JPH0548308A - インピーダンス整合回路 - Google Patents
インピーダンス整合回路Info
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- JPH0548308A JPH0548308A JP20166891A JP20166891A JPH0548308A JP H0548308 A JPH0548308 A JP H0548308A JP 20166891 A JP20166891 A JP 20166891A JP 20166891 A JP20166891 A JP 20166891A JP H0548308 A JPH0548308 A JP H0548308A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】同軸形伝送線路と、任意のインピーダンスを有
する平衡型素子とを接続する際の、インピーダンス整合
および伝送姿態変換を広い周波数帯域幅で実現できる、
小形なインピーダンス整合回路を提供する。 【構成】本発明のインピーダンス整合回路は、同軸型伝
送線路に接続される入力端を有する同軸構造３と、該同
軸構造３の外導体とともに分岐導体４を平行対導体とし
て平行線路を形成し、その負荷側端を負荷端子とする平
行線路構造とを備え、かつ、該同軸構造の中心導体の負
荷側端部を６に示すように上記分岐導体４の負荷側端部
に接続し、該分岐導体４の入力側端部を５に示すように
上記同軸構造の外導体と短絡または開放し、さらに、該
同軸構造の内部の外導体と中心導体との間隔を１段の階
段状に、または多段の階段状に、またはテーパ状に変化
させる構造を備えることとする。
する平衡型素子とを接続する際の、インピーダンス整合
および伝送姿態変換を広い周波数帯域幅で実現できる、
小形なインピーダンス整合回路を提供する。 【構成】本発明のインピーダンス整合回路は、同軸型伝
送線路に接続される入力端を有する同軸構造３と、該同
軸構造３の外導体とともに分岐導体４を平行対導体とし
て平行線路を形成し、その負荷側端を負荷端子とする平
行線路構造とを備え、かつ、該同軸構造の中心導体の負
荷側端部を６に示すように上記分岐導体４の負荷側端部
に接続し、該分岐導体４の入力側端部を５に示すように
上記同軸構造の外導体と短絡または開放し、さらに、該
同軸構造の内部の外導体と中心導体との間隔を１段の階
段状に、または多段の階段状に、またはテーパ状に変化
させる構造を備えることとする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、同軸形伝送線路と、任
意のインピーダンスを有する平衡型素子との接続に好適
なインピーダンス整合回路に関する。
意のインピーダンスを有する平衡型素子との接続に好適
なインピーダンス整合回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、同軸形伝送線路と任意のインピ
ーダンスを有する平衡型素子とを、低損失かつ低歪で接
続するためには、素子のインピーダンスの虚部（リアク
タンス）を打ち消し、かつ実部（抵抗）を伝送線路の特
性インピーダンスに変換するインピーダンス整合回路、
および、素子の平衡伝送姿態を伝送線路の不平衡伝送姿
態に変換するいわゆるバランを使用する必要がある。従
来の整合回路としては、集中定数回路素子を用いた整
合回路、スタブ整合回路、４分の１波長整合回路お
よび多段４分の１波長整合回路、テーパ線路形整合回
路等がある。また、従来のバランとしては、４分の１
波長スリーブ、半波長迂回線路を用いたバラン、分
岐導体を用いたバラン等がある。
ーダンスを有する平衡型素子とを、低損失かつ低歪で接
続するためには、素子のインピーダンスの虚部（リアク
タンス）を打ち消し、かつ実部（抵抗）を伝送線路の特
性インピーダンスに変換するインピーダンス整合回路、
および、素子の平衡伝送姿態を伝送線路の不平衡伝送姿
態に変換するいわゆるバランを使用する必要がある。従
来の整合回路としては、集中定数回路素子を用いた整
合回路、スタブ整合回路、４分の１波長整合回路お
よび多段４分の１波長整合回路、テーパ線路形整合回
