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JP7778721B2 - 電力変換器 - Google Patents

電力変換器

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Description

本発明は、電力変換の分野に関する。特に、本発明は、電気変換器、および電気変換器を動作させるための方法に関する。
電気車両のバッテリが充電されるとき、電気グリッドからのAC電圧は、電気変換器によって、DC電圧に変換され、DC電圧は、次いで、充電されているバッテリに提供される。例えば、電気変換器は、3相AC電圧を、車両の高電圧(例えば、800V)バッテリが接続され得るDCバスの端子間のDC電圧に変換し得る。電気自動車用のワイヤレス充電システム、または磁気共鳴イメージング(MRI)スキャナ用の勾配増幅器も、典型的には、電力を引き出すことができる高電圧DCバスを作成するために、このような3相AC-DC変換を必要とする。
通常、例えば、負荷が電気変換器のDC出力から電力を引き出すとき、3相グリッドの各相から電気変換器によって引き出される電流は、実質的に正弦波であり、かつその特定の相の正弦波電圧と実質的に同相である必要があり、結果として、実質的に1に等しい力率を生じる。したがって、3相AC-DC変換は、有利には、3相力率補正(PFC:Power Factor Correcting)電気的AC-DC変換器を必要とする。また、このようなPFC変換器には、典型的には、グリッド電流の低い歪み、例えば、低い全高調波歪(THD:Total Harmonic Distortion)が必要とされる。
典型的には、DCバス端子間の電圧が全波整流AC電圧よりも高い場合、700～800VのDC出力を有する昇圧型PFC段を備える昇圧型電気変換器が使用される。
昇圧型PFC変換器の出力は、典型的には、最終出力電圧および/またはバッテリ充電電流を生成する、直列接続されたガルバニック絶縁されたDC/DC変換器段に送達される。両方の変換器段の動作および制御は、しばしば分離され、2つの段が別々に試運転されることを可能にする。しかしながら、バッテリが大幅に消耗している場合であり得る、必要な出力電圧が低い場合、絶縁されたDC-DC変換器段は、高い電圧比を完全に吸収しなければならず、これは、変換器の構成要素に対してストレスを与え、変換器の構成要素の寸法を大きくすることを必要とし、耐用年数を短くし、コストを高くする。
WO2020/035527
本発明の目的は、上記のタイプの変換器システムを提供すること、特に、上記の欠点を克服することを可能にする3相昇圧型PFC AC-DC変換のための電気変換器を提供することである。
本発明の第1の態様によれば、したがって、添付の特許請求の範囲に記載されているように、電気変換器が提供される。
本発明による電気変換器は、3つの相電圧を有するAC信号をDC信号、好ましくはDC電圧に変換することを可能にする。電気変換器は、3つの相端子と、第1のDC端子および第2のDC端子と、第1の変換器段と、第2の変換器段と、電流注入回路と、制御ユニットとを備える。電気変換器は、グリッドの中性導体を接続するための中性端子をオプションで備える。第1の変換器段は、3つの相端子に動作可能に結合され、第1の中間ノードと第2の中間ノードとを備える。第1の変換器段は、3つの相端子におけるAC信号と、第1の中間ノードおよび第2の中間ノードにおける第1の信号との間で変換するように構成される。第1の信号は、(スイッチングされた)電圧または電流であり得る。第2の変換器段は、第1および第2のDC端子に動作可能に結合され、第3の中間ノードと第4の中間ノードとを備える。第2の変換器段は、少なくとも1つの第1のアクティブスイッチを備え、第3および第4の中間ノードにおける第2の信号、例えば、(スイッチングされた)電圧または電流と、第1および第2のDC端子におけるDC信号との間で変換するように動作可能である。
リンクが、第1の中間ノードを第3の中間ノードに接続し、第2の中間ノードを第4の中間ノードに接続する。リンクは、DCリンクであり得、キャパシタおよび/もしくはインダクタなどの電気エネルギー貯蔵要素を備えることができ、または代替的に、電気エネルギー貯蔵要素を含まなくてもよい。
電流注入回路は、3つの相電圧の最小の瞬時絶対電圧値を有する相端子と、第1および第2のDC端子との間、または第2のアクティブスイッチを介して、最小の瞬時絶対電圧値を有する相端子と、第1および第2の中間ノードとの間を接続するように動作可能である。
制御ユニット(またはコントローラ)は、少なくとも1つの第1のアクティブスイッチおよび第2のアクティブスイッチがパルス幅変調によって動作される第1の動作モードを実装される。第2の変換器段は、昇圧回路を備えるか、または昇圧回路によって構成され、電気変換器が、第1の動作モードにおいて、AC信号の相電圧の瞬時全波整流電圧よりも高い第1および第2のDC端子においてDC電圧を取得することを可能にする。これは、(制御ユニットを介した)パルス幅変調によって、(電流注入回路の)第1のアクティブスイッチおよび場合によっては第2のアクティブスイッチの動作によって取得され得る。
本発明によれば、制御ユニットは、第2の変換器段、例えば、昇圧回路が動作しておらず、特に、第3および第4の中間ノードが、それぞれ第1および第2のDC端子に継続的に接続されている間、第2のアクティブスイッチが(制御ユニットを介して)パルス幅変調で動作される第2の動作モードを実装される。そうすることによって、AC信号の相電圧の瞬時全波整流電圧に等しい第1および第2のDC端子におけるDC電圧が取得され得る。
本発明の1つの利点は、第2の動作モードが、負荷によって低電圧が必要とされるときに平均DCバス電圧を低下させることを可能にすることである。これは、DC端子に接続された任意の変換器段へのストレスを低減する。別の利点は、第2の動作モード中に電流注入回路を連続して動作させることによって、DC信号が脈動電圧(および電流)である間に、AC側において正弦波電流および力率1が取得され得ることである。これは、有利には定電力モードにおいて動作される(ガルバニック絶縁された)DC/DC変換器またはDC/AC変換器などの第3の変換器段が第1および第2のDC端子に接続されている場合、特に当てはまる。
電流注入回路は、様々な方法において実装され得る。1つの実装形態は、3つの相端子を第5の中間ノードに選択的に接続するように構成された第3のアクティブスイッチを備える相セレクタを含み、第2のアクティブスイッチは、第5の中間ノードを第1のDC端子および第2のDC端子に接続するように動作可能である。制御ユニットは、最小の瞬時絶対電圧値を有する相端子が第5の中間ノードに継続的に接続されるスイッチングパターンに従って、第3のアクティブスイッチのスイッチングを制御するように構成される。代替実装形態は、第1の変換器段のアクティブブリッジ変換器内に電流注入回路を統合する。アクティブブリッジ変換器のアクティブスイッチのアクティブ(パルス幅変調)制御によって、最小の瞬時絶対電圧値を有する相端子は、第1および第2の中間ノードに接続され得る。
本発明による電気変換器は、AC信号の相電圧ならびに/または第1および第2のDC端子における電圧ならびに/または第1および第2の中間ノードにおける電圧を測定するための、1つまたは複数の電圧測定センサを備えることができる。コントローラは、電圧測定センサに動作可能に結合され得、第1および第2のDC端子における設定または測定された電圧を表す第3の信号を受信するための第1の入力を備えることができる。コントローラは、AC信号の瞬時全波整流電圧値を表すしきい値を決定し、第3の信号としきい値との間の比較に基づいて、例えば、第3の信号の(電圧)値がしきい値以下である場合、動作を第2の動作モードに自動的に切り替えるように構成され得る。
本発明の第2の態様によれば、電源ユニットを備える、バッテリ充電システム、電気モータ駆動システム、または磁気共鳴撮像装置が提供され、電源ユニットは、第1の態様の電気変換器を備える。
第3の態様によれば、3相AC入力をDC出力に変換する方法について本明細書で説明される。この方法は、有利には、上記のようにこの電気変換器において実装される。
本発明の一態様は、低電圧(例えば、50Hz周波数における380～400Vrms)であり得る電気グリッドからの3相AC電圧を高いDC出力電圧(例えば、800V)に変換するために使用され得る電気変換器に関する。
