JP7558631B1

JP7558631B1 - Radio receiving device and burst detection method

Info

Publication number: JP7558631B1
Application number: JP2023067971A
Authority: JP
Inventors: 賢晃加藤
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2023-04-18
Filing date: 2023-04-18
Publication date: 2024-10-01
Anticipated expiration: 2043-04-18
Also published as: JP2024154434A; JP2024154241A; JP7657534B2

Abstract

An object of the present invention is to provide a wireless receiving device and a burst detection method capable of improving the throughput of burst communication.
[Solution] When performing burst communication, the transmitting section of the wireless communication device transmits a data frame DF in which an alternating signal is added to the beginning of a data signal, and the receiving section of the wireless communication device detects the arrival of the data frame DF by detecting the alternating signal.
[Selected Figure] Figure 6

Description

本発明は、バースト送信されたデータフレームを検出する無線受信装置およびバースト検出方法に関する。 The present invention relates to a wireless receiving device and a burst detection method for detecting data frames transmitted in bursts.

ＴＤＭ（時分割多重化：Time Division Multiplexing）通信などで用いられるバースト通信では、不連続な信号が不定期に送信（以下、バースト送信ともいう）されるため、無線受信装置は信号をいつ受信するか分からない。そのため、バースト通信を行なう無線受信装置では、バースト送信された信号を検出するバースト検出が行なわれている（例えば、特許文献１参照）。 In burst communication used in TDM (Time Division Multiplexing) communication, etc., discontinuous signals are transmitted at irregular intervals (hereinafter also referred to as burst transmission), so the wireless receiving device does not know when it will receive the signal. For this reason, wireless receiving devices that perform burst communication perform burst detection to detect the burst-transmitted signal (see, for example, Patent Document 1).

バースト通信に用いられるデータフレームは、図２０（Ａ）に示すように、データ信号と、データ信号の先頭に付加されたプリアンブル信号とから構成されている。プリアンブル信号には、バースト検出に用いられる無変調のＣＷ信号と、クロック誤差の補正に用いられる交番信号（「１」と「０」の交番パターン）とが含まれる。 As shown in Figure 20 (A), a data frame used in burst communication consists of a data signal and a preamble signal added to the beginning of the data signal. The preamble signal contains an unmodulated CW signal used for burst detection and an alternating signal (an alternating pattern of "1" and "0") used for clock error correction.

バースト検出は、図２０（Ｂ）に示すように、ＬＰＦ（Low-pass filter）１００により、データフレームを受信して出力された受信信号からＣＷ信号を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部１０１によりＣＷ信号の信号電力を算出し、平均化部１０２により信号電力の平均値を求める。判定部１０３は、図２０（Ｃ）に示すように、信号電力の平均値と、予め設定された電力閾値とを比較し、ＣＷ信号の信号電力の平均値が電力閾値よりも大きいときにデータフレームの到来を検出する。 As shown in FIG. 20(B), burst detection involves an LPF (Low-pass filter) 100 extracting a CW signal from the received signal output upon receiving a data frame and suppressing noise, a power calculation unit 101 calculating the signal power of the CW signal, and an averaging unit 102 calculating the average value of the signal power. As shown in FIG. 20(C), a determination unit 103 compares the average value of the signal power with a preset power threshold, and detects the arrival of a data frame when the average value of the signal power of the CW signal is greater than the power threshold.

特開２０００－１３４２７４号公報JP 2000-134274 A

上述したように、バースト通信ではデータ信号の先頭にＣＷ信号と交番信号とを付加するのが一般的であるが、本来送信すべきデータ信号にＣＷ信号および交番信号を付加するとデータ量が増大し、スループットが低下するという問題がある。 As mentioned above, in burst communication, it is common to add a CW signal and an alternating signal to the beginning of a data signal, but adding a CW signal and an alternating signal to the data signal that is originally to be transmitted increases the amount of data, resulting in a problem of reduced throughput.

