JPH0484501A - 分波器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、無線機等に搭載され、異なった周波数の信号
を周波数に応じて分離又は合成するための分波器に関す
るものである。

（従来の技術） 従来、このような分野の技術としては、例えば、特開昭
６２−１３６１０４号、特開昭６２−１３６１０５号に
記載されるものがあった。

以下、その構成を図を用いて説明する。

第３図はかかる従来の分波器の構成図であり、第３図（
ａ）はその分波器の斜視図、第３図（ｂ）はその裏面斜
視図である。

この分波器はアルミナ、ガラスエポキシ等の絶縁性基板
１を備え、その基板１の上面及び下面には厚膜印刷やメ
ツキ処理等によって複数個の入出力端子部３とアースパ
ターン２とが形成されている。基板Ｉの上下面に設けら
れた複数個の入出力端子部３は、上下面接続用のスルー
ホールによって相互に接続されている。基板１の上面に
は、中心周波数の異なる２個の送信誘電体フィルタ（以
下、送信用フィルタという）６、受信誘電体フィルタ（
以下、受信用フィルタという）７が直接搭載されている
。

なお、これらのフィルタ６．７は、例えば、本願出願人
が先に出願した特願昭５９−２０１４５５号に記載され
ているように、均質で単体の誘電体からなるブロック状
のフィルタ本体４．５と、このフィルタ本体４，５内に
所定間隔で埋設された円柱状の中心導体からなる複数個
の誘電体共振器８，１２と、この各誘電体共振器８，１
２の中心導体に接続され、フィルタ本体４．５の一側面
に形成された複数個の周波数調整パターン９，１３を備
え、各両側端には入出力端子部３、スルーホールに接続
するための入出力電極１０，１１，１４．１５が備えら
れている。また、各誘電体共振器の共振周波数は各誘電
体共振器の高さ及び周波数調整パターンにより決定され
、この調整は機械的な工法、或いは光学的工法等により
行われる。

基板１の下面には、ストリップ線路等の分布定数線路か
らなる一対の分波回路１６．１７と、この分波回路１．
６．１７に接続されたスプリアス除去用低域通過フィル
タ１日とが、厚膜印刷やメツキ処理等で形成されている
。各分波回路１６．１７は入出力端子部３、入出力電極
１０，１１．１４１５を介して上面の各フィルタ６．７
にそれぞれ接続されている。

ここで直列接続された一方の分波回路１６及び受信用フ
ィルタ７と、直列接続された他方の分波回路１７及び送
信用フィルタ６とは相互に影響がないようにするために
、一方の分波回路１６及び受信用フィルタフの通過域中
心周波数において、他方の分波回路１７及び受信用フィ
ルタ６の入力インピーダンスが充分高くならなければな
らない。

そのために、各分波回路１６．１７の線路長は次のよう
にして決定される。

分波回路１７と送信用フィルタ６の縦続接続の場合を考
える。この場合のＳ行列のＳ　Ｉ＋は次式で与えられる
。

Ｓ　１＋　（１）　−Ｃｒｃｏｓθ−ｃｏｓθ＋ｚｓｉ
ｎθ＋ｊ（ｓｉｎθ＋　ｚｃｏｓθ−ｒｓｉｎθ））　
／　［ｒｃｏｓθ＋ｃｏｓθｚｓ　ｉｎθ＋ｊ（ｓｉｎ
θ十ｚｃｏｓθ＋ｒｓｉｎθ）〕・・・（１） ここで、θ−β１．β−２π／λ、！−分波回路１７の
線路長、送信用フィルタの入力インピーダンス−ｒ＋ｊ
ｚである。

直列接続された分波回路１７と送信用フィルタ６の入力
インピーダンスが受信用フィルタ７の通過域において、
充分高くなるためには、前記した式（１）のＳ、＋（１
）が最小になればよい。即ち、ｃｏｓθ＝ｚｓｉｎθ・
・・（２） になるようにθを選べばよいことがわかる。この場合、
前記式（１）は次のようになる。

５ｚ（１）−（ｒｃｏｓθ＋ｊ（ｓｉｎθ＋ｚ２ｓｉｎ
θｒｓｔｎθ）　）　／　（ｒｃｏｓθ十ｊ（ｓｉｎθ
＋　ｚ２ｓｉｎθ＋ｒｓｉｎθ）〕　　　　　　・・・
（３）ここで、上式を入力インピーダンス（Ｚｉｎ）で
表現すると次のようになる。