本発明の態様について、ここで、添付図面を参照してより詳細に説明し、同じ参照番号は、同じ特徴を示す。
本発明の一実施形態による、一方向性である電気変換器を概略的に示す図である。 AC主電源電圧の360°期間中の電圧を有する図であり、本発明の一実施形態による電気変換器の全体的な動作原理を示す図である。 AC主電源電圧の360°期間中の電圧を有する図であり、本発明の一実施形態による電気変換器の全体的な動作原理を示す図である。 AC主電源電圧の360°期間中の電圧を有する図であり、本発明の一実施形態による電気変換器の全体的な動作原理を示す図である。 AC主電源電圧の360°期間中の電流を有する図であり、本発明の一実施形態による電気変換器の全体的な動作原理を示す図である。 AC主電源電圧の360°期間中の電流を有する図であり、本発明の一実施形態による電気変換器の全体的な動作原理を示す図である。 AC主電源電圧の360°期間中の相セレクタスイッチのスイッチング状態を有する図であり、本発明の一実施形態による電気変換器の全体的な動作原理を示す図である。 AC主電源電圧の360°期間中の昇圧回路(上位および下位)および昇降圧回路のスイッチのスイッチング状態を有する図であり、本発明の一実施形態による電気変換器の全体的な動作原理を示す図である。 本発明の一実施形態による中央制御ユニットおよび制御方法の有利な一実装形態のブロック図である。 電気変換器の昇圧ブリッジレッグ(上位および下位)ならびに昇降圧ブリッジレッグの5つの連続するスイッチングサイクル内の電圧、電流、およびスイッチング状態を有する図であり、本発明の一実施形態によるこれらのブリッジレッグのPWM変調を示す図である。 電気変換器の昇圧ブリッジレッグ(上位および下位)ならびに昇降圧ブリッジレッグの5つの連続するスイッチングサイクル内の電圧、電流、およびスイッチング状態を有する図であり、本発明の一実施形態によるこれらのブリッジレッグのPWM変調を示す図である。 電気変換器の昇圧ブリッジレッグ(上位および下位)ならびに昇降圧ブリッジレッグの5つの連続するスイッチングサイクル内の電圧、電流、およびスイッチング状態を有する図であり、本発明の一実施形態によるこれらのブリッジレッグのPWM変調を示す図である。 本発明の一実施形態による、双方向性である電気変換器を概略的に示す図である。 本発明の一実施形態による、一方向性であり、第1の変換器段の後ではなく前に配置された入力フィルタを有する電気変換器を概略的に示す図である。 本発明の電気変換器において使用され得る第1の変換器段の異なる一変形形態を示す図である。 本発明の電気変換器において使用され得る第1の変換器段の異なる一変形形態を示す図である。 本発明の電気変換器において使用され得る第1の変換器段の他の一変形形態を示す図である。 本発明の電気変換器において使用され得る第1の変換器段の他の一変形形態を示す図である。 一方向性であり、グリッド中性導体(第4相)に接続するための接続端子を備える、本発明の態様による電気変換器を表す図である。 3相主電源電圧va、vb、およびvcを表す図である。 出力端子P、Nにわたる出力電圧VDCおよび対応する出力電流iDCを、昇圧回路19、20が動作されるかどうかを制御するためのBoostOn信号とともに表す図である。 絶縁されたDC/DC変換器段が接続される、本発明による電気変換器のDC端子を表す図である。 本発明の別の実施形態による電気変換器のトポロジーを表す図である。 3相主電源電圧va、vb、およびvcを表す図である。 出力端子P、Nにわたる出力電圧VDC(VPNとも呼ばれる)および対応する出力電流IDCを、昇圧回路19、20が動作されるかどうかを制御するためのBoostOn信号とともに表す図である。 本開示の態様によるバッテリ充電システムを表す図である。
図1は、3相アクティブ相セレクタ11およびDC/DC段12の形態における2つの変換器段11、12を備える、ダッチ整流器(DUTCH RECTIFIER)と呼ばれる電気変換器100を示す。電気変換器100は、入力フィルタ13と、出力フィルタ15とをさらに備える。
電気変換器100は、3相ACグリッド21の3相電圧に接続された3つの相入力A、B、Cと、例えば、電気自動車の高電圧(例えば、800V)バッテリなどのDC負荷22に例えば接続され得る2つのDC出力P、Nとを有するAC-DC変換器である。
第1の変換器段11は、3つの相入力A、B、Cに接続された3つの相接続a、b、cと、3つの出力x、y、zとを備える。これらの出力は、上位中間電圧ノードx、下位中間電圧ノードy、および中位中間電圧ノードzと見なされ得る。
第1の変換器段11は、ハーフブリッジ構成の形態で接続された2つのパッシブ半導体デバイス(レッグ16のためのダイオードDaxおよびDya、レッグ17のためのDbxおよびDyb、レッグ18のためのDcxおよびDyc)を各々が備える3つのブリッジレッグ16、17、18から構成される3相ブリッジ整流器24と、2つの逆直列に接続されたアクティブにスイッチング可能な半導体デバイスを各々が備える3つのセレクタスイッチ(Saza、Sbzb、およびSczc)を備える相セレクタ25とを備える。各々のそのようなスイッチング可能な半導体デバイスは、有利には、逆並列ダイオードを有する。この例において、金属酸化物電界効果トランジスタ(MOSFET(Metal Oxide Field Effect Transistor))が、アクティブにスイッチング可能な半導体デバイスに使用され、各々が、外部逆並列ダイオードを置き換え得る内部逆並列ボディダイオードを含む。
DC/DC段12は、2つの積層された昇圧ブリッジレッグ19、20と、1つの昇降圧ブリッジレッグ14とを備える、またはこれらから構成される。各昇圧ブリッジレッグ(19、20)は、ハーフブリッジ構成で接続された、昇圧スイッチ(上位昇圧ブリッジレッグ19のためのSxm、および下位昇圧ブリッジレッグ20のためのSmy)と、昇圧ダイオード(上位昇圧ブリッジレッグ19のためのDxP、および下位昇圧ブリッジレッグ20のためのDNy)とを備える。昇降圧ブリッジレッグ14は、ハーフブリッジ構成で接続された2つの昇降圧スイッチ(SPzおよびSzN)を備える。上位昇圧ブリッジレッグ19の中位ノードrは、上位昇圧インダクタLxを介して中間電圧ノードxに接続され、下位昇圧ブリッジレッグ20の中位ノードsは、下位昇圧インダクタLyを介して中間電圧ノードyに接続され、昇降圧ブリッジレッグ14の中位ノードtは、中位昇降圧インダクタLzを介して中間電圧ノードzに接続される。
上位昇圧ブリッジレッグ19および下位昇圧ブリッジレッグ20の共通ノードmは、有利には、2つの積層された2レベル昇圧回路を形成するために、出力フィルタ15の中位電圧ノードqに接続される。出力フィルタ15は、上位出力ノードPと下位出力ノードNとの間に直列に接続された2つの出力フィルタキャパシタCPm、CmNと、キャパシタCPmとキャパシタCmNとの間の中間ノードを形成する中位電圧ノードqとを備える。
上位昇圧ブリッジレッグ19は、上位出力ノードPと共通ノードmとの間に(すなわち、上位出力フィルタキャパシタCPmと並列に)接続され、スイッチSxmが開いている(導通していない、オフ状態)ときにダイオードDxPを介して中間電圧ノードxから上位出力ノードPに電流が流れることができ、スイッチSxmが閉じている(導通している、オン状態)ときにスイッチSxmを介して中間電圧ノードxから共通ノードmに(またはその逆に)電流が流れることができるように配置される。昇圧ブリッジレッグ19の昇圧スイッチ(Sxm)は、アクティブにスイッチング可能な半導体デバイス、例えば、MOSFETである。
下位昇圧ブリッジレッグ20は、共通ノードmと下位出力ノードNとの間に(すなわち、下位出力フィルタキャパシタCmNと並列に)接続され、スイッチSmyが開いている(導通していない、オフ状態)ときにダイオードDNyを介して下位出力ノードNから中間電圧ノードyに電流が流れることができ、スイッチSmyが閉じている(導通している、オン状態)ときにスイッチSmyを介して共通ノードmから中間電圧ノードyに(またはその逆に)電流が流れることができるように配置される。昇圧ブリッジレッグ20の昇圧スイッチ(Smy)は、アクティブにスイッチング可能な半導体デバイス、例えば、MOSFETである。