そこで本発明は、バースト通信のスループットを向上することが可能な無線受信装置およびバースト検出方法を提供することを目的とする。 The present invention aims to provide a wireless receiving device and a burst detection method that can improve the throughput of burst communication.

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、データ信号の先頭に交番信号が付加されてバースト送信されたデータフレームを受信し、受信信号を出力する受信手段と、前記受信信号から前記交番信号を検出することにより、前記データフレームの到来を検出するバースト検出手段と、を備え、前記バースト検出手段は、一対のスペクトラムを有する前記交番信号の一方のスペクトラムの周波数が前記交番信号の中心周波数と一致するように前記受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成する周波数シフト手段と、前記周波数シフト信号から前記交番信号の一方のスペクトラムを抽出する第１の信号抽出手段と、前記周波数シフト信号から抽出した前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を算出してその平均値を求める電力算出手段と、前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値と、電力閾値とを比較し、前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値が前記電力閾値よりも大きい場合に、前記交番信号を検出したと判定する判定手段と、を備えることを特徴とする無線受信装置である。 In order to solve the above problem, the invention described in claim 1 is a wireless receiving device comprising: receiving means for receiving a data frame that is burst-transmitted with an alternating signal added to the beginning of a data signal, and outputting a received signal; and burst detection means for detecting the arrival of the data frame by detecting the alternating signal from the received signal , wherein the burst detection means comprises: frequency shifting means for shifting the frequency of the received signal so that the frequency of one of the spectra of the alternating signal having a pair of spectra matches the center frequency of the alternating signal, to generate a frequency-shifted signal; first signal extraction means for extracting one of the spectra of the alternating signal from the frequency-shifted signal; power calculation means for calculating the signal power of the one of the spectra of the alternating signal extracted from the frequency-shifted signal and obtaining its average value; and determination means for comparing the average value of the signal power of the one of the spectra of the alternating signal with a power threshold, and determining that the alternating signal has been detected if the average value of the signal power of the one of the spectra of the alternating signal is greater than the power threshold.

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の無線受信装置において、前記バースト検出手段は、前記受信信号の周波数をシフトする前に、前記受信信号の振幅を正規化する正規化手段を備える、ことを特徴とする。 In accordance with a second aspect of the present invention, in the wireless receiving apparatus of the first aspect, the burst detection means includes normalization means for normalizing the amplitude of the received signal before shifting the frequency of the received signal .

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の無線受信装置において、前記バースト検出手段は、前記交番信号の一方のスペクトラムの周波数が前記第１の信号抽出手段の信号抽出特性の範囲内に入らないようにシフトして第３の周波数シフト信号を生成する第３の周波数シフト手段と、前記第１の信号抽出手段と同じ信号抽出特性を有し、前記第３の周波数シフト信号から雑音信号を抽出する第３の信号抽出手段と、前記雑音信号の信号電力を算出してその平均値を求める第３の電力算出手段と、前記雑音信号の信号電力の平均値に基づいて前記電力閾値を算出する電力閾値算出手段と、を備えることを特徴とする。 The invention recited in claim 3 is the wireless receiving apparatus recited in claim 2 , wherein the burst detection means comprises third frequency shifting means for generating a third frequency-shifted signal by shifting the frequency of one spectrum of the alternating signal so that it does not fall within a range of signal extraction characteristics of the first signal extraction means, third signal extraction means having the same signal extraction characteristics as the first signal extraction means and extracting a noise signal from the third frequency-shifted signal, third power calculation means for calculating signal power of the noise signal and obtaining an average value thereof, and power threshold calculation means for calculating the power threshold based on the average value of the signal power of the noise signal.