路等がある。また、従来のバランとしては、４分の１
波長スリーブ、半波長迂回線路を用いたバラン、分
岐導体を用いたバラン等がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の整合回
路においては、集中定数回路素子を用いた整合回路で
は、極超短波帯、マイクロ波帯等の高い周波数帯で、Ｌ
やＣが浮遊容量、寄生インダクタンスおよび高周波損失
のため理想的な特性を示さなくなり、整合が不可能にな
ったり、効率が低下する等の欠点がある。スタブ整合
回路では、任意のインピーダンスの整合が高い周波数帯
においても可能であるが、使用できる周波数帯域幅が非
常に狭い等の欠点がある。４分の１波長整合回路やこ
れを２つ以上縦続接続した多段４分の１波長整合回路、
および、テーパ線路形整合回路では、高い周波数帯に
おいて比較的広い周波数帯域幅で使用できるが、リアク
タンス分を持たない純抵抗のみしか整合することができ
ない欠点がある。また従来のバランにおいては、４分
の１波長スリーブでは、平衡伝送姿態を不平衡伝送姿態
に変換できる周波数帯域幅が非常に狭い欠点がある。
半波長迂回線路を用いたバランでは、平衡伝送姿態を不
平衡伝送姿態に変換できる周波数帯域幅が非常に狭い、
他の型のバランに比べ大形になる等の欠点がある。分
岐導体を用いたバランでは、周波数に無関係に平衡伝送
姿態を不平衡伝送姿態に変換できるが、分岐導体の長さ
が１／４波長となる周波数以外では分岐導体が呈するイ
ンピーダンスが低下し、これが平衡型素子に並列に接続
されたことになる。さらに、従来は、これらの個別の整
合回路およびバランを組み合わせて使用したため、それ
ら全体の大きさはある程度大きくならざるを得ず、小形
の部品や機器に使用するには不便であった。本発明の目
的は、同軸形伝送線路と、任意のインピーダンスを有す
る平衡型素子とを接続する際の、インピーダンス整合お
よび伝送姿態変換を広い周波数帯域幅で実現できる、小
形なインピーダンス整合回路を提供することである。
路においては、集中定数回路素子を用いた整合回路で
は、極超短波帯、マイクロ波帯等の高い周波数帯で、Ｌ
やＣが浮遊容量、寄生インダクタンスおよび高周波損失
のため理想的な特性を示さなくなり、整合が不可能にな
ったり、効率が低下する等の欠点がある。スタブ整合
回路では、任意のインピーダンスの整合が高い周波数帯
においても可能であるが、使用できる周波数帯域幅が非
常に狭い等の欠点がある。４分の１波長整合回路やこ
れを２つ以上縦続接続した多段４分の１波長整合回路、
および、テーパ線路形整合回路では、高い周波数帯に
おいて比較的広い周波数帯域幅で使用できるが、リアク
タンス分を持たない純抵抗のみしか整合することができ
ない欠点がある。また従来のバランにおいては、４分
の１波長スリーブでは、平衡伝送姿態を不平衡伝送姿態
に変換できる周波数帯域幅が非常に狭い欠点がある。
半波長迂回線路を用いたバランでは、平衡伝送姿態を不
平衡伝送姿態に変換できる周波数帯域幅が非常に狭い、
他の型のバランに比べ大形になる等の欠点がある。分
岐導体を用いたバランでは、周波数に無関係に平衡伝送
姿態を不平衡伝送姿態に変換できるが、分岐導体の長さ
が１／４波長となる周波数以外では分岐導体が呈するイ
ンピーダンスが低下し、これが平衡型素子に並列に接続
されたことになる。さらに、従来は、これらの個別の整
合回路およびバランを組み合わせて使用したため、それ
ら全体の大きさはある程度大きくならざるを得ず、小形
の部品や機器に使用するには不便であった。本発明の目
的は、同軸形伝送線路と、任意のインピーダンスを有す
る平衡型素子とを接続する際の、インピーダンス整合お
よび伝送姿態変換を広い周波数帯域幅で実現できる、小
形なインピーダンス整合回路を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めの本発明のインピーダンス整合回路は、例えば図１に
示すように、同軸型伝送線路に接続される入力端を有す
る同軸構造３と、該同軸構造３の外導体とともに分岐導
体４を平行対導体として平行線路を形成し、その負荷側
端を負荷端子とする平行線路構造とを備え、かつ、該同
軸構造の中心導体の負荷側端部を６に示すように上記分
岐導体４の負荷側端部に接続し、該分岐導体４の入力側
端部を５に示すように上記同軸構造の外導体と短絡また
は開放し、さらに、該同軸構造の内部の外導体と中心導
体との間隔を、例えば図１のように１段の階段状に、ま
たは図２のように多段の階段状に、または図３のように
テーパ状に変化させる構造を備えることとする。ここ
で、同軸構造の内部の外導体と中心導体との間隔を、１
段の階段状または多段の階段状またはテーパ状に変化さ
せる構造は、設計周波数において、負荷端から入力端側
を見たアドミッタンスが負荷コンダクタンスと等しくな
るように決められる。
めの本発明のインピーダンス整合回路は、例えば図１に
示すように、同軸型伝送線路に接続される入力端を有す
る同軸構造３と、該同軸構造３の外導体とともに分岐導
体４を平行対導体として平行線路を形成し、その負荷側
端を負荷端子とする平行線路構造とを備え、かつ、該同
軸構造の中心導体の負荷側端部を６に示すように上記分
岐導体４の負荷側端部に接続し、該分岐導体４の入力側
端部を５に示すように上記同軸構造の外導体と短絡また
は開放し、さらに、該同軸構造の内部の外導体と中心導
体との間隔を、例えば図１のように１段の階段状に、ま
たは図２のように多段の階段状に、または図３のように
テーパ状に変化させる構造を備えることとする。ここ
で、同軸構造の内部の外導体と中心導体との間隔を、１
段の階段状または多段の階段状またはテーパ状に変化さ
せる構造は、設計周波数において、負荷端から入力端側
を見たアドミッタンスが負荷コンダクタンスと等しくな
るように決められる。
【０００５】
【作用】本発明の構造によれば、実施例の中で詳細に説
明するように、負荷が接続される負荷端部において伝送
線路側すなわち入力側を見た回路は、同軸伝送線路が接
続された同軸構造による同軸系の回路と、該同軸構造の
外導体と分岐導体から成る平行線路構造の回路とが、負
荷に対して等価的に並列回路を構成することになる。こ
こで、本発明の同軸構造は外導体と中心導体の直径比を
１段または多段またはテーパ状に変え得るから、上記の
同軸系の回路は同軸伝送線路の特性インピーダンスを実
数のアドミッタンスに変換することが可能になる。そし
てこの場合に、設計周波数において、負荷端から入力端
側を見たアドミッタンスが負荷コンダクタンスと等しく
なるように同軸構造の外導体と中心導体の直径比を選定
することになる。また、上記平行線路構造の回路は、そ
の先端の入力側端部を短絡または開放することにより、
負荷端から見てサセプタンス回路を構成することになる
から、これにより負荷の有するサセプタンスを打ち消す
ことが可能になる。以上によりインピーダンス整合が達
成されるが、本発明では負荷端部において負荷と、イン
ピーダンス変換回路としての上記同軸系の回路と、平行
線路構造によるサセプタンス回路とが直結され、従来回
路のように例えば伝送線路を介して負荷インピーダンス
を変換した上でスタブ回路により該伝送線路を含む負荷
側サセプタンスを打ち消すようなことがないから、周波
数特性をより広帯域化することが可能になる。この場合
に、本発明では平行線路構造の特性インピーダンスは同
軸系のそれと独立に適宜選択できるので負荷のサセプタ
ンスの周波数特性に合わせてこれを選択することによ
り、より一層の広帯域化をもたらすことが可能になる。
また本発明の構造では、上記のようにインピーダンス変
換部とスタブ回路とが一体型になっているので従来より
小形の回路構成が可能になる。
明するように、負荷が接続される負荷端部において伝送
線路側すなわち入力側を見た回路は、同軸伝送線路が接
続された同軸構造による同軸系の回路と、該同軸構造の
外導体と分岐導体から成る平行線路構造の回路とが、負
荷に対して等価的に並列回路を構成することになる。こ
こで、本発明の同軸構造は外導体と中心導体の直径比を
１段または多段またはテーパ状に変え得るから、上記の
同軸系の回路は同軸伝送線路の特性インピーダンスを実
数のアドミッタンスに変換することが可能になる。そし
てこの場合に、設計周波数において、負荷端から入力端
側を見たアドミッタンスが負荷コンダクタンスと等しく
なるように同軸構造の外導体と中心導体の直径比を選定
することになる。また、上記平行線路構造の回路は、そ
の先端の入力側端部を短絡または開放することにより、
負荷端から見てサセプタンス回路を構成することになる
から、これにより負荷の有するサセプタンスを打ち消す
ことが可能になる。以上によりインピーダンス整合が達
成されるが、本発明では負荷端部において負荷と、イン
ピーダンス変換回路としての上記同軸系の回路と、平行
線路構造によるサセプタンス回路とが直結され、従来回
路のように例えば伝送線路を介して負荷インピーダンス
を変換した上でスタブ回路により該伝送線路を含む負荷
側サセプタンスを打ち消すようなことがないから、周波
数特性をより広帯域化することが可能になる。この場合
に、本発明では平行線路構造の特性インピーダンスは同
軸系のそれと独立に適宜選択できるので負荷のサセプタ
ンスの周波数特性に合わせてこれを選択することによ
り、より一層の広帯域化をもたらすことが可能になる。
また本発明の構造では、上記のようにインピーダンス変
換部とスタブ回路とが一体型になっているので従来より
小形の回路構成が可能になる。
【０００６】
【実施例】図１は、本発明の一実施例で、角形の平行線
路構造を用い、同軸構造の内部において、中心導体と外
導体の間隔を１段の階段状に変化させた実施例、図２
は、他の実施例で、角形の平行線路構造を用い、同軸構
造の内部において、中心導体と外導体の間隔を多段の階
段状に変化させた実施例、図３は、別の他の実施例で、
角形の平行線路構造を用い、同軸構造の内部において、
中心導体と外導体の間隔をテーパ状に変化させた実施例
である。それぞれの図において、（ａ）図は横断面図、
（ｂ）図または（ｃ）図は（ａ）図のそれぞれの点線部
の断面図である。これらの図において、１は同軸形伝送
線路、２は平衡型素子、３は中心導体と外導体の間隔が
１段の階段状または多段の階段状またはテーパ状に変化
している同軸構造、３１、３２、３３は中心導体と外導
体の間隔が階段状に変化している位置、４は分岐導体、
５は短絡または開放部、６は中心導体と分岐導体の接続
部、７は誘電体Ａ、８は誘電体Ｂを示している。周波数
帯域は、図１、図２、図３の順により広くすることが可
能である。一方、中心導体と外導体の間隔が１段の階段
状または多段の階段状またはテーパ状に変化している同
軸構造の長さは、図３、図２、図１の順に短くすること
が可能である。
路構造を用い、同軸構造の内部において、中心導体と外
導体の間隔を１段の階段状に変化させた実施例、図２
は、他の実施例で、角形の平行線路構造を用い、同軸構
造の内部において、中心導体と外導体の間隔を多段の階
段状に変化させた実施例、図３は、別の他の実施例で、
角形の平行線路構造を用い、同軸構造の内部において、
中心導体と外導体の間隔をテーパ状に変化させた実施例
である。それぞれの図において、（ａ）図は横断面図、
（ｂ）図または（ｃ）図は（ａ）図のそれぞれの点線部
の断面図である。これらの図において、１は同軸形伝送
線路、２は平衡型素子、３は中心導体と外導体の間隔が
１段の階段状または多段の階段状またはテーパ状に変化
している同軸構造、３１、３２、３３は中心導体と外導
体の間隔が階段状に変化している位置、４は分岐導体、
５は短絡または開放部、６は中心導体と分岐導体の接続
部、７は誘電体Ａ、８は誘電体Ｂを示している。周波数
帯域は、図１、図２、図３の順により広くすることが可
能である。一方、中心導体と外導体の間隔が１段の階段
状または多段の階段状またはテーパ状に変化している同
軸構造の長さは、図３、図２、図１の順に短くすること
が可能である。
【０００７】図１においては、長さ１および半径比ａ／
ｂを選ぶことにより、同軸構造は１段の４分の１波長整
合回路として作用し、図２においては、長さｌ1、ｌ2お
よび半径比ａ1／ｂ1、ａ2／ｂ2を選ぶことにより、多段
の４分の１波長整合回路として作用し、図３において
は、テーパの形状を選ぶことにより、テーパ線路形整合
回路として作用する。また、図１、図２、図３いずれに
おいても、同軸構造の外導体と分岐導体からなる平行線
路構造は、任意の周波数において分岐導体形バランとし
て作用すると同時に、長さＬおよび伝送線路側の終端状
態（短絡または開放）を選ぶことにより、平衡型素子が
リアクタンス成分を有する場合には、これを打ち消すた
めのスタブとして、平衡型素子が共振（リアクタンスが
零）状態にある場合には、共振周波数近辺においてイン
ピーダンス補償スタブとして作用する。
ｂを選ぶことにより、同軸構造は１段の４分の１波長整
合回路として作用し、図２においては、長さｌ1、ｌ2お
よび半径比ａ1／ｂ1、ａ2／ｂ2を選ぶことにより、多段
の４分の１波長整合回路として作用し、図３において
は、テーパの形状を選ぶことにより、テーパ線路形整合
回路として作用する。また、図１、図２、図３いずれに
おいても、同軸構造の外導体と分岐導体からなる平行線
路構造は、任意の周波数において分岐導体形バランとし
て作用すると同時に、長さＬおよび伝送線路側の終端状
態（短絡または開放）を選ぶことにより、平衡型素子が
リアクタンス成分を有する場合には、これを打ち消すた
めのスタブとして、平衡型素子が共振（リアクタンスが
零）状態にある場合には、共振周波数近辺においてイン
ピーダンス補償スタブとして作用する。
【０００８】まず、平衡型素子がリアクタンス成分を有
する場合の本発明の動作を説明する。設計角周波数をω
0、平衡型素子のインピーダンスをＲ＋ｊＸとすると、
リアクタンスＸを打ち消すため、長さＬは次式で表され
る値に設定する。
する場合の本発明の動作を説明する。設計角周波数をω
0、平衡型素子のインピーダンスをＲ＋ｊＸとすると、
リアクタンスＸを打ち消すため、長さＬは次式で表され
る値に設定する。
【０００９】
【数１】
【００１０】但し、Ｗは平行線路構造の特性インピーダ
ンス、μ1、ε1は各々誘電体Ａの透磁率、誘電率であ
る。抵抗Ｒの整合を取るため、図１においては、長さｌ
および半径比ａ／ｂは次式で表される値に設定する。
ンス、μ1、ε1は各々誘電体Ａの透磁率、誘電率であ
る。抵抗Ｒの整合を取るため、図１においては、長さｌ
および半径比ａ／ｂは次式で表される値に設定する。
【００１１】
【数２】
【００１２】
【数３】
【００１３】但し、Ｚは同軸形伝送線路の特性インピー
ダンス、μ2、ε2は各々誘電体Ｂの透磁率、誘電率であ
る。なお、角形の平行線路構造を用いれば、比較的に低
インピーダンスのリアクタンスを得易い利点がある。
ダンス、μ2、ε2は各々誘電体Ｂの透磁率、誘電率であ
る。なお、角形の平行線路構造を用いれば、比較的に低
インピーダンスのリアクタンスを得易い利点がある。
【００１４】図２においては、半径比の選び方に設計上
いろいろの考え方があるが、定在波比の周波数特性を最
大平坦特性とするという観点では、例えば長さｌ1、ｌ2
および半径比ａ1／ｂ1、ａ2／ｂ2は次式で表される値に
設定する。
いろいろの考え方があるが、定在波比の周波数特性を最
大平坦特性とするという観点では、例えば長さｌ1、ｌ2
および半径比ａ1／ｂ1、ａ2／ｂ2は次式で表される値に
設定する。
【００１５】
【数４】
【００１６】
【数５】
【００１７】
【数６】
【００１８】但し、Ｚは同軸形伝送線路の特性インピー
ダンス、μ2、ε2は各々誘電体Ｂの透磁率、誘電率であ
る。
ダンス、μ2、ε2は各々誘電体Ｂの透磁率、誘電率であ
る。
【００１９】図３においては、同軸構造の半径比を次式
で表されるａ1／ｂ1からａ2／ｂ2にテーパ状に徐々に変
化させる。
で表されるａ1／ｂ1からａ2／ｂ2にテーパ状に徐々に変
化させる。
【００２０】
【数７】
【００２１】
【数８】
【００２２】但し、Ｚは同軸形伝送線路の特性インピー
ダンス、μ2、ε2は各々誘電体Ｂの透磁率、誘電率であ
る。
ダンス、μ2、ε2は各々誘電体Ｂの透磁率、誘電率であ
る。
【００２３】次に、平衡型素子が共振（リアクタンスが
零）状態にある場合の本発明の動作を説明する。設計角
周波数をω0、平衡型素子のインピーダンスをＲ（抵抗
成分のみを有し、リアクタンスＸ＝０）とすると、長さ
Ｌは次式で表される値に設定する。
零）状態にある場合の本発明の動作を説明する。設計角
周波数をω0、平衡型素子のインピーダンスをＲ（抵抗
成分のみを有し、リアクタンスＸ＝０）とすると、長さ
Ｌは次式で表される値に設定する。
【００２４】
【数９】
【００２５】但し、μ1、ε1は各々誘電体Ａの透磁率、
誘電率である。抵抗Ｒの整合を取るため、図１、図２、
図３において、長さｌ、半径比ａ／ｂ等は（２）〜
（８）式においてＸ＝０とした値に設定する。
誘電率である。抵抗Ｒの整合を取るため、図１、図２、
図３において、長さｌ、半径比ａ／ｂ等は（２）〜
（８）式においてＸ＝０とした値に設定する。
【００２６】平行線路構造は平衡型素子が共振状態にあ
る場合には、共振周波数近辺においてインピーダンス補
償スタブとしても作用するため、以下その動作を説明す
る。長さＬの平行線路構造は、損失を無視すれば、次式
で表されるアドミタンスを有し、これが平衡型素子に並
列に接続されたことになる。
る場合には、共振周波数近辺においてインピーダンス補
償スタブとしても作用するため、以下その動作を説明す
る。長さＬの平行線路構造は、損失を無視すれば、次式
で表されるアドミタンスを有し、これが平衡型素子に並
列に接続されたことになる。
【００２７】
【数１０】
【００２８】但し、Ｗは平行線路構造の特性インピーダ
ンス、μ1、ε1は各々誘電体Ａの透磁率、誘電率、ωは
角周波数である。従って、共振状態で使用する、半波長
ダイポールアンテナ、全周１波長のループアンテナ、ノ
ーマルモードヘリカルアンテナ、ＲＬＣ直列共振回路等
のように周波数を高くしていったとき、共振点でサセプ
タンスが正から負に変化する素子では、Ｗを適当に選ぶ
ことによって、ある周波数範囲内で素子のサセプタンス
がほぼ打ち消され、インピーダンス整合の帯域を広げる
ことができる。
ンス、μ1、ε1は各々誘電体Ａの透磁率、誘電率、ωは
角周波数である。従って、共振状態で使用する、半波長
ダイポールアンテナ、全周１波長のループアンテナ、ノ
ーマルモードヘリカルアンテナ、ＲＬＣ直列共振回路等
のように周波数を高くしていったとき、共振点でサセプ
タンスが正から負に変化する素子では、Ｗを適当に選ぶ
ことによって、ある周波数範囲内で素子のサセプタンス
がほぼ打ち消され、インピーダンス整合の帯域を広げる
ことができる。
【００２９】図４は、全長１５０ｍｍの半波長ダイポー
ルアンテナとインピーダンスＺ＝５０Ωの伝送線路の間
に、２種のインピーダンス整合回路を用いた場合の、入
力反射係数の周波数特性を示したグラフである。曲線１
は、伝送線路に平行線路を用い、従来の平行線路形４分
の１波長整合回路を用いた場合である。曲線２は、伝送
線路に同軸線路を用い、図１の整合回路を用いた場合で
ある。但し、整合回路の寸法は、ａ＝１．７ｍｍ、ｂ＝
０．５ｍｍ、ｄ＝ｓ＝４．０ｍｍ、Ｌ＝ｌ＝１１０ｍ
ｍ、μ1＝μ2＝μ0、ε1＝ε2＝２ε0（μ0、ε0は各々
真空の透磁率、誘電率）とした。本発明により、反射係
数が−１０ｄＢ以下となる帯域が約３７％増加し、イン
ピーダンス整合が取れる周波数帯域が広くなったことが
わかる。
ルアンテナとインピーダンスＺ＝５０Ωの伝送線路の間
に、２種のインピーダンス整合回路を用いた場合の、入
力反射係数の周波数特性を示したグラフである。曲線１
は、伝送線路に平行線路を用い、従来の平行線路形４分
の１波長整合回路を用いた場合である。曲線２は、伝送
線路に同軸線路を用い、図１の整合回路を用いた場合で
ある。但し、整合回路の寸法は、ａ＝１．７ｍｍ、ｂ＝
０．５ｍｍ、ｄ＝ｓ＝４．０ｍｍ、Ｌ＝ｌ＝１１０ｍ
ｍ、μ1＝μ2＝μ0、ε1＝ε2＝２ε0（μ0、ε0は各々
真空の透磁率、誘電率）とした。本発明により、反射係
数が−１０ｄＢ以下となる帯域が約３７％増加し、イン
ピーダンス整合が取れる周波数帯域が広くなったことが
わかる。
【００３０】
【発明の効果】以上述べたように、本発明に依れば、同
軸形伝送線路と任意のインピーダンスを有する平衡型素
子とを、低損失かつ低歪で接続するための、インピーダ
ンス整合および伝送姿態変換が広い周波数帯域幅で可能
な、小形なインピーダンス整合回路を実現できる。
軸形伝送線路と任意のインピーダンスを有する平衡型素
子とを、低損失かつ低歪で接続するための、インピーダ
ンス整合および伝送姿態変換が広い周波数帯域幅で可能
な、小形なインピーダンス整合回路を実現できる。
【図１】図１は本発明の実施例で、角形の平行線路構造
を用い、同軸構造の内部において、中心導体と外導体の
間隔を１段の階段状に変化させた実施例。
を用い、同軸構造の内部において、中心導体と外導体の
間隔を１段の階段状に変化させた実施例。
【図２】図２は他の実施例で、角形の平行線路構造を用
い、同軸構造の内部において、中心導体と外導体の間隔
を多段の階段状に変化させた実施例。
い、同軸構造の内部において、中心導体と外導体の間隔
を多段の階段状に変化させた実施例。
【図３】図３は別の他の実施例で、、角形の平行線路構
造を用い、同軸構造の内部において、中心導体と外導体
の間隔をテーパ状に変化させた実施例。
造を用い、同軸構造の内部において、中心導体と外導体
の間隔をテーパ状に変化させた実施例。
【図４】図４は、本発明と従来技術の特性比較である。
曲線１は従来の整合回路を用いた場合、曲線２は図１の
整合回路を用いた場合。
曲線１は従来の整合回路を用いた場合、曲線２は図１の
整合回路を用いた場合。
１ 同軸形伝送線路、 ２ 平衡型素子、 ３ 中心導体と外導体の間隔が１段の階段状または多
段の階段状またはテーパ状に変化している同軸構造、 ４ 分岐導体、 ５ 短絡または開放部、 ６ 中心導体と分岐導体の接続部、 ７ 誘電体Ａ、 ８ 誘電体Ｂ、 ３１、３２、３３ 中心導体と外導体の間隔が階段状
に変化している位置。
段の階段状またはテーパ状に変化している同軸構造、 ４ 分岐導体、 ５ 短絡または開放部、 ６ 中心導体と分岐導体の接続部、 ７ 誘電体Ａ、 ８ 誘電体Ｂ、 ３１、３２、３３ 中心導体と外導体の間隔が階段状
に変化している位置。
Claims (2)
- 【請求項１】任意のインピーダンスを有する平衡型素子
を負荷とし、同軸型伝送線路に対して該負荷をインピー
ダンス整合させるインピーダンス整合回路において、 該同軸型伝送線路に接続される入力端を有する同軸構造
と、該同軸構造の外導体とともに分岐導体を平行対導体
として平行線路を形成し、その負荷側端を負荷端子とす
る平行線路構造とを備え、かつ、 該同軸構造の中心導体の負荷側端部を上記分岐導体の負
荷側端部に接続し、 該分岐導体の入力側端部を上記同軸構造の外導体と短絡
または開放し、 さらに、該同軸構造の内部の外導体と中心導体との間隔
を、１段の階段状または多段の階段状またはテーパ状に
変化させる構造を備えることを特徴とするインピーダン
ス整合回路。 - 【請求項２】請求項１記載のインピーダンス整合回路に
おいて、同軸構造の内部の外導体と中心導体との間隔
を、１段の階段状または多段の階段状またはテーパ状に
変化させる構造は、設計周波数において、負荷端から入
力端側を見たアドミッタンスが負荷コンダクタンスと等
しくなるように決められるものであることを特徴とする
インピーダンス整合回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20166891A JPH0548308A (ja) | 1991-08-12 | 1991-08-12 | インピーダンス整合回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20166891A JPH0548308A (ja) | 1991-08-12 | 1991-08-12 | インピーダンス整合回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548308A true JPH0548308A (ja) | 1993-02-26 |
Family
ID=16444921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20166891A Pending JPH0548308A (ja) | 1991-08-12 | 1991-08-12 | インピーダンス整合回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0548308A (ja) |
-
1991
- 1991-08-12 JP JP20166891A patent/JPH0548308A/ja active Pending
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