Ｚｆｎ　＝　Ｃ（１＋２２）／ｒ）　　　ｊ　ｚ　　　
＝４４）即ち、直列接続された分波回路１７と送信用フ
ィルタ６の入力インピーダンスは直列接続された分波回
路１６と受信用フィルタ７の通過帯域において充分入力
インピーダンスが高くなければならない。

従って、直列接続された分波回路１７と送信用フィルタ
６は減衰域となる。この場合、前記式（４）においで、
ｒ＜１となると考えてよい。よって前記式（４）はＺｉ
ｎ：＞１となり、お互いに影響はなくなる。また、Ｚｉ
ｎの位相角は前記式（４）において、実数部が充分大き
くなるため零とならなければならないことがわかる。

しかしながら、前記分波器の構成においては、分波器を
構成するための分布定数線路の線路長が近似的にλ／４
と長くなり、分波器の小形化、低コスト化の大きな障害
となっていた。

例えば、厚さ１ｍｍのガラスエポキシ基板（誘電率４．
８）に導体を幅１．８ｍｍにして入力インピーダンスが
５０Ωになるように形成した場合に、その線路長と位相
量の関係を示すと、第４図のようになる。この図から明
らかなように、位相角を０゜とするには、受信側の線路
長は６０ｍｍ、送信側の線路長は８４闘必要になり、小
型化、低コスト化が困難である。

上記問題点を解決する分波器としては、特開昭６４−６
０００４に開示されたものがある。以下、そこに開示さ
れている実施例について図面を参照しながら説明する。

第５図は上記実施例を示す分波器の構成図であり、第５
図（ａ）はその分波器の斜視図、第５図（ｂ）はその分
波器の裏面斜視図である。

この図において、２０は基板（例えば、ガラスエポキシ
樹脂）、２１ばアースパターン、２２はアンテナ端子、
２３．２５はＲｘ（受信用フィルタ）の端子、２４．２
６はＴｘ（送信用フィルタ）の端子、２７は送信用フィ
ルタ本体、２８は受信用フィルタ本体、２９は送信用フ
ィルタ、３０は受信用フィルタ、３１は受信用フィルタ
の誘電体共振器、３２は受信用フィルタの周波数調整パ
ターン、３３は受信用フィルタの結合量調整パターン、
３４．３５は受信用フィルタの入出力端子、３６は送信
用フィルタの誘電体共振器、３７は送信用フィルタの周
波数調整パターン、３８は送信用フィルタの結合量調整
パターン、３９．４’Ｏは送信用フィルタの入出力端子
である。

更に、基板２０の裏面には微細な線路からなるインダク
タを形成する。つまり、４１．４２．４３は分波回路の
分布定数線路に代わるインダクタＬＡｉ４１、ＬＲＥ４
２、ＬＲＴ４３であり、４４は基板の露出部分である。

この図に示される分波器は、例えば、米国ＡＭＰＳ方式
自動車電話機用分波器で中心周波数（ｆｏ）が８３５　
（ＭＨｚ）　、通過帯域叶が８２５〜８４５　（Ｍｌｌ
ｚ）の送信用フィルタＮ、２９、ｆｏ−８８０（ＭＨｚ
）　。

ＢＷ−８７０〜８９０（ＭＨｚ）の受信用フィルタＮ２
３０と分波回路で構成されている。

第６図は上記した分波器のブロック図である。

ここで、搭載された送信用フィルタＮ１２９、受信用フ
ィルタＮ２３０は、前記したように、均質で単体の誘電
体からなり、この誘電体内に所定間隔で埋設された円柱
状の中心導体からなる複数個の誘電体共振器３１，３６
、この各誘電体共振器の中心導体に接続され、フィルタ
本体２７．２８の一側面に形成された複数個の周波数調
整パターン３２．３７と、この周波数調整パターン３２
３７の間に結合量調整パターン３３．３８とを備え、各
両側端に位置する誘電体共振器３１．３６が入出力端子
パターン３４，３５，３９．４０を持ち、入出力端子２
３，２４，２５．２６と接続されている。

第７図は送信用フィルタＮ、の入力インピーダンス特性
（絶対値）図で、横軸に周波数（ＭＨｚ）、縦軸に入力
インピーダンス（Ω）の絶対値が示されており、入出力
端容量２．３ｐＦと２．５ｐＦの場合がプロットされて
いる。

この図から明らかなように、その受信用フィルタＮ、の
通過帯域（ＢＷ）である８　２５〜８４５　（ＭＨｚ）
においては入力インピーダンスは５０Ωに近似している
。また、その通過帯域を超えると急激に入力インピーダ
ンス増加している。

第８図は送信用フィルタＮ１の入力インピーダンス特性
（位相角）図で、横軸に周波数（Ｍ　Ｈｚ　）、縦軸に
位相角θ（ω）°が示されており、入出力端容量２．３
ｐＦと２．５ｐＦの場合がプロットされている。

この図から明らかなように、その受信用フィルタＮ、の
通過帯域（ＢＷ）である８　２５〜８４５　（ＭＨｚ）
のにおいては位相角が０に近似している。

第９図は受信用フィルタＮ２の入力インピーダンス特性
（絶対値）図で、横軸に周波数（ＭＨｚ）、縦軸に入力
インピーダンス（Ω）の絶対値を示し、入出力端容量１
．８　ｐＦ、２．０ｐＦ及び２．２ｐＦの場合がプロッ
トされている。

この図から明らかなような、一般的にその受信用フィル
タＮ２の通過帯域（ＢＷ）である８７０〜８９０（ＭＨ
ｚ）においては入力インピーダンスは５０Ωに近似して
いる。

第１０図は受信用フィルタＮ２の入力インピーダンス特
性（位相角）図、横軸に周波数（ＭＨｚ）、縦軸に位相
角θ（ω）°が示されており、入出力端容量］、　８　
［］Ｆ、２．０ｐＦ及び２．２ｐＦの場合がプロットさ
れている。

この図から明らかなように、一般的にその受信用フィル
タＮ２の通過帯域（ＢＷ）である８７０〜８９０　（Ｍ
ｌｌｚ）においては位相角は０は近似している。

ところで、本実施例は第５図（ｂ）及び第６図に示され
たように、分布定数線路の代わりにインダクタＬＡＲ４
１、Ｉ−ＦＩＥ４２、Ｌ□ｒ４３を設けるようにしてい
る。

以下、このインダクタの動作を基にして、本実施例の原
理を説明する。

まず、インダクタＬ　Ａｌ１４１、Ｌ　ＲＥ４２、ＬＲ
ア４３がない場合を考える。説明の都合上、送信用フィ
ルタＮＩ、受信用フィルタＮ２の各通過帯域の中心周波
数ｆ。＝８３５（ＭＨｚ）、　　ｆ　ｏ　＝８８０（Ｍ
Ｈｚ）についてのみ述べる。

Ｂ＋　　（ｆｏ＝８３５（ＭＨｚ））　、　　Ｂ２　　
（ｆｏ　＝　８８０（ＭＨｚ）　〕については第７７乃
至第１０図から次のように考えられる。

Ｂ　　：　ｒ＋　　＝５０．ＯＸＩ　　＝。

ｒＺ　＝ｏ　　　　　　　Ｘｚ　−−ｊ３０Ｂｚ　　：
　ｒｌ　−ｏ　　　　　　　ＸＩ　−−ｊ　　１Ｂ６．
Ｏｒｚ　＝＝５ｏ、ｏ　　　　Ｘｚ　＝。

この送受信用フィルタにより、分波器を構成すると、Ｂ
＋　　Ｃｆ　ｏ　＝８３５（ＭＨｚ））　、　　Ｂｚ　
　Ｃｆ　ｏ　−８８０（ＭＨｚ）　）においては、ＡＮ
Ｔ端２２から見た入力インピーダンスＺ、。及び不整合
減衰量ＲＬは次のように送信用フィルタＮＩ、受信用フ
ィルタＮ２の単体の場合に比較して劣化する。

Ｂ、　　：　Ｚｌｆｉ−１３，２５４−ｊ２２．０６８
ＲＬ＝３．８８ｄＢ Ｂ　ｚ　　：　Ｚ　１−＝４６．６２　　ａ　１．２．
５４１ＲＬ＝１７．５” 上式より、Ｂ１帯域におけるＸ２が小さいことが問題で
あることがわかる。このＸ２が小さいという条件の下で
、Ｂ、帯域の入力インピーダンスＺ０．．を基準インピ
ーダンス（Ｒ，＝５０Ω）が近づけるため、送信用フィ
ルタＮ１に直列にり、ｌ□−５（ｎｌ＋）を入れる。こ
の時の入力インピーダンスＺ　ｉｎ及び不整合減衰量Ｒ
Ｌは次のようになる。

Ｂ、　　：　Ｌ、＝１７．９−　ｊ２８．６６４４ＲＬ
＝４．６７ｄＢ Ｂ２：　Ｚ、ｆｉ＝４５．４５４５−ｊ　１４．３４１
ＲＬ＝１６．１５ｄＢ 次に、Ｉ、ＲＥについて説明する。

このＩ−ＲＥをＬ　ＲＥ−２０ｎＨとすると、このＩＪ
ＲＥの付加後のＢ、、Ｂ２におけるＺ、Ｉ、、ＲＬは、
次のようになる。

Ｂ、　　：　Ｚｉ、−３２，２６３３−３３１，８７４
ＲＬ＝７．６７ｄＢ Ｂ２：　Ｚ、ｆｉ−４９，１４−３６，７１２５ＲＬ＝
２３．３４ｄＢ このＴｒＲＥはＢ＋、Ｂｚ帯域において、Ｚ！□の虚数
部を実数部と比較して相対的に小さくするという動作を
することがわかる。

次に、ＩＪＡＲについて説明する。

このＩｉＡ＊をＬＡＲ＝４ｎＨとすると、Ｂ、、Ｂ２に
おけるＬＲＥ、ＲＬは次のようになる。

Ｂ、　　：　Ｚ、、、＝３２．２６３３−ｊ　１０．８
８８ＲＬ−１２，０１ｄｌｌ Ｂｚ：Ｚｔ□−４９，１４＋ｊ２８．８３４Ｒ，Ｌ＝　
１１．．０８ｄＢ 即ち、このＬＡＲは、ＢＩ、Ｂ２帯域において、Ｚ　ｉ
　ｎの虚数部を平均的に小さくすることがわかる。

従って、このＬＲＴ　＋　　Ｌ　ＲＥ　＋　　Ｌ　Ａ　
Ｒにより、自動車電話機装置用として必要なＲＬ＞１０
″″を満足する分波器が得られる。このＬＲＴＩ　　Ｌ
ＩＩＥＩ　　Ｉ、ＡＲは一例により説明したが、ＮＩ、
ＮｚのＺ　ｉ　ｎの傾向が変わらない限り、類似の動作
を行うことができる。

なお、実際にＬＩＩＴ＋　　ＬＲＥ＋　　ＬＡＲをガラ
スエポキシ基板（誘電率４．８、厚さ１．６ｍｍ）に形
成する場合において、ｆ　ｏ　＝８５０（ＭＨｚ）の場
合、そのインダクタンスは線路長を！とした場合、次式
で示される。

（１）Ｗ（幅）　０．３　ｍｍの場合、Ｌ（ｎｔ＋）＝
１．３８９　Ｊ２　（ｍｍ）　−５，３４４３従うて、
例えば、上記した ＬＲｒ＝５ｎＨの場合、ｎ−７，４５飾Ｌ＊ｔ＝２０ｎ
Ｈの場合、４２　＝１８．２５　ｍｍＬａ１−４ｎＨの
場合、ｐ−６，７３ｍｍとなる。

（２）Ｗ（幅）０．５価の場合、 Ｌ（ｎＨ）−１，０９２１（ｍｍ）　−２，４７２６（
３）Ｗ（幅）　０．７　ｍｍの場合、Ｌ（ｎＨ）−１，
０１，３５ｊ２　（ｍｍ）　−２，１７５３また、アル
ミナ基板（誘電率９．３）に形成すると、線路長！を更
に短くすることができる。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、以上述べたいずれの分波器も次の様な問
題点がある。

（１）第３回に示す分波器では、その分波回路をλ／４
線路を基本として構成しているため、分波回路の線路が
比較的長くなり、占有面積が大きくなり、従って分波器
の小形化、低コスト化が困難である。

（２）第５図に示す分波器では、分波回路をストリ・ン
プラインによるインダクタを基本として構成することに
よりストリップラインの全線路長の短縮化を図っている
が、一定の限度があるため分波回路はある面積を占有す
ることとなり、分波器の小形化、低コスト化の障害にな
っている。

本発明は、分波回路が基板上である面積を占有するため
装置の小形化、低コスト化上の障害となっているという
上記問題点を解決するためになされたものであって、分
波回路として基板上の部品を接続するための線路を用い
ることにより、分波回路として特別に基板上に面積を占
有しないようにした分波器を提供することを目的とする
。

（課題を解決するための手段） 本発明は上記目的を達成するため、入出力端と、送信用
誘電体フィルタおよび受信用誘電体フィルタとを分波回
路を介して結合した分波器において、前記分波回路は、
前記入出力端と前記受信用誘電体フィルタの入力端間の
第１の線路と、前記入出力端と、前記送信用誘電体フィ
ルタの出力端間の第２の線路と、前記入出力端と接地間
の第３の線路とから構成され、前記第１の線路と第２の
線路とは部品間接続用線路を用いたものである。

（作用） 本発明によれば、分波回路の一部を構成する前記第１．
第２の線路は、入出力端と送信用誘電体フィルタ、受信
用誘電体フィルタとを接続するための部品間接続用線路
を用いているので、分波回路として特別に基板上に面積
を占有することはなく、従って、分波器の小形化、低コ
スト化を図ることができる。

（実施例） 第１図は本発明の実施例を示すブロック図である。同図
において、５１は外部回路が接続されるＡＮＴ端（入力
出端）、５６は送信用フィルタ、５７は受信用フィルタ
、５２は受信用フィルタ５７の入力端、５３は送信用フ
ィルタ５６の入力端（信号が出力される端子であるが、
便宜上、以下入力端と称する）である。そして、ＡＮＴ
端５端出１力端５２の間は線路長ｐ、□の線路６０で接
続され、入力端５２と入力端５３の間は線路長ρ２３の
線路６１で接続され、さらに、入力端５２とアースの間
は線路長ｆｆ１２０の線路６２で接続されている。これ
ら線路長Ａｄｚ、　　ｌ！ｚ＊、　　Ｉ！ｚｏＯ）線路
６０゜６１．６２はいずれも取扱いの容易さ等の観点か
ら特性インピーダンスＺ。が５０Ωのストリップライン
が用いられることが多い。

従って、第１図に示す回路構成は、特別の分波回路を設
けることなく、部品間の線路自体に分配回路の動作を持
たせたものである。

以下、本実施例を第１図に従って説明する。

まず、説明を簡単にするため、Ｉ！、１□−■の場合を
考える。入力端５２からフィルタ側を見た入力アドミッ
タンスＹ８．．は式（５）で表現される。

Ｙｉｎ＝Ｙｔ　＋ＹＲＦ　＋　Ｙ２Ｏ・・・（５）ここ
で、ＹＴ線路長Ｉ！、２３の線路６１のインピーダンス
と送信用フィルタ５６の入力インピーダンスの合成アド
ミッタンスで一般に式（６）で与えられる。

θ２３：位相定数でβ！２３に等しい ＹＲＦは受信用フィルタ５７に入力アドミッタンスであ
る。

Ｙ２８は線路長ｊ２ｚｏの線路６２の入力アドミッタン
スで式（７）で与えられる。

従って、送信用フィルタ５６の通過帯域（例えば、米国
の自動車電話におけるＡＭＰＳ方式の場合、８２４．０
ＭＨｚ〜８４９．０ＭＨｚ）においては、ＹＲＦ＝ｙｚ
ｏ　　　　　　　・・・（８）が、また、受信用フィル
タ５７の通過帯域（例えば、ＡＭＰＳ方式の場合、８６
９．０ＭＨｚ〜８９４．０ＭＨｚ）においては、 ｙＴ　’、Ｙ２．　　　　　　　　　・　（９）が近似
的に成立するように線路長ｆｆ１Ｚｏを決定すればよい
。

しかし、一般に、式（８）と式（９）を同時に満足させ
ることは不可能である。すなわち、ＡＭＰＳ方式の送信
用誘電体フィルタの受信帯域（８６９，０ＭＨｚ〜８９
４　、０ＭＨｚ　）における人力アドミッタンスは一般
に第７図より、 となる。また、ＡＭＰＳ方式の受信用誘電体フィルタの
送信帯域（８２４，０ＭＨｚ〜８４９．０ＭＨｚ）にお
ける入力アドミッタンスは一般に第９図より、となり、
弐（８）と式（９）が同時に満足することばできないこ
とがわかる。通常は、送信用誘電体フィルタと受信用誘
電体フィルタとを並列接続すると、弐（１１）で示され
る受信用誘電体フィルタの送信帯域におけるインピーダ
ンスにより、送信用誘電体フィルタの送信帯域における
インピーダンスが大きく劣化する。そこで、式（８）と
弐（１１）より最適の線路長４２２０が決められている
。

以上のようにして、第１図において、Ｌ２−■の場合、
線路長ｆｆ２０の線路６２を設けることにより、送信用
フィルタ５６と受信用フィルタ５７を並列接続し、分波
器を構成できることがわかる。

次に、線路長Ｉ！、１□、β２３の線路６０．６１の動
作について説明する。一般に、線路長！のストリップラ
インを抵抗Ｒ８で終端した場合、そのＦマトリックスＦ
は弐〇２）で与えられる。

この場合の入力インピーダンスＺ１．．は、となり、θ
−βｌで与えられるから、線路長ｌが変わることにより
、入力インピーダンスＺ、ｆｉが変わることがわかる。

すなわち、線路長Ｉ！、１□、！２３の線路６０．６１
は近似的にはインピーダンスレヘルを基準値から上下す
るだけである。

線路長１１２の線路６０を分波回路の一部として用いる
ためには、第１図に示す入力端５２から送信用フィルタ
５６および受信用フィルタ５７を見たインピーダンスの
基準値を補正しておけばよいことがわかる。

また、線路長！２３の線路６１は上述の線路長１　＋ｚ
の線路６０の場合と同様に、送信用フィルタ５６の入力
インピーダンスの基準値を変える動作を示すため、線路
長４２２３の線路６１が存在する場合は送信用フィルタ
５６の入力インピーダンスをあらかじめ補正しておけば
よいことになる。

このように、線路長Ｌ２＋　　ｆ２３の線路６０　、６
１も分波回路の一部として考慮し、この線路長ｊ２＋ｚ
ｆｆｉ２３の線路６０．６１も含めて送信用フィルタお
よび受信用フィルタを調整することにより、線路長１１
゜、１２３による特性劣化を減少することができ、しか
も分波回路としての占有面積を少くすることが可能であ
ることがわかる。

第２図は本実施例の実装例を示す平面図である。

第２図において、５１は外部回路が接続されるＡＮＴ端
、５６は送信用フィルタ、５７は受信用フィルタ、５８
は切替スイッチ、５２．５５は受信用フィルタ５７の入
力端、出力端、５３．５４は送信用フィルタ５６の入力
端、出力端であり、例えばガラスエポキシ樹脂等の基板
５９にそれぞれ設けられ、あるいは搭載されている。そ
して、Ａ、　Ｎ　Ｔ端５１から切替スイッチ５８を介し
て入力端５２に至るまでの線路長！１゜の線路６０、入
力端５２から入力端５３に至るまでの線路長ｊ２２３の
線路６１および入力端５２からアースに至るまでの線路
長Ｉ！、２０の線路６２はそれぞれ第１図に示す１１□
、１２３およびｅｚｏに対応するものであって、いずれ
も仲層で形成され、分波回路として特別に占有面積を設
けていないことがわかる。

（発明の効果） 以上、詳細に説明したように本発明によれば、送信用フ
ィルタ、受信用フィルタを用いて分波器を実現するに際
し、送信用フィルタ、受信用フィルタを外部回路と接続
するための配線長を分波回路の一部として用いているの
で、分波回路として特別に基板上に面積を占有すること
はない。従って小形化、低コスト化された分波器を実現
することができ、無線装置の小形化、低コスト化に大い
に役立つものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は本
実施例の実装例を示す平面図、第３図は従来の分波器の
一構成図、第４図は線路長と位相角の関係を示す図、第
５図は従来の分波器の一構成図、第６図は第５図の分波
器のブロック図、第７図は送信用フィルタＮＩの入力イ
ンピーダンス特性（絶対値）を示す図、第８図は送信フ
ィルタＮ１の入力インピーダンス特性（位相角）を示す
図、第９図は受信用フィルタＮ２の入力インピーダンス
特性（絶対値）を示す図、第１０図は受信用フィルタＮ
２の入力インピーダンス特性（位相角）を示す図である
。 ５１・・・ＡＮＴ端、５２．５３・・・入力端、５４５
５・・・出力端、５６・・・送信用フィルタ、５７・・
・受信用フィルタ。 特許出願人　沖電気工業株式会社 本発日月の＊施仔１Ｊ 木寅　か！イるり　の寅　→尭　イ列 第２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　入出力端と、送信用誘電体フィルタおよび受信用誘電
   体フィルタとを分波回路を介して結合した分波器におい
   て、 前記分波回路を、前記入出力端と前記受信用誘電体フィ
   ルタの入力端間の第１の線路と、前記入出力端と前記送
   信用誘電体フィルタの出力端間の第２の線路と、 前記入出力端と接地間の第３の線路とから構成し、前記
   第１の線路と第２の線路とに部品間接続用線路を用いた
   ことを特徴とする分波器。