請求項４に記載の発明は、バースト送信されたデータフレームを受信する無線受信装置に用いられるバースト検出方法であって、データ信号の先頭に交番信号が付加されてバースト送信された前記データフレームを受信して受信信号を出力し、一対のスペクトラムを有する前記交番信号の一方のスペクトラムの周波数が前記交番信号の中心周波数と一致するように前記受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成し、前記周波数シフト信号から前記交番信号の一方のスペクトラムを抽出し、前記周波数シフト信号から抽出した前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を算出してその平均値を求め、前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値と、電力閾値とを比較し、前記交番信号の一方のスペクトラムの信号電力の平均値が前記電力閾値よりも大きい場合に、前記交番信号を検出したと判定し、前記データフレームの到来を検出する、ことを特徴とする。 The invention described in claim 4 is a burst detection method used in a wireless receiving device that receives a data frame transmitted in a burst, comprising the steps of: receiving the data frame that has been burst-transmitted with an alternating signal added to the beginning of the data signal, outputting a received signal; shifting the frequency of the received signal so that the frequency of one of the spectra of the alternating signal having a pair of spectra matches a center frequency of the alternating signal to generate a frequency-shifted signal; extracting one of the spectra of the alternating signal from the frequency-shifted signal; calculating the signal power of the one of the spectra of the alternating signal extracted from the frequency-shifted signal to obtain an average value thereof; comparing the average value of the signal power of the one of the spectra of the alternating signal with a power threshold; and determining that the alternating signal has been detected if the average value of the signal power of the one of the spectra of the alternating signal is greater than the power threshold, thereby detecting the arrival of the data frame.

請求項１および４記載の発明によれば、データフレームにバースト検出用のＣＷ信号を付加する必要がなくなるため、データフレームのスループットを向上させることが可能である。 According to the first and fourth aspects of the present invention, it is not necessary to add a CW signal for burst detection to a data frame, so that the throughput of the data frame can be improved.

また、請求項１および４に記載の発明によれば、交番信号の一方のスペクトラムの周波数が交番信号の中心周波数と一致するように受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成し、周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムを抽出するので、受信信号から一対のスペクトラムを有する交番信号を精度よく検出することが可能である。 According to the inventions described in claims 1 and 4 , the frequency of the received signal is shifted so that the frequency of one of the spectra of the alternating signal coincides with the center frequency of the alternating signal to generate a frequency-shifted signal, and one of the spectra of the alternating signal is extracted from the frequency-shifted signal, so that an alternating signal having a pair of spectra can be detected with high accuracy from the received signal.

さらに、請求項２に記載の発明によれば、受信信号の周波数をシフトする前に受信信号の振幅を正規化するので、受信信号の信号レベルが低い場合に従来行なわれていたＡＧＣによるレベル調整が不要となるので、検出遅延を抑制してバースト通信のスループットを向上させることが可能である。 Furthermore, according to the invention described in claim 2 , the amplitude of the received signal is normalized before the frequency of the received signal is shifted. This eliminates the need for level adjustment by AGC, which has been conventionally performed when the signal level of the received signal is low. This makes it possible to suppress detection delays and improve the throughput of burst communication.

また、請求項３に記載の発明によれば、所望のＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）を満たすために必要な電力閾値を雑音電力から算出してバースト検出に用いるので、バースト信号を受信していないときに受信信号の振幅が正規化されてもＳＮＲは低いままなので、誤検出を防ぐことが可能となる。 According to the invention described in claim 3 , a power threshold required to satisfy a desired SNR (Signal-to-Noise Ratio) is calculated from noise power and used for burst detection. Therefore, even if the amplitude of the received signal is normalized when no burst signal is being received, the SNR remains low, making it possible to prevent erroneous detection.