昇降圧ブリッジレッグ14は、上位出力ノードPと下位出力ノードNとの間に(すなわち、DC負荷22と並列に)接続され、スイッチSzNが開いている(導通していない、オフ状態)間、スイッチSPzが閉じている(導通している、オン状態)ときに中間電圧ノードzから上位出力ノードPに(またはその逆に)電流が流れ、スイッチSPzが開いている(導通していない、オフ状態)間、スイッチSzNが閉じている(導通している、オン状態)ときに中間電圧ノードzから下位出力ノードNに(またはその逆に)電流が流れるように配置された電流注入回路として作用する。昇降圧ブリッジレッグ14の昇降圧スイッチ(SPz、SzN)は、相補的な方法で制御される(すなわち、他方が開いている間、一方が閉じている、またはその逆)、アクティブにスイッチング可能な半導体デバイス、例えば、MOSFETである。
有利には、入力フィルタ13の一部である3つの高周波(HF)フィルタキャパシタCx、Cy、Czは、スター接続の形態において中間電圧ノードx、y、zを相互接続している。一般に、ACグリッドに対称的に負荷をかけるために、3つのキャパシタCx、Cy、Czは、実質的に等しい値を有することが有利である。
本発明の一態様によれば、コントローラは、本明細書においてさらに説明するように、通常動作と呼ばれる第1の動作モードと、デモクラティック(democratic)動作と呼ばれる第2の動作モードとに従って動作するように構成される。
中央制御ユニット40は、有利には、電気変換器100のすべての制御可能な半導体デバイス(スイッチ)を制御し、通信インターフェース50を介して各スイッチに制御信号を送信する。特に、半導体デバイスSaza、Sbzb、Sczc、Sxm、Smy、SPz、SzNがコントローラ40によって制御される。さらに、制御ユニットは、
・42:ACグリッド相電圧va、vb、vc、
・43:インダクタ電流iLx、iLy、iLz、
・44:DCバス電圧VDC、
・45:DCバス中点電圧VmN=-VNm
の測定値を受信するための測定値入力ポート(42、43、44、45)と、要求されたDC出力電圧V* PNであり得る設定値を受信するための入力ポート41とを有する。コントローラの動作は、特に、通常の動作中にインダクタ電流iLx、iLy、iLzの区分的正弦波形状を達成することを可能にする。
図1に示す電気変換器100は、入力段11および出力電力段12がダイオードを含み、電力が電気ACグリッド21から引き出され、この電力を出力において負荷22に提供することのみを可能にするので、一方向性である。一方、図5は、本発明による双方向性の電気変換器200を示す。電気変換器200は、図1に示す変換器の入力段11のダイオード(Dax、Dbx、Dcx、Dya、Dyb、Dyc)および出力電力段12のダイオード(DxP、DNy)が、それぞれ、入力段11内の制御可能な半導体スイッチ(Sxa、Sxb、Sxc、Say、Sby、Scy)および出力電力段12内の(SyN、SPx)に置き換えられている点で変換器100とは異なる。
電気変換器200は、ブリッジ変換器24の上位ノードと上位中間ノードxとの間に接続されたスイッチングデバイス23を備えることができる。スイッチングデバイス23は、ブリッジ整流器24と上位中間ノードxとの間の電気接続を遮断することを可能にする。スイッチングデバイス23は、半導体スイッチ、例えば、MOSFETとして設けられるが、代替的には、リレースイッチなどの任意の適切なスイッチングデバイスであり得る。スイッチングデバイス23は、有利には、コントローラ40に動作可能に接続される。代替的には、またはそれに加えて、ブリッジ変換器24の下位ノードと下位中間ノードyとの間に、デバイス23と同じスイッチングデバイスが設けられ得る。
図6において、入力フィルタ13が第1の変換器段11の前(後ではなく)に配置されている点、すなわち、入力フィルタ13が相入力端子A、B、Cと第1の変換器段11との間に接続されている点で変換器100とは異なる電気変換器300が示されている。第1の変換器段11は、入力フィルタ13の対応するインダクタLa、Lb、Lcを介して、相入力端子A、B、Cを中間ノードx、y、zに接続する。キャパシタCa、Cb、Ccは、相入力端子とインダクタとの間に配置される。前述の例のように、キャパシタは、スター構成において接続され、有利には、スター点が出力フィルタ15の中点に接続される。代替的には、キャパシタCa、Cb、Ccは、3つの相入力線にわたってデルタ構成において配置され得る。図6の例において、スイッチノードr、s、およびtにおける電圧は、中間ノードx、y、zにおける電圧と同一であるので、3つの中間ノードx、y、zにおける電圧信号は、前の例(図1、図5)と比較して多少異なることに留意すると便利であろう。結果として、高周波電流が第1の変換器段11を通って流れることになるが、前の例(図1および図5)では、高周波電流は、入力フィルタ13の下流の出力電力段においてのみ発生する。
電気変換器100、200、および300のいずれにおいても、電気変換器の双方向の電力の流れを可能にするために、ダイオードがアクティブにスイッチング可能な半導体デバイスに置き換えられ得る。
電気変換器100、200、および300のいずれにおいても、HFキャパシタCx、Cy、Cz(または図6の場合はCa、Cb、Cc)は、スター構成において接続される。スター点接続における電圧は、共通ノードmにおける電圧を制御することによって制御され得る。
図7A、図7Bは、図1、図5、図6のいずれかの電気変換器において使用され得る第1の変換器段11の異なる変形形態を示す。
図8A～図8Bにおいて、第1の変換器回路11のさらに他の変形形態が示されている。これらの変形形態において、相セレクタの3つのブリッジレッグ16、17、および18は、半制御サイリスタレッグ(図8A)として配置され、すなわち、上位中間ノードに接続されたブリッジレッグ部分内にサイリスタThyax、Thybx、Thycxを備え、下位中間ノードに接続された他のブリッジレッグ部分内にダイオードを備え(もしくはその逆)、または全制御サイリスタレッグ(図8B)として配置され、すなわち、ダイオードの代わりに各ブリッジハーフレッグ内にサイリスタThyax、Thybx、Thycx、Thyya、Thyyb、Thyycを備える。そのような相セレクタは、追加のプリチャージ回路を必要とせずに、出力フィルタキャパシタCPm、CmN、またはCPNを制御可能にプリチャージすることを可能にする。
図9を参照すると、電気変換器400は、3相ACグリッドの中性導体を接続するための接続端子nを備えるという点で、電気変換器100、200、または300とは異なる。例えば、電気車両を充電するなどのいくつかの用途において、他の消費者デバイスが相を過負荷にせずに車両のバッテリの充電中にその特定の相から電力を依然として引き出すことができるように、特定の相の負荷を低減することができるために、3相グリッドの各相から引き出される正弦波電流の振幅が独立して制御され得ることがしばしば必要とされる。この場合、接続端子nは、有利には、3相グリッドの中性導体に接続され、3つの相電流の合計に実質的に等しい戻り電流がグリッドの中性導体に戻ることを可能にする。有利な一態様において、3つの相電流は、入力の中性導体に接続された共通ノードを設けることによって、完全に独立して制御され得る。
中性接続端子nは、有利には、ACキャパシタCx、Cy、Czのスター点に、ならびに積層された昇圧ブリッジ19、20の共通ノードmに(および、したがって出力フィルタ15の中点にも)接続される。これは、完全に対称的な変換器構造をもたらす。この場合、スター点におけるおよび共通ノードにおける電圧は、グリッドの中性導体の電圧に等しい。
電気変換器の通常動作
通常動作中、スイッチングデバイス23は、存在する場合、ブリッジ整流器24によって最高電圧を有する相入力を上位中間ノードxに印加するように閉じられたまま(導通状態)にされる。
図1(または、ダイオードDax、Dbx、Dcx、Dya、Dyb、Dyc、およびDxP、DNyへの参照が、それぞれアクティブスイッチSxa、Sxb、Sxc、Say、Sby、Scy、およびSPx、SyNへの参照として読まれるべきである図5)を参照すると、3相AC入力電圧の最高電圧を有する相入力A、B、またはCに接続されたブリッジ整流器24のブリッジレッグは、対応する相入力A、B、またはCが上位中間電圧ノードxに接続されるように切り替えられる。これを達成するために、ブリッジレッグは、ブリッジレッグの対応するセレクタスイッチ(Saza、Sbzb、Sczc)が開いている(導通していない、オフ状態)間、対応する相接続a、b、またはcを、ブリッジレッグの上位ダイオード(Dax、Dbx、Dcx)を介してノードxに接続する。3相AC入力電圧の最低電圧を有する相入力A、B、またはCに接続された整流器24のブリッジレッグは、対応する相入力A、B、またはCが下位中間電圧ノードyに接続されるように切り替えられる。これを達成するために、ブリッジレッグは、ブリッジレッグの対応するセレクタスイッチ(Saza、Sbzb、Sczc)が開いている(導通していない、オフ状態の)間、対応する相接続a、b、またはcを、ブリッジレッグの下位ダイオード(Dya、Dyb、Dyc)を介してノードyに接続する。3相AC入力電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力A、B、またはCは、相セレクタ25によって中位中間電圧ノードzに接続される。これを達成するために、相セレクタ25は、対応する相接続a、b、またはcを、閉じている(導通している、オン状態の)セレクタスイッチ(Saza、Sbzb、Sczc)を介してノードzに接続する。
実質的に平衡な相電圧を有する3相ACグリッドにおいて、例えば、図2Aに示すように、3相AC入力電圧(図2Aに示す)は、上位中間電圧ノードxと、下位中間電圧ノードyと、中位中間電圧ノードzとの間に提供される3つの中間DC電圧(vxz、vzy、vxy;図2Bに示す)に変換される。したがって、これらのDC電圧は、区分的正弦波形状を示す。3相AC入力電圧の3つの中間DC電圧への変換は、上で説明したように、第1の変換器段11の動作の結果である。セレクタスイッチ(Saza、Sbzb、Sczc)のスイッチング状態(スイッチオン→S=1、スイッチオフ→S=0)が図2Fに示されている。AC主電源電圧の期間(360°)内の特定の60°セクタ全体での間スイッチが継続的に「オン」または「オフ」になることがわかり得る。また、ブリッジ整流器24のダイオードは、AC主電源電圧の期間(360°)内の、例えば、60°の特定のセクタ全体での間「導通している」または「導通していない」。スイッチおよびダイオードの状態の組合せは、3相AC入力電圧の60°セクタごとに固有であり、相入力(A、B、C)の電圧値に依存する。スイッチおよびダイオードの6つの固有の状態のシーケンスは、AC主電源電圧の周期(360°)ごとにそれ自体繰り返される。
中間電圧ノードx、y、zの視点から出力端子P、Nに向かって見ると、HFフィルタキャパシタCxと、上位昇圧インダクタLxと、上位昇圧ブリッジレッグ19と、上位出力キャパシタCPmとを備える従来のDC-DC昇圧回路(上位昇圧回路)が形成されている。この上位昇圧回路の入力電圧は、キャパシタCxにわたる電圧vCx(図2Cに示す)であり、この上位昇圧回路の出力電圧は、総DCバス電圧の半分に実質的に等しい電圧値(VPm≒VDC/2)を有する、上位出力キャパシタCPmにわたる電圧VPmである。形成された上位昇圧回路は、上位昇圧インダクタLxにおける電流を制御するために、指定された、場合によっては可変のスイッチング周波数fsにおけるスイッチSxmのPWM変調によって動作され得る。
中間電圧ノードx、y、zの視点から出力端子P、Nに向かって見ると、HFフィルタキャパシタCyと、下位昇圧インダクタLyと、下位昇圧ブリッジレッグ20と、下位出力キャパシタCmNとを備える従来の「反転」(負の入力電圧および負の出力電圧)DC-DC昇圧回路(下位昇圧回路)が形成されている。この下位昇圧回路の入力電圧は、キャパシタCyにわたる電圧vCy(図2Cに示す)であり、この下位昇圧回路の出力電圧は、総DCバス電圧のマイナス半分に実質的に等しい電圧値(VNm≒-VDC/2)を有する、下位出力キャパシタCmNにわたる電圧VNmである。形成された下位昇圧回路は、下位昇圧インダクタLyにおける電流を制御するために、指定された、場合によっては可変のスイッチング周波数fsにおけるスイッチSmyのPWM変調によって動作され得る。
中間電圧ノードx、y、zの視点から出力端子P、Nに向かって見ると、HFフィルタキャパシタCzと、中位昇降圧インダクタLzと、昇降圧ブリッジレッグ14と、出力キャパシタCPm、CmNの直列接続とを備える従来のDC-DC昇降圧回路(中位昇降圧回路)が形成されている。このDC-DC昇降圧回路は、単相ハーフブリッジ電圧源変換器(VSC:voltage-source converter)に類似しているように見られ得る。この中位昇降圧回路の入力電圧は、キャパシタCzにわたる電圧vCz(図2Cに示す)であり、この中位昇降圧回路の出力電圧は、出力キャパシタCPm、CmNの直列接続にわたる出力電圧VDCである。形成された中位昇降圧回路は、中位昇降圧インダクタLzにおける電流を制御するために、指定された、場合によっては可変のスイッチング周波数fsにおけるスイッチSPz、SzNのPWM変調によって動作され得る。
図2Gは、上位昇圧ブリッジレッグ19のスイッチSxmの状態と、下位昇圧ブリッジレッグ20のスイッチSmyの状態と、中位昇降圧ブリッジレッグ14のスイッチSPzの状態(スイッチSzNの状態がスイッチSPzの状態の補完であることに留意されたい)とを示す。スイッチSxm、Smy、SPz、SzNは、対応するスイッチのPWM変調を示す黒く着色されたバーからわかり得るように、すべてPWM変調されている。
インダクタLx、Ly、Lzにおける電流iLx、iLy、iLzの例が図2Dに示されている。見てわかり得るように、これらの電流は、区分的正弦波形状を有するように制御され、すなわち、第1の変換器段11の動作の結果として、図2Eに示す3つの正弦波AC相電流ia、ib、icに変換される。
図3は、通常動作と呼ばれる第1の動作モード中の図1の中央制御ユニット40の有利な実装形態のブロック図を示す。電気変換器100は、「単線」等価回路として図3に示されており、要素の注釈は、図1において与えられたものに対応する。信号線内の3つのスラッシュは、3つの相信号の束ねを示し、ベクトル表現への移行を表し得る。
制御ユニット40の目標は、出力電圧VPNを、入力ポート41を介して外部ユニットから受信された要求された設定値V* PNに制御すること、ならびに、例えば、下位出力キャパシタCmNにわたる電圧をDCバス電圧の半分に実質的に等しくなるように制御することによって、2つの出力キャパシタCPmおよびCmNにわたる電圧を平衡させることである。加えて、相入力(a、b、c)から引き出される電流は、実質的に正弦波の形状にされ、対応する相電圧と実質的に同相に制御される必要がある。前に説明したように、これは、すなわち、区分的正弦波形状を有するように、相電流ia、ib、icを直接制御する代わりに、インダクタ電流iLx、iLy、iLzを制御することによっても達成され得る。具体的には、インダクタ電流の高周波リップルがHFフィルタキャパシタ(Cx、Cy、Cz)によってフィルタリングされながら、インダクタ電流のローパスフィルタリングされた値が制御される。
出力電圧VDCの制御は、有利には、外部電圧制御ループ60と内部電流制御ループ70とを備えるカスケード制御構造を使用して行われる。出力電圧の設定値は、入力ポート41を介して比較器61に入力され、測定値処理ユニット95(例えば、ローパスフィルタを備える)から取得される測定された出力電圧と比較される。比較器61の出力は、出力電圧の制御エラー信号であり、制御エラー信号は、相電流の振幅の瞬間設定値を出力する制御要素62(例えば、比例積分制御ブロックを備える)にさらに入力される。これらの振幅は、乗算器63に入力され、相電圧の正規化された瞬間値を出力する計算要素64から取得される信号と乗算される。計算要素64の入力は、測定値処理ユニット93(例えば、ローパスフィルタを備える)から取得される測定された相電圧である。乗算器63の出力は、瞬間の、例えば、ローパスフィルタリングされた相電流ia、ib、icのための設定値i* a、i* b、i* cであり、実質的に正弦波形状にされ、実質的に対応する相電圧と同相に配置される。設定値i* a、i* b、i* cは、それらの機能について以下の文章でさらに詳細に説明する加算要素67と選択要素81とを通過した後、電流コントローラ70に入力される。
電流コントローラ70は、3つの個別電流コントローラ71、74、77に分割される。
