-09-18 | Sri International | Ultrasonic imaging system with correction for velocity inhomogeneity and multipath interference using an ultrasonic imaging array |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0362820A3 (en) | 1990-10-31 |
| EP0362820B1 (en) | 1994-02-02 |
| DE68912866T2 (de) | 1994-06-30 |
| US5050611A (en) | 1991-09-24 |
| JPH0298344A (ja) | 1990-04-10 |
| DE68912866D1 (de) | 1994-03-17 |
| EP0362820A2 (en) | 1990-04-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |