JPH0614501Y2 - Ｃａｔｖ用コンバ−タにおけるバンドパスフィルタ - Google Patents
Ｃａｔｖ用コンバ−タにおけるバンドパスフィルタInfo
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- JPH0614501Y2 JPH0614501Y2 JP1985063947U JP6394785U JPH0614501Y2 JP H0614501 Y2 JPH0614501 Y2 JP H0614501Y2 JP 1985063947 U JP1985063947 U JP 1985063947U JP 6394785 U JP6394785 U JP 6394785U JP H0614501 Y2 JPH0614501 Y2 JP H0614501Y2
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- low
- variable
- catv
- frequency
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/12—Bandpass or bandstop filters with adjustable bandwidth and fixed centre frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1758—Series LC in shunt or branch path
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1766—Parallel LC in series path
Landscapes
- Filters And Equalizers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案は、ＣＡＴＶ用コンバータにおけるバンドパスフ
ィルタに関する。
ィルタに関する。
（従来の技術） 第４図に従来のＣＡＴＶ用コンバータにおけるバンドパ
スフィルタの一例を示す。
スフィルタの一例を示す。
このバンドパスフィルタ３０は、コイルＬ11〜Ｌ15およ
びコンデンサＣ11〜Ｃ14により複数段に縦続接続された
定Ｋ型のローパスフィルタ部３３と、コイルＬ16、コン
デンサＣ15の定Ｋ型フィルタおよびコンデンサＣ15，Ｃ
16、コイルＬ17の誘電Ｍ型フィルタからなるハイパスフ
ィルタ部３４とが入力端子３１と出力端子３２との間に
接続されて構成されている。
びコンデンサＣ11〜Ｃ14により複数段に縦続接続された
定Ｋ型のローパスフィルタ部３３と、コイルＬ16、コン
デンサＣ15の定Ｋ型フィルタおよびコンデンサＣ15，Ｃ
16、コイルＬ17の誘電Ｍ型フィルタからなるハイパスフ
ィルタ部３４とが入力端子３１と出力端子３２との間に
接続されて構成されている。
そして、ローパスフィルタ部３３は、通過域０〜４５０
MHz、減衰域４７０MHz以上、カットオフ周波数４７０MH
zに設定され、ハイパスフィルタ部３４は、減衰域５０M
Hz以下、カットオフ周波数５０MHzに設定されている。
MHz、減衰域４７０MHz以上、カットオフ周波数４７０MH
zに設定され、ハイパスフィルタ部３４は、減衰域５０M
Hz以下、カットオフ周波数５０MHzに設定されている。
一方、米国におけるＣＡＴＶ信号は、ＵＳ２チャンネル
（５５．２５MHz）を起点に６MHz間隔でＷ＋２５チャン
ネル（４４５．２５MHz）までの64波の信号が、−６ｄ
Ｂmv〜＋１５ｄＢmvの一定入力レベルで存在するものと
して性能規定が行われている。通常＋１５ｄＢmvの入力
レベルで能動素子に印加した場合、インターモジュレー
ション（Ｉ．Ｍ．Ｄ）、クロスモジュレーション（Ｃ．
Ｍ．Ｄ）、バックトーク、ローカルリーケージ、入力端
スプリアス等を生じて好ましくない。そこで、前記した
バンドパスフィルタ３０を用いた場合には、その後段に
ダブルバランスミキサのような高性能ミキサが用いられ
る。
（５５．２５MHz）を起点に６MHz間隔でＷ＋２５チャン
ネル（４４５．２５MHz）までの64波の信号が、−６ｄ
Ｂmv〜＋１５ｄＢmvの一定入力レベルで存在するものと
して性能規定が行われている。通常＋１５ｄＢmvの入力
レベルで能動素子に印加した場合、インターモジュレー
ション（Ｉ．Ｍ．Ｄ）、クロスモジュレーション（Ｃ．
Ｍ．Ｄ）、バックトーク、ローカルリーケージ、入力端
スプリアス等を生じて好ましくない。そこで、前記した
バンドパスフィルタ３０を用いた場合には、その後段に
ダブルバランスミキサのような高性能ミキサが用いられ
る。
しかしながら、ダブルバランスミキサは、ペアリングさ
れたダイオード４本によるブリッジ構成で、かつ、位相
バランスの良好なバルーントランスが必要とされるため
に、量産設計が困難であり、また、−６０ｄＢ以上のス
プリアスレベルを確保するための経験的な手法およびバ
ランス調整等が必要とされる。
れたダイオード４本によるブリッジ構成で、かつ、位相
バランスの良好なバルーントランスが必要とされるため
に、量産設計が困難であり、また、−６０ｄＢ以上のス
プリアスレベルを確保するための経験的な手法およびバ
ランス調整等が必要とされる。
（考案の目的） 本考案は、後段に接続されるダブルバランスミキサの負
担を軽くして上記した種々の問題点を改善するために、
ダブルバランスミキサに加わる入力信号レベルを周波数
可変することができるＣＡＴＶ用コンバータにおけるバ
ンドパスフィルタを提供することを目的とする。
担を軽くして上記した種々の問題点を改善するために、
ダブルバランスミキサに加わる入力信号レベルを周波数
可変することができるＣＡＴＶ用コンバータにおけるバ
ンドパスフィルタを提供することを目的とする。
（考案の構成） 本考案のバンドパスフィルタは、縦続接続された複数段
のローパスフィルタと、ハイパスフィルタとによって構
成されたＣＡＴＶ用コンバータにおけるバンドパスフィ
ルタであって、前記ローパスフィルタを構成する一のコ
ンデンサに第一の可変容量素子とコイルとによって構成
される可変トラップ回路が付加されるとともに、他の一
のコンデンサに第二の可変容量素子が接続され、前記第
一及び第二の可変容量素子の容量を同調電圧によって変
化させることにより、前記同調電圧に従って前記可変ト
ラップ回路の直列共振周波数及び前記ローパスフィルタ
のカットオフ周波数が制御されるものである。可変容量
素子は、例えばバリキャプダイオードが用いられる。
のローパスフィルタと、ハイパスフィルタとによって構
成されたＣＡＴＶ用コンバータにおけるバンドパスフィ
ルタであって、前記ローパスフィルタを構成する一のコ
ンデンサに第一の可変容量素子とコイルとによって構成
される可変トラップ回路が付加されるとともに、他の一
のコンデンサに第二の可変容量素子が接続され、前記第
一及び第二の可変容量素子の容量を同調電圧によって変
化させることにより、前記同調電圧に従って前記可変ト
ラップ回路の直列共振周波数及び前記ローパスフィルタ
のカットオフ周波数が制御されるものである。可変容量
素子は、例えばバリキャプダイオードが用いられる。
（実施例） 第１図は本考案に係るＣＡＴＶ用コンバータにおけるバ
ンドパスフィルタ１を示している。コンデンサＣ１〜Ｃ
４，Ｃ８〜Ｃ10、コイルＬ２〜Ｌ５により定Ｋ型フィル
タを縦続接続した構造のローパスフィルタ部５と、コイ
ルＬ６とコンデンサＣ５の定Ｋ型フィルタおよびコンデ
ンサＣ５，Ｃ６、コイルＬ７の誘電Ｍ型フィルタにより
構成されたハイパスフィルタ部６とが入力端子２と出力
端子３との間に接続されている。
ンドパスフィルタ１を示している。コンデンサＣ１〜Ｃ
４，Ｃ８〜Ｃ10、コイルＬ２〜Ｌ５により定Ｋ型フィル
タを縦続接続した構造のローパスフィルタ部５と、コイ
ルＬ６とコンデンサＣ５の定Ｋ型フィルタおよびコンデ
ンサＣ５，Ｃ６、コイルＬ７の誘電Ｍ型フィルタにより
構成されたハイパスフィルタ部６とが入力端子２と出力
端子３との間に接続されている。
本考案は、上記した構成のフィルタ回路において、さら
に入力端子２と一段のローパスフィルタとの間に二つの
マッチング用コイルＬ１′，Ｌ１が直列に接続され、こ
のマッチング用コイルＬ１′，Ｌ１の接続点ａとアース
との間にコイルＬ０、第一バリキャップダイオード
Ｄ１、およびコンデンサＣ７の直列接続からなる可変ト
ラップ回路４が接続されるとともに、二段目のローパス
フィルタの入力側の接続点ｂとコンデンサＣ２との間に
第二バリキャップダイオードＤ２が接続され、かつ、第
一バリキャップダイオードＤ１とコンデンサＣ７との接
続点ｈ、および第二バリキャップダイオードＤ２とコン
デンサＣ２との接続点ｊにそれぞれ抵抗Ｒｔを介して同
調電圧ＶＴが印加されるようになっている。
に入力端子２と一段のローパスフィルタとの間に二つの
マッチング用コイルＬ１′，Ｌ１が直列に接続され、こ
のマッチング用コイルＬ１′，Ｌ１の接続点ａとアース
との間にコイルＬ０、第一バリキャップダイオード
Ｄ１、およびコンデンサＣ７の直列接続からなる可変ト
ラップ回路４が接続されるとともに、二段目のローパス
フィルタの入力側の接続点ｂとコンデンサＣ２との間に
第二バリキャップダイオードＤ２が接続され、かつ、第
一バリキャップダイオードＤ１とコンデンサＣ７との接
続点ｈ、および第二バリキャップダイオードＤ２とコン
デンサＣ２との接続点ｊにそれぞれ抵抗Ｒｔを介して同
調電圧ＶＴが印加されるようになっている。
このバンドパスフィルタにおいて、可変トラップ回路４
で、同調電圧ＶＴにより共振特性を可変する。この可変
トラップ回路４の直列共振周波数０の可変範囲は広い
程良いが、リターンロスの劣化が激しくなり実質的には
２００MHz程度となる。また、コイルＬ２，Ｌ３、およ
び第二バリキャップダイオードＤ２、コンデンサＣ２の
回路で、同調電圧ＶＴによりカットオフ周波数ｃを可
変する。
で、同調電圧ＶＴにより共振特性を可変する。この可変
トラップ回路４の直列共振周波数０の可変範囲は広い
程良いが、リターンロスの劣化が激しくなり実質的には
２００MHz程度となる。また、コイルＬ２，Ｌ３、およ
び第二バリキャップダイオードＤ２、コンデンサＣ２の
回路で、同調電圧ＶＴによりカットオフ周波数ｃを可
変する。
前記第一バリキャップダイオードＤ１及び第二バリキャ
ップダイオードＤ２に同調電圧ＶＴが印加された時の当
該バンドパスフィルタの減衰特性を第２図に例示する。
第２図において、Ｗ＋２５チャンネル受信時には実線で
示すような平坦フィルタ特性となり、ＵＳ２チャンネル
受信時には前記直列共振周波数０及びカットオフ周波
数ｃによって規制される２山状のフィルタ特性（第２
図に破線で示す曲線）となり、０〜ｃ間において−
１０ｄＢ以上の減衰特性を得ることができる。
ップダイオードＤ２に同調電圧ＶＴが印加された時の当
該バンドパスフィルタの減衰特性を第２図に例示する。
第２図において、Ｗ＋２５チャンネル受信時には実線で
示すような平坦フィルタ特性となり、ＵＳ２チャンネル
受信時には前記直列共振周波数０及びカットオフ周波
数ｃによって規制される２山状のフィルタ特性（第２
図に破線で示す曲線）となり、０〜ｃ間において−
１０ｄＢ以上の減衰特性を得ることができる。
すなわち、本案のバンドパスフィルタは、一つの可変ト
ラップ回路４の中心周波数０と同時にローパスフィル
タのカットオフ周波数ｃをも制御し、このカットオフ
周波数ｃの低下によってトラップ部分より高い周波数
帯域において少なくとも−１０ｄＢの減衰量が得られる
ようにしたものであり、これにおり後段への信号として
悪影響の無いものとしている。
ラップ回路４の中心周波数０と同時にローパスフィル
タのカットオフ周波数ｃをも制御し、このカットオフ
周波数ｃの低下によってトラップ部分より高い周波数
帯域において少なくとも−１０ｄＢの減衰量が得られる
ようにしたものであり、これにおり後段への信号として
悪影響の無いものとしている。
即ち、０〜ｃ間の減衰量が−１０ｄＢ以下の場合に
は、ＣＡＴＶコンバータの後段への信号に悪影響がある
ことを実験的に確認しており、本考案では、少なくとも
−１０ｄＢ以上の減衰量を得るようにしたので、上記悪
影響を解消できた。
は、ＣＡＴＶコンバータの後段への信号に悪影響がある
ことを実験的に確認しており、本考案では、少なくとも
−１０ｄＢ以上の減衰量を得るようにしたので、上記悪
影響を解消できた。
なお、マッチング用コイルＬ１′，Ｌ１およびコイルＬ
０、第一バリキャップダイオードＤ１，コンデンサＣ７
で構成される回路を、ローパスフィルタ部５とハイパス
フィルタ部６との間に挿入する方法もあるが、後述する
第一局部発振器１２の発振信号の漏れの点において不利
となる。
０、第一バリキャップダイオードＤ１，コンデンサＣ７
で構成される回路を、ローパスフィルタ部５とハイパス
フィルタ部６との間に挿入する方法もあるが、後述する
第一局部発振器１２の発振信号の漏れの点において不利
となる。
第３図は、上記した構成のバンドパスフィルタ１を用い
たＣＡＴＶコンバータ用チューナの一例を示している。
たＣＡＴＶコンバータ用チューナの一例を示している。
第３図において、ＣＡＴＶケーブルより分配されたテレ
ビジョン信号は入力端子１８から入力され、本考案のバ
ンドパスフィルタ１を通過して、ＴＶ信号ｒとして第
一ミキサ（Ｄ．Ｂ．Ｍ）１１に入力される。一方、第一
局部発振器１２からの発振信号は緩衝増幅器１３を介し
て、発振周波数信号１として第一ミキサ１１に入力さ
れる。第一ミキサ１１は４本のダイオードがブリッジに
接続された平衡形のものであり、この第一ミキサ１１の
出力信号は発振周波数信号１が抑圧された両側波帯波
１±ｒとなる。この信号が第一ＩＦ増幅器１４で帯
域選択増幅され１＋ｒのみが第一ＩＦ信号２とし
て第二ミキサ１５に出力される。
ビジョン信号は入力端子１８から入力され、本考案のバ
ンドパスフィルタ１を通過して、ＴＶ信号ｒとして第
一ミキサ（Ｄ．Ｂ．Ｍ）１１に入力される。一方、第一
局部発振器１２からの発振信号は緩衝増幅器１３を介し
て、発振周波数信号１として第一ミキサ１１に入力さ
れる。第一ミキサ１１は４本のダイオードがブリッジに
接続された平衡形のものであり、この第一ミキサ１１の
出力信号は発振周波数信号１が抑圧された両側波帯波
１±ｒとなる。この信号が第一ＩＦ増幅器１４で帯
域選択増幅され１＋ｒのみが第一ＩＦ信号２とし
て第二ミキサ１５に出力される。
この第一ＩＦ信号２は、第二局部発振器１６の発振周
波数信号３と第二ミキサ１５で混合されてＶＨＦ帯に
周波数変換され、第二ＩＦ増幅器１７で再度帯域選択増
幅されて出力端子１９に出力される。この出力端子１９
からの出力信号がＴＶ受像機のアンテナ端子（図示省
略）に供給されるものである。
波数信号３と第二ミキサ１５で混合されてＶＨＦ帯に
周波数変換され、第二ＩＦ増幅器１７で再度帯域選択増
幅されて出力端子１９に出力される。この出力端子１９
からの出力信号がＴＶ受像機のアンテナ端子（図示省
略）に供給されるものである。
このように、本考案のバンドパスフィルタを用いること
により、ローチャンネル近辺の第２次、第３次のスプリ
アス、コンポジットトリプルビート（Ｃ．Ｔ．Ｂ）、イ
ンターモジュレーション、クロスモジュレーション、等
が大幅に改善された。また、第一局部発振器の発振信号
１とＴＶ信号ｒとの差により生ずる受信信号帯域の
スプリアス（バックトーク）が入力端子に漏れるが、こ
の問題が入力信号相対比において３０ｄＢ以上の改善が
得られた。さらに、第二局部発振器の発振信号２の入
力端子への漏れについても改善された。
により、ローチャンネル近辺の第２次、第３次のスプリ
アス、コンポジットトリプルビート（Ｃ．Ｔ．Ｂ）、イ
ンターモジュレーション、クロスモジュレーション、等
が大幅に改善された。また、第一局部発振器の発振信号
１とＴＶ信号ｒとの差により生ずる受信信号帯域の
スプリアス（バックトーク）が入力端子に漏れるが、こ
の問題が入力信号相対比において３０ｄＢ以上の改善が
得られた。さらに、第二局部発振器の発振信号２の入
力端子への漏れについても改善された。
（考案の効果） 本考案のＣＡＴＶ用コンバータにおけるバンドパスフィ
ルタは、一つのトラップ回路の中心周波数と同時にロー
パスフィルタのカットオフ周波数をも制御し、このカッ
トオフ周波数の低下によってトラップ部分より高い周波
数帯域において少なくとも−１０ｄＢの減衰量が得られ
るように構成したので、後段のダブルバランスミキサに
発生する種々の問題点を解消できるとともに、ミキサ回
路への回路特性の負担を軽減することができ、スプリア
スレベルの低減が容易に可能であるといった効果を奏す
る。
ルタは、一つのトラップ回路の中心周波数と同時にロー
パスフィルタのカットオフ周波数をも制御し、このカッ
トオフ周波数の低下によってトラップ部分より高い周波
数帯域において少なくとも−１０ｄＢの減衰量が得られ
るように構成したので、後段のダブルバランスミキサに
発生する種々の問題点を解消できるとともに、ミキサ回
路への回路特性の負担を軽減することができ、スプリア
スレベルの低減が容易に可能であるといった効果を奏す
る。
第１図ないし第３図は本考案のＣＡＴＶ用コンバータに
おけるバンドパスフィルタの一実施例を示し、第１図は
回路図、第２図は減衰特性を示す曲線図、第３図はバン
ドパスフィルタをＣＡＴＶコンバータ用チューナに用い
た例を示すブロック図、第４図は従来のバンドパスフィ
ルタの一例を示す回路図である。 １……バンドパスフィルタ ２……入力端子 ３……出力端子 ４……可変トラップ回路 ５……ローパスフィルタ部 ６……ハイパスフィルタ部
おけるバンドパスフィルタの一実施例を示し、第１図は
回路図、第２図は減衰特性を示す曲線図、第３図はバン
ドパスフィルタをＣＡＴＶコンバータ用チューナに用い
た例を示すブロック図、第４図は従来のバンドパスフィ
ルタの一例を示す回路図である。 １……バンドパスフィルタ ２……入力端子 ３……出力端子 ４……可変トラップ回路 ５……ローパスフィルタ部 ６……ハイパスフィルタ部
Claims (1)
- 【請求項１】縦続接続された複数段のローパスフィルタ
と、ハイパスフィルタとによって構成されたＣＡＴＶ用
コンバータにおけるバンドパスフィルタにおいて、 一の段の前記ローパスフィルタを構成するコンデンサに
第一の可変容量素子とコイルが直列に挿入された可変ト
ラップ回路が構成されるとともに、他の段の前記ローパ
スフィルタのコンデンサに第二の可変容量素子が接続さ
れ、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記
可変トラップ回路の直列共振周波数より大きく設定さ
れ、 前記第一及び第二の可変容量素子の容量を同調電圧によ
って同時に変化させることにより、前記直列共振周波数
から前記カットオフ周波数の間の減衰を大きくし、前記
減衰の成分が前記ＣＡＴＶ用コンバータの後段に悪影響
を及ぼさないようにしたことを特徴とするＣＡＴＶ用コ
ンバータにおけるバンドパスフィルタ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1985063947U JPH0614501Y2 (ja) | 1985-04-26 | 1985-04-26 | Ｃａｔｖ用コンバ−タにおけるバンドパスフィルタ |
| US07/204,213 US4849721A (en) | 1985-04-26 | 1988-06-08 | Bandpass filter for a CATV converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1985063947U JPH0614501Y2 (ja) | 1985-04-26 | 1985-04-26 | Ｃａｔｖ用コンバ−タにおけるバンドパスフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61179821U JPS61179821U (ja) | 1986-11-10 |
| JPH0614501Y2 true JPH0614501Y2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=13244047
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1985063947U Expired - Lifetime JPH0614501Y2 (ja) | 1985-04-26 | 1985-04-26 | Ｃａｔｖ用コンバ−タにおけるバンドパスフィルタ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4849721A (ja) |
| JP (1) | JPH0614501Y2 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5051711A (en) * | 1989-04-27 | 1991-09-24 | Ten-Tec, Inc. | Variable bandwidth crystal filter with varactor diodes |
| US5146338A (en) * | 1990-08-06 | 1992-09-08 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Fixed rf agc of a television tuner for fm reception in a television receiver |
| US5148280A (en) * | 1990-08-06 | 1992-09-15 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Stereo fm radio in a television receiver |
| US5142369A (en) * | 1990-08-06 | 1992-08-25 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | First if filter with fixed second half-if trap for use in an fm radio in a television reciever |
| US5146337A (en) * | 1990-08-06 | 1992-09-08 | Thomson Consumer Electronics, Inc | Using a first IF of 43.5 MHZ or less in an FM radio in a television tuner |
| US5144440A (en) * | 1990-08-06 | 1992-09-01 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | National weather radio reception by synthesizing only center frequency |
| US5142371A (en) * | 1990-08-06 | 1992-08-25 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Fm trap for a television tuner permitting both tv and fm reception through the same tuner |
| US5144439A (en) * | 1990-08-06 | 1992-09-01 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Mono fm radio in a television receiver |
| MY108617A (en) * | 1990-11-15 | 1996-10-31 | Thomson Consumer Electronics Inc | Audio level equalization of broadcast fm and narrow frequency deviation fm radio signals |
| JPH04299610A (ja) * | 1991-03-27 | 1992-10-22 | Rohm Co Ltd | フィルタ装置 |
| US6735217B1 (en) | 1998-09-15 | 2004-05-11 | Tut Systems, Inc. | Method and apparatus for detecting collisions on a network using multi-cycle waveform pulses |
| JP2000349677A (ja) * | 1999-06-07 | 2000-12-15 | Nec Corp | 信号周波数変換回路 |
| US6771774B1 (en) | 1999-12-02 | 2004-08-03 | Tut Systems, Inc. | Filter arrangement for shaping a pulse propagated over pots wiring, and a method of manufacturing the same |
| US6495998B1 (en) | 2000-09-28 | 2002-12-17 | Sunrise Telecom Corp. | Selectable band-pass filtering apparatus and method |
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| JP2003158437A (ja) * | 2001-09-06 | 2003-05-30 | Murata Mfg Co Ltd | Ｌｃフィルタ回路、積層型ｌｃフィルタ、マルチプレクサおよび無線通信装置 |
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| US8584192B2 (en) * | 2009-03-30 | 2013-11-12 | Ppc Broadband, Inc. | Upstream bandwidth conditioning device |
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Family Cites Families (12)
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-
1988
- 1988-06-08 US US07/204,213 patent/US4849721A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61179821U (ja) | 1986-11-10 |
| US4849721A (en) | 1989-07-18 |
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