・個別電流コントローラ71は、中位昇降圧インダクタLzにおける電流を制御するために使用される。この制御は、中位昇降圧ブリッジレッグ14を含む中位昇降圧回路のスイッチSPz、SzNのPWM変調によって行われる。第1の変換器段11の動作の結果として、それに伴い、コントローラ71は、3相AC電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力A、B、Cの電流を制御する。
・個別電流コントローラ74は、上位昇圧インダクタLxにおける電流を制御するために使用される。この制御は、上位昇圧ブリッジレッグ19を含む上位昇圧回路のスイッチSxmのPWM変調によって行われる。第1の変換器段11の動作の結果として、それに伴い、コントローラ74は、3相AC電圧の最高電圧を有する相入力A、B、Cの電流を制御する。
・個別電流コントローラ77は、下位昇圧インダクタLyにおける電流を制御するために使用される。この制御は、下位昇圧ブリッジレッグ20を含む下位昇圧回路のスイッチSmyのPWM変調によって行われる。第1の変換器段11の動作の結果として、それに伴い、コントローラ77は、3相AC電圧の最低電圧を有する相入力A、B、Cの電流を制御する。
セレクタ要素81は、相入力(A、B、C)の電圧値に応じて、瞬間相電流のための設定値i* a、i* b、i* c(図2Dに示す)を正しい個別電流コントローラ(71、74、77)に送信するために使用され、その結果、各インダクタ電流コントローラのためのインダクタ電流設定値i* Lx、i* Ly、i* Lz(図2Eに示す)が得られ、
・3相AC電圧の最高電圧を有する相入力A、B、Cの相電流の設定値が個別電流コントローラ74に送信され、その結果、設定値i* Lxが得られ、
・3相AC電圧の最低電圧を有する相入力A、B、Cの相電流の設定値が個別電流コントローラ77に送信され、その結果、設定値i* Lyが得られ、
・3相AC電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力A、B、Cの相電流の設定値が個別電流コントローラ71に送信され、その結果、設定値i* Lzが得られる。
各個別電流コントローラにおいて、瞬間インダクタ電流のための受信された設定値(i* Lx、i* Ly、i* Lz)は、比較器、例えば、個別電流コントローラ71の比較器72に入力され、測定値処理ユニット94(例えば、ローパスフィルタを備える)から取得される測定されたインダクタ電流と比較される。比較器の出力は、電流の制御エラー信号であり、この制御エラー信号は、制御要素、例えば、個別電流コントローラ71の制御要素73にさらに入力され、制御要素の出力は、PWM生成要素、例えば、個別電流コントローラ71のPWM生成要素54に入力される。個別電流コントローラのPWM生成要素は、PWM制御ブリッジレッグ、すなわち、上位昇圧回路の上位昇圧ブリッジレッグ19、下位昇圧回路の下位昇圧ブリッジレッグ20、および中位昇降圧回路の中位昇降圧ブリッジレッグ14の制御可能な半導体スイッチのためのPWM変調制御信号を生成する。これらのPWM変調制御信号は、通信インターフェース50を介して適切なブリッジレッグに送信される。
第1の変換器段11のセレクタスイッチは、相入力(A、B、C)の電圧値に応じて、3相AC入力電圧の各60°セレクタの間、「オン」または「オフ」のいずれかである。セレクタスイッチのための制御信号は、スイッチ信号生成器51、52、53によって生成される。
DCバス中点平衡化は、乗算器63によって出力される、瞬間の、例えば、ローパスフィルタリングされた相電流ia、ib、icのための設定値i* a、i* b、i* cにオフセット値を加えることによって行われ得る。オフセット値は、比較器65を使用して、測定値処理ユニット96(例えば、ローパスフィルタを備える)から取得される測定されたDCバス中点電圧を設定値(例えば、VDC/2)と比較し、比較器65によって出力されたエラー信号を制御要素66に供給することによって取得される。
図2Eに示す相電流ia、ib、icは、前述の文章において説明したそのような制御ユニット40と制御方法とを使用して電気変換器100を制御することによって取得される。図2Eには、図3に示すセレクタ要素81への入力としての、瞬間の、例えば、ローパスフィルタリングされた相電流ia、ib、icのための設定値i* a、i* b、i* cも示されている。上で説明したように、相電流ia、ib、icは、間接的に制御され、すなわち、それらは、インダクタ電流iLx、iLy、iLz(図2Dに示す)の制御および第1の変換器段11の動作の結果である。インダクタ電流のための設定値(i* Lx、i* Ly、i* Lz)は、測定された相電圧に基づいて、セレクタ要素81によって設定値i* a、i* b、i* cから導出される。
図4A～図4Cは、3相AC入力電圧のここで0≦ωt<60°(図2参照)のセクタ内にあるωt=45°付近の時間間隔について、電気変換器100のブリッジレッグの5つの連続するスイッチングサイクル(すなわち、各々が1/fsに等しいスイッチング周期Tsを有し、fsがスイッチング周波数である)内の図を示す。このセクタ内で、第1の変換器段11のセレクタスイッチおよびダイオードは、以下のスイッチング状態、
・スイッチSaza=0(オフ)、ダイオードDax=1(導通)、ダイオードDya=0(阻止)、相接続aがノードxに接続される、
・スイッチSbzb=0(オフ)、ダイオードDbx=0(阻止)、ダイオードDyb=1(導通)、相接続bがノードyに接続される、
・スイッチSczc=1(オン)、ダイオードDcx=0(阻止)、ダイオードDyc=1(導通)、相接続cがノードzに接続される
にある。
図4A～図4Cの図は、ミリ秒の時間軸上の電圧、電流、およびスイッチング信号を示す。図4Aは、上位昇圧回路の動作に対応し、対応するインダクタ電流iLx(およびこの電流の設定値i* Lx)と、インダクタ電圧vLxと、PWM変調上位昇圧ブリッジレッグ19のスイッチの制御信号Sxmとを示す。図4Bは、下位昇圧回路の動作に対応し、対応するインダクタ電流iLy(およびこの電流の設定値i* Ly)と、インダクタ電圧vLyと、PWM変調下位昇圧ブリッジレッグ20のスイッチの制御信号Smyとを示す。図4Cは、中位昇降圧回路の動作に対応し、対応するインダクタ電流iLz(およびこの電流の設定値i* Lz)と、インダクタ電圧vLzと、PWM変調ブリッジレッグ14の上位スイッチの制御信号SPzとを示す。PWM変調ブリッジレッグ14の下位スイッチの制御信号SzNは、制御信号SPzの補完であることに留意されたい。
電気変換器のAC入力電流の全高調波歪(THD)を最小化するために、相電流ia、ib、icの高周波リップルが有利には最小化される。
電気変換器100の利点は、上位昇圧インダクタの半スイッチング周期電圧時間積/面積および下位昇圧インダクタの半スイッチング周期電圧時間積/面積が従来の6スイッチ昇圧型PFC整流器の昇圧インダクタの電圧時間積/面積よりも小さいことである。これは、これらのインダクタに印加される電圧が、従来の6スイッチ昇圧型PFC整流器の場合においてよりも低いためである。中位昇降圧インダクタについて、印加される電圧は、必ずしもより低くはないが、インダクタを流れる電流の値は、従来の6スイッチ昇圧型PFC整流器のインダクタを流れる電流の値よりも小さい。結果として、より少ない磁気エネルギー貯蔵を有するより小さいインダクタが実現可能であり、本発明によって提供される電気的3相AC-DC変換器100のより高い電力容積比を結果としてもたらす。
スイッチングデバイス23を備える変換器200について、始動時、スイッチングデバイス23は、ブリッジ整流器24の上位ノードと上位中間ノードxとの間の導通を遮断するように開かれる。電流は、インダクタLxを通って流れない。ここで、相セレクタ25は、中位中間ノードzにおいて、限定された時間量(例えば、1μs)の間、出力端子P、Nにわたる(瞬時の)出力電圧VPNよりもわずかに高い相入力電圧を印加するように動作される。そうすることによって、限定された時間量の間、中位中間ノードzにおける電圧と出力電圧VDCとの間の正の電圧差は、インダクタLzに印加され、スイッチノードtと端子Pとの間のスイッチSPzに接続された(内部)逆並列ダイオードDzPの導通により、相電流が、インダクタLzを通り、さらに上位出力端子Pまで流れるようにする。したがって、電流経路は、中位中間ノードzから、スイッチノードtを通り、逆並列ダイオードDzPを通り、出力フィルタ15のキャパシタCPm、CmNを通り、下位中間ノードyに戻り、ブリッジ整流器24の下位の対応するダイオードのうちの1つを通って、グリッドの相に戻る。そうすることによって、出力電圧VPNは、徐々に上昇され得る。
電気変換器のデモクラティック制御
本発明によれば、コントローラ40は、要求および/または測定された出力電圧VDCが瞬時全波整流AC線間電圧、すなわち、max{va,vb,vc}-min{va,vb,vc}以下であるときに選択される、モードIIと呼ばれる第2の動作モードを実装される。第2の動作モードにおいて、上位昇圧ブリッジレッグ19および下位昇圧ブリッジレッグ20は、動作されず、スイッチSxm、Smyは、開いている(導通していない)。この場合、ダイオードDxP、DNyは、導通しており、中間ノードr、sを出力端子P、Nに接続する。図5の変換器200におけるように、ダイオードDxP、DNyがアクティブスイッチSPx、SyNによって置き換えられる場合、言うまでもなく、これらは、有利には、効率を改善するために閉/導通状態に設定される。
第2の動作モードにおいて、第1の変換器段11および電流注入回路14は、通常動作中と同様に動作する。
そうすることによって、図10BのセクションIIにおいて示すように、出力端子P、Nにおいて低下した電圧が取得され、これは、定常状態では、整流された主電源電圧に等しい。セクションIは、モードI動作と呼ばれる通常動作を指し、通常動作では、上位昇圧ブリッジレッグおよび下位昇圧ブリッジレッグは、より高い出力電圧を提供するように動作され、したがって、電気変換器100は、通常の昇圧変換器として動作する。
図10BのセクションIIIは、有利には、動作モードIと動作モードIIとの間の遷移、および/またはモード1の平均出力電圧とモードIIの平均出力電圧との間の中間の平均出力電圧を取得するために適用される遷移モードを指す。
遷移モードは、高い値が、昇圧ブリッジレッグ19、20が動作されることを示し、低い値が、回路19、20が動作されないことを示す図10Bにおける「BoostOn」信号によって示されるように、要求および/または測定された出力電圧VDCが瞬時全波整流AC線間電圧よりも高い時間部分中にのみ、上位昇圧ブリッジレッグおよび下位昇圧ブリッジレッグ(スイッチSxm、Smy)を動作させることによって取得される。
モードII動作において、脈動出力電圧が取得され、例えば、50Hzの主電源周波数に対して150Hzの脈動が取得されるが、これは、出力端子P、Nに接続された追加のDC/DC変換器段、特に、典型的には(車両)バッテリ充電システムにおいて提供される図11に示すようなガルバニック絶縁されたDC/DC変換器段26によって容易に吸収され得る。変換器段26は、DC端子P、Nと負荷22との間に直列接続される。モードII動作の重要な利点は、(絶縁された)DC/DC変換器段26が、低い出力電圧が要求されるときに(例えば、バッテリが空のときに)低減した電圧比で動作することができることである。これは、(絶縁された)DC/DC変換器段に対するストレスを低減し、(絶縁された)DC/DC変換器段をより小型に、かつより効率的にすることを可能にする。
有利には、追加のDC/DC変換器段26は、モードII動作中、場合によってはモードI動作および/または遷移モードIII中に定電力モードにおいて動作される。変換器段26が定電力モードにおいて動作される場合、電力Pと、電流Iと、電圧vとの間の関係、すなわち、i*v=Pにより、DC端子P、Nにおいて取得される電流iDCは、図11Bにおいて示され、すなわち、iDC *VDC=一定である。DC/DC変換器段26の定電力モード動作において、AC主電源側21において正弦波電流が取得され得、力率1を取得することを可能にする。この場合、モードII動作中、電流注入回路14は、有利には動作される。
モードII動作中、スイッチングデバイス23(図5参照)は、存在する場合、ブリッジ整流器24によって最高電圧を有する相入力を上位中間ノードxに印加するために閉じられたまま(導通状態)にされる。
電気変換器500のさらに別の例示的な実施形態が、図12において表されている。電気変換器500は、相セレクタ25および電流注入回路14がないという点で、変換器100、200、300、および400とは異なる。代わりに、ブリッジレッグ16、17、18のスイッチを介して直接、第3高調波電流注入が提供される。これらは、双方向動作を可能にするアクティブブリッジレッグとして提供される。
代替変換器トポロジー
ベルギー整流器(BELGIAN RECTIFIER)と呼ばれる電気変換器500は、3相アクティブ整流器段11およびDC/DC段12の形態における第1の変換器段を備える。電気変換器500は、入力フィルタ13と、出力フィルタ15とをさらに備える。
電気変換器500は、3相ACグリッド21の3相電圧に接続される3つの相入力a、b、cと、例えば、電気自動車の高電圧(例えば、800V)バッテリなどのDC負荷22に接続され得る2つのDC出力P、Nと、ACグリッド21の中性導体を接続するための端子nとを有するAC-DC変換器である。
2つの変換器段11、12は、高周波フィルタキャパシタが2つの電力段の間に存在せず、両方の段が共通のエネルギー蓄積インダクタ(昇圧インダクタ)を使用するので、1つの「統合された」変換段と見なされ得る。特に、入力フィルタ13の相インダクタLa、Lb、Lcは、昇圧インダクタとして使用され、両方の変換器段11、12の間で共有される。
整流器段11は、入力フィルタ13の相インダクタLa、Lb、Lcを介して3つの相入力A、B、Cに接続された3つの相入力
、
、
と、2つの出力
、
とを有する。これらの出力は、DC/DC段12のスイッチングによって引き起こされる「スイッチングされた」電位を示す、上位中間電圧ノード
および下位中間電圧ノード
として見られ得る。
整流器段11は、3つのブリッジレッグ16、17、18から構成され、これらのブリッジレッグは各々、ハーフブリッジ構成の形態において接続されたレッグ16に関する2つのアクティブにスイッチング可能な半導体デバイス
および
と、レッグ17に関する
および
と、レッグ18に関する
および
とを備える。各スイッチング可能な半導体デバイスは、逆並列ダイオードを有する。この例において、各々が外部の逆並列ダイオードを置き換え得る内部の逆並列ボディダイオードを含むアクティブにスイッチング可能な半導体デバイスに対して、金属酸化物電界効果トランジスタ(MOSFET)が使用される。
出力電力段は、2つの積層された昇圧ブリッジ19、20から構成される。各昇圧ブリッジは、ハーフブリッジ構成において接続された昇圧スイッチ(上位昇圧ブリッジ19に関する
および下位昇圧ブリッジ20に関する
)と、昇圧ダイオード(上位昇圧ブリッジ19に関する
および下位昇圧ブリッジ20に関する
)とを備える。上位昇圧ブリッジ19の中位ノードは、中間電圧ノード
に接続され、下位昇圧ブリッジ20の中位ノードは、中間電圧ノード
に接続される。両方の昇圧段の共通ノードmは、出力フィルタ15の中点に接続され、出力フィルタ15は、上位出力ノードpと下位出力ノードnとの間に直列に接続された2つの出力フィルタキャパシタCPm、CmNを備える。
上位昇圧ブリッジ19は、上位出力ノードpと中位出力ノードmとの間に(すなわち、上位出力フィルタキャパシタCPmと並列に)接続され、中間電圧ノード
が、スイッチ
を制御することによって中位出力ノードmと上位出力ノードPとに交互に接続され得るように配置され、スイッチ
が開かれている(導通していない)ときに、ダイオード
を介して中間電圧ノード
から上位出力ノードPに電流が流れることができ、スイッチ
が閉じられている(導通している)ときに、スイッチ
を介して中間電圧ノード
から中位出力ノードmに(またはその逆に)電流が流れることができる。
下位昇圧ブリッジ20は、中位出力ノードmと下位出力ノードNとの間に(すなわち、下位出力フィルタキャパシタCmNと並列に)接続され、中間電圧ノード
が、スイッチ
を制御することによって中位出力ノードmと下位出力ノードNとに交互に接続され得るように配置され、スイッチ
が開かれている(導通していない)ときに、ダイオード
を介して下位出力ノードNから中間電圧ノード
に電流が流れることができ、スイッチ
が閉じられている(導通している)ときに、スイッチ
を介して中位出力ノードmから中間電圧ノード
に(またはその逆に)電流が流れることができる。
昇圧ブリッジの昇圧スイッチ(
、
)は、アクティブにスイッチング可能な半導体デバイスである。図12の例において、MOSFETが使用される。
入力フィルタ13の一部である3つのACキャパシタCa、Cb、Ccは、スター接続の形態において相入力a、b、cを相互接続している。一般に、3つのキャパシタCa、Cb、Ccは、ACグリッドに対称的に負荷をかけるために、実質的に等しい値を有することが有利である。
3相ACグリッドの中性導体は、利用可能な場合、変換器500の中性接続端子nに接続され得る。この中性接続端子Nは、ACキャパシタCa、Cb、Ccのスター点と、積層された昇圧ブリッジ19、20の共通ノードm(および、したがって、出力フィルタ15の中点にも)とにさらに接続される。これは、完全に対称的な変換器構造を結果として生じる。
3相AC入力電圧のうちの最高電圧を有する相入力A、B、またはCに接続された整流器段11のブリッジレッグは、対応する相入力A、B、またはCが、対応する相インダクタ(La、Lb、またはLc)を介して上位中間電圧ノード
に接続されるように切り替えられる。結果として、最高電圧を有する相のACキャパシタ(Ca、Cb、またはCc)と、最高電圧を有する相の相インダクタ(La、Lb、またはLc)と、上位昇圧ブリッジ19と、上位出力キャパシタCPmとによって、従来のDC/DC昇圧変換器(上位昇圧変換器)が形成される。この上位昇圧変換器の入力電圧は、最高電圧レベルを有する相入力A、B、またはCの電圧va、vb、またはvcであり、この上位昇圧変換器の出力電圧は、上位出力キャパシタCPmにわたる電圧VPmであり、総DCバス電圧の半分に実質的に等しい電圧値を有する(VPm≒VDC/2)。形成された上位昇圧変換器は、最高電圧を有する相の相インダクタ(La、Lb、またはLc)における電流を制御するために、特定の、場合によっては可変のスイッチング周波数fsにおけるスイッチ
のPWM変調によって動作され得る。
3相AC入力電圧のうちの最低電圧を有する相入力A、B、またはCに接続された整流器段11のブリッジレッグは、対応する相入力A、B、またはCが、対応する相インダクタ(La、Lb、またはLc)を介して下位中間電圧ノード
に接続されるように切り替えられる。これを達成するために、ブリッジレッグは、対応する相入力
、
、または
をノード
に接続する。結果として、最低電圧を有する相のACキャパシタ(Ca、Cb、またはCc)と、最低電圧を有する相の相インダクタ(La、Lb、またはLc)と、下位昇圧ブリッジ20と、下位出力キャパシタCmNとによって、従来の「反転」(負の入力電圧および負の出力電圧)DC/DC昇圧変換器(下位昇圧変換器)が形成される。この下位昇圧変換器の入力電圧は、最低電圧レベルを有する相入力A、B、またはCの電圧va、vb、またはvcであり、この下位昇圧変換器の出力電圧は、下位出力キャパシタCmNにわたる電圧VNmであり、総DCバス電圧のマイナス半分に実質的に等しい電圧値を有する(VNm≒-VDC/2)。形成された下位昇圧変換器は、最低電圧を有する相の相インダクタ(La、Lb、またはLc)における電流を制御するために、特定の、場合によっては可変のスイッチング周波数fsにおけるスイッチ
のPWM変調によって動作され得る。
3相AC入力電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力A、B、またはCに接続された整流器段11のブリッジレッグは、対応する相入力A、B、またはCが、対応する相インダクタ(La、Lb、またはLc)を介して上位中間電圧ノード
と下位中間電圧ノード
とに交互に接続されるように切り替えられる。これを達成するために、ブリッジレッグは、対応する相入力
、
、または
をノード
および
に交互に接続する。3相AC入力電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力A、B、またはCに接続された整流器段11のブリッジレッグは、単相ハーフブリッジ電圧源変換器(VSC)と同様の方法で切り替えられ得、3相AC入力電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相の相インダクタ(La、Lb、またはLc)における電流を制御するために、特定の、場合によっては可変のスイッチング周波数fsにおけるブリッジレッグのスイッチのPWM変調によって動作される。
要約すれば、整流器段11の3つのブリッジレッグのうちの2つは、「選択状態」にあり、どのACキャパシタ(Ca、Cb、またはCc)および相インダクタ(La、Lb、またはLc)が、上位昇圧ブリッジ19と上位出力キャパシタCPmとを含み、3相AC入力電圧の最高電圧を有する相入力A、B、またはCの相インダクタ(La、Lb、またはLc)における電流を制御するために使用される上位昇圧変換器の一部であるかと、どのACキャパシタ(Ca、Cb、またはCc)および相インダクタ(La、Lb、またはLc)が、下位昇圧ブリッジ20と下位出力キャパシタCmNとを含み、3相AC入力電圧の最低電圧を有する相入力A、B、またはCの相インダクタ(La、Lb、またはLc)における電流を制御するために使用される下位昇圧変換器の一部であるかとを選択すると言うことができる。整流器段11の残りのブリッジレッグは、「アクティブスイッチング状態」にあり、単相ハーフブリッジ電圧源変換器(VSC)と同様の方法で動作され得る。それは、3相AC入力電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力a、b、またはcの残りの相インダクタ(La、Lb、またはLc)と残りの相キャパシタ(Ca、Cb、またはCc)とを含む残りのスイッチング回路を形成する。残りのスイッチング回路は、2つの出力キャパシタCPm、CmNの直列接続も含み、3相AC入力電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相の相インダクタ(La、Lb、またはLc)における電流を制御するために使用される。
コントローラ40は、この相を上位中間ノードxと下位中間ノードyとに交互に接続するために、最小の瞬時絶対電圧(3相AC入力電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧)を有するAC相入力がパルス幅変調によって適用されるブリッジレッグを動作させるように構成される。
変換器100と同様に、電気変換器500のコントローラ40は、上記で説明したモードII動作を実装され得る。モードII動作において、昇圧ブリッジレッグ19、20は、動作されず、第1の変換器段は、正常に動作する。図12Bを参照すると、モードII動作は、変換器100について取得され得るのと同様の低減された電圧を取得することを可能にする。本明細書で説明する動作モードを実装され得る代替の適切な変換器トポロジーが、WO2020/035527において記載されている。
図14を参照すると、バッテリ充電システム700は、電源ユニット704を備える。電源ユニット704は、一方では端子A、B、Cを介してACグリッドに結合され、他方では(端子P'、N'において)、例えば、電源ユニット704をバッテリ703に接続することを可能にするスイッチデバイスを備えるインターフェース702に結合される。電源ユニット704は、本システムではDC-DC変換器である、第1および第2の変換器段ならびに第3の変換器段701を有する上記で説明した電気変換器100のいずれか1つを備える。電源ユニット704は、ワイヤレス電力伝送の場合など、空気を介して誘導結合される一対のコイルをさらに備えることができる(図示せず)。場合によっては、インターフェース702は、例えば、有線電力伝送において、プラグとソケットとを備えることができる。代替的には、プラグおよびソケットは、入力(例えば、ノードA、B、C)において設けられ得る。
11 3相アクティブ相セレクタ、変換器段、第1の変換器段、入力段、第1の変換器回路、3相アクティブ整流器段、整流器段
12 変換器段、第2の変換器段、DC/DC段、出力電力段
13 入力フィルタ
14 昇降圧ブリッジレッグ、中位昇降圧ブリッジレッグ、電流注入回路
15 出力フィルタ
16 レッグ、ブリッジレッグ
17 レッグ、ブリッジレッグ
18 レッグ、ブリッジレッグ
19 昇圧ブリッジレッグ、上位昇圧ブリッジレッグ、PWM変調上位昇圧ブリッジレッグ、昇圧ブリッジ、上位昇圧ブリッジ、昇圧回路、回路
20 昇圧ブリッジレッグ、下位昇圧ブリッジレッグ、PWM変調下位昇圧ブリッジレッグ、昇圧ブリッジ、下位昇圧ブリッジ、昇圧回路、回路
21 3相ACグリッド、電気ACグリッド、AC主電源側、ACグリッド
22 DC負荷、負荷
23 スイッチングデバイス、デバイス
24 3相ブリッジ整流器、ブリッジ変換器、ブリッジ整流器、整流器
25 相セレクタ
26 DC/DC変換器段、変換器段
40 中央制御ユニット、コントローラ、制御ユニット
41 入力ポート
42 測定値入力ポート
43 測定値入力ポート
44 測定値入力ポート
45 測定値入力ポート
50 通信インターフェース
51 スイッチ信号生成器
52 スイッチ信号生成器
53 スイッチ信号生成器
54 PWM生成要素
60 外部電圧制御ループ
61 比較器
62 制御要素
63 乗算器
64 計算要素
65 比較器
66 制御要素
67 加算要素
70 内部電流制御ループ、電流コントローラ、電流制御ループ
71 個別電流コントローラ、コントローラ、電流コントローラ
72 比較器
73 制御要素
74 個別電流コントローラ、コントローラ、電流コントローラ
77 個別電流コントローラ、コントローラ、電流コントローラ
81 選択要素、セレクタ要素
93 測定値処理ユニット
94 測定値処理ユニット
95 測定値処理ユニット
96 測定値処理ユニット
100 電気変換器、電気的3相AC-DC変換器、変換器
200 電気変換器、変換器
300 電気変換器、変換器
400 電気変換器、変換器
500 電気変換器、変換器
700 バッテリ充電システム
701 変換器段
702 インターフェース
703 バッテリ
704 電源ユニット

Claims (12)

  1. 3つの相電圧を有するAC信号をDC信号に変換するための電気変換器(100、200、300、400、500)であって、
    3つの相端子(A、B、C)と、第1のDC端子(P)および第2のDC端子(N)と、
    前記3つの相端子に動作可能に結合され、第1の中間ノード(x)と第2の中間ノード(y)とを備える第1の変換器段(11)であって、前記第1の変換器段が、少なくとも前記3つの相端子における前記AC信号と、前記第1の中間ノード(x)および前記第2の中間ノード(y)における第1の信号との間で変換するように構成された、第1の変換器段(11)と、
    前記第1および第2のDC端子(P、N)に動作可能に結合され、第3の中間ノード(r)と第4の中間ノード(s)とを備える第2の変換器段(12)であって、前記第2の変換器段が、前記第3および第4の中間ノード(r、s)における第2の信号と、前記第1および第2のDC端子(P、N)における前記DC信号との間で変換するように動作可能な昇圧回路(19、20)を備え、前記昇圧回路が、少なくとも1つの第1のアクティブスイッチ(Sxm、Smy)を備える、第2の変換器段(12)と、
    前記第1の中間ノード(x)を前記第3の中間ノード(r)に接続し、前記第2の中間ノード(y)を前記第4の中間ノード(s)に接続するリンクと、
    第2のアクティブスイッチを介して、前記少なくとも3つの相端子のうちの最小の瞬時絶対電圧値を有する前記相端子と前記第1および第2のDC端子(P、N)との間、または最小の瞬時絶対電圧値を有する前記相端子と前記第1および第2の中間ノードとの間を接続するように動作可能な電流注入回路と、
    前記少なくとも1つの第1のアクティブスイッチ(Sxm、Smy)および前記第2のアクティブスイッチがパルス幅変調によって動作される第1の動作モードを実装されたコントローラ(40)と
    を備え、
    前記電気変換器が、前記第1および第2のDC端子(P、N)に動作可能に結合され、前記第1および第2のDC端子における前記DC信号を少なくとも2つの第3の端子(P'、N')における第4の信号に変換するように動作可能な第3の変換器段をさらに備え、
    前記コントローラ(40)が、前記第3および第4の中間ノード(r、s)が前記第1および第2のDC端子(P、N)にそれぞれ継続的に接続され、そして、前記第2の変換器段(12)が動作せず、前記第2のアクティブスイッチがパルス幅変調によって動作され、前記第3の変換器段が定電力モードにおいて動作されるように構成される、第2の動作モードを実装されることを特徴とする、
    電気変換器(100、200、300、400、500)であって、
    前記コントローラが、前記第1および第2のDC端子における設定または測定された電圧を表す第3の信号を受信するための第1の入力を備え、前記コントローラが、前記AC信号の瞬時全波整流電圧値を表すしきい値を決定し、前記第3の信号と前記しきい値との間の比較に基づいて前記第2の動作モードにおいて動作するように構成された、電気変換器。
  2. 前記コントローラが、前記第3の信号が前記しきい値以下である場合、前記第2の動作モードにおいて動作するように構成された、請求項1に記載の電気変換器。
  3. 前記コントローラが、前記昇圧回路(19、20)の間欠動作によって、前記第1の動作モードと前記第2の動作モードとの間を遷移するように構成された、請求項1または2に記載の電気変換器。
  4. 前記第3の変換器段が、少なくとも1つのDC/DC変換器(26)またはDC/AC変換器を備える、請求項1から3のいずれか一項に記載の電気変換器。
  5. 前記第3の変換器段が、ガルバニック絶縁されたDC/DC変換器(26)を備える、請求項4に記載の電気変換器。
  6. 前記昇圧回路が、前記第1のDC端子(P)と前記第2のDC端子(N)との間に積層された第1の昇圧回路(19)と第2の昇圧回路(20)とを備え、前記第1および第2の昇圧回路が、共通ノード(m)を備え、前記第1および第2の昇圧回路の各々が、前記第1のアクティブスイッチ(Sxm、Smy)のうちの少なくとも1つを備える、請求項1から5のいずれか一項に記載の電気変換器。
  7. 前記電流注入回路が、前記3つの相端子を第5の中間ノード(z)に選択的に接続するように構成された第3のアクティブスイッチ(Saza、Sbzb、Sczc)を備える相セレクタ(25)を備え、前記第2のアクティブスイッチ(SPz、SzN)が、前記第5の中間ノード(z)を前記第1のDC端子(P)および前記第2のDC端子(N)に接続するように動作可能であり、前記コントローラ(40)が、前記3つの相電圧の最小の瞬時絶対電圧値を有する前記相端子が前記第5の中間ノード(z)に継続的に接続されるスイッチングパターンに従って、前記第3のアクティブスイッチのスイッチングを制御するように構成された、請求項1から6のいずれか一項に記載の電気変換器(100、200、300、400)。
  8. 前記第2の動作モードにおいて、前記コントローラ(40)が、パルス幅変調によって前記第2のアクティブスイッチ(SPz、SzN)を動作させるように構成された、請求項7に記載の電気変換器。
  9. 前記第1の変換器段が、前記3つの相端子における前記AC信号と前記第1の中間ノード(x)および前記第2の中間ノード(y)における前記第1の信号との間で変換するための3つのアクティブブリッジレッグを備えるブリッジ変換器を備え、前記コントローラ(40)が、前記電流注入回路の前記第2のアクティブスイッチとして機能するように、パルス幅変調によって、前記3つのアクティブブリッジレッグのうちの、最小の瞬時絶対電圧値を有する前記AC信号の前記相電圧に対応するアクティブブリッジレッグを動作させるように構成される、請求項1から6のいずれか一項に記載の電気変換器(500)。
  10. ブリッジ変換器が、最高瞬時電圧値を有する前記AC信号の前記相に対応する前記相端子が前記第1の中間ノードに継続的に接続され、最低瞬時電圧値を有する前記AC信号の前記相に対応する前記相端子が前記第2の中間ノードに継続的に接続されるように構成された、請求項9に記載の電気変換器。
  11. 電源を備えるバッテリ充電システムであって、前記電源が、請求項1から10のいずれか一項に記載の電気変換器を備える、バッテリ充電システム。
  12. 電源を備える電気モータ駆動システムであって、前記電源が、請求項1から10のいずれか一項に記載の電気変換器を備える、電気モータ駆動システム。
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