この発明の実施の形態１に係る無線通信システムの概略構成を示す図である。1 is a diagram showing a schematic configuration of a wireless communication system according to a first embodiment of the present invention; 図１に示す無線通信装置の送信部の概略構成を示す機能ブロック図である。2 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a transmission unit of the wireless communication device shown in FIG. 1 . 図１に示す無線通信装置の受信系の概略構成を示す機能ブロック図である。2 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a receiving system of the wireless communication device shown in FIG. 1 . 図２に示す送信部から送信されるデータフレームのフレーム構成を示す図である。3 is a diagram showing a frame structure of a data frame transmitted from the transmitting unit shown in FIG. 2 . 図３に示すバースト検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。4 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a burst detection unit shown in FIG. 3. 図４に示すデータフレームを用いたバースト検出を示す説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram showing burst detection using the data frame shown in FIG. 4 . 図５に示すバースト検出部によるバースト検出の手順を示すフローチャートである。6 is a flowchart showing a procedure of burst detection by the burst detection unit shown in FIG. 5 . この発明の実施の形態２に係る無線通信システムのバースト検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。11 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a burst detection unit of a wireless communication system according to embodiment 2 of the present invention. 図８に示す周波数シフト部により周波数がシフトされた交番信号の周波数スペクトラムを示す図である。9 is a diagram showing a frequency spectrum of an alternating signal whose frequency has been shifted by the frequency shift unit shown in FIG. 8 . 図８に示すバースト検出部によるバースト検出の手順を示すフローチャートである。9 is a flowchart showing a procedure of burst detection by the burst detection unit shown in FIG. 8 . この発明の実施の形態３に係るバースト検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。FIG. 11 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a burst detection unit according to a third embodiment of the present invention. 図１１に示す周波数シフト部により周波数がシフトされた交番信号の周波数スペクトラムを示す図である。12 is a diagram showing a frequency spectrum of an alternating signal whose frequency has been shifted by the frequency shift unit shown in FIG. 11 . 図１１に示すバースト検出部によるバースト検出の手順を示すフローチャートである。12 is a flowchart showing a procedure of burst detection by the burst detection unit shown in FIG. 11 . この発明の実施の形態４に係るバースト検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。FIG. 11 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a burst detection unit according to a fourth embodiment of the present invention. 図１４に示す正規化部により正規化された交番信号を用いたバースト検出を示す説明図である。15 is an explanatory diagram showing burst detection using an alternating signal normalized by the normalization unit shown in FIG. 14 . 図１４に示すバースト検出部によるバースト検出の手順を示すフローチャートである。15 is a flowchart showing a procedure of burst detection by the burst detection unit shown in FIG. 14 . この発明の実施の形態５に係るバースト検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。FIG. 13 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a burst detection unit according to a fifth embodiment of the present invention. 図１７に示す周波数シフト部により周波数がシフトされた交番信号の周波数スペクトラムを示す図である。18 is a diagram showing a frequency spectrum of an alternating signal whose frequency has been shifted by the frequency shift unit shown in FIG. 17 . 図１７に示すバースト検出部によるバースト検出の手順を示すフローチャートである。18 is a flowchart showing a procedure of burst detection by the burst detection unit shown in FIG. 17 . （Ａ）は従来のバースト通信に用いられるデータフレームのフレーム構成を示し、（Ｂ）は従来のバースト検出部の概略構成を示し、（Ｃ）はＣＷ信号を用いたバースト検出を示す説明図である。1A shows the frame structure of a data frame used in conventional burst communication, FIG. 1B shows a schematic configuration of a conventional burst detection unit, and FIG. 1C is an explanatory diagram showing burst detection using a CW signal.

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。なお、以下では、この発明の特徴的な構成について説明し、無線通信を行う際の従来と同様の仕組みについては説明を省略する。 The present invention will be described below based on the illustrated embodiment. Note that the following describes the characteristic configuration of the present invention, and omits a description of the conventional mechanism for wireless communication.

（実施の形態１）
図１は、この発明の実施の形態に係る無線通信装置（無線受信装置）２を用いた無線通信システム１の概略構成を示す図である。無線通信システム１を構成する無線通信の送受信局のそれぞれに、無線通信装置２およびアンテナ３が配置される。無線通信装置２同士は、アンテナ３を介して無線回線４によって相互に接続される。なお、無線回線４には、通信衛星などが中継局として用いられる場合がある。 (Embodiment 1)
1 is a diagram showing a schematic configuration of a wireless communication system 1 using a wireless communication device (wireless receiving device) 2 according to an embodiment of the present invention. A wireless communication device 2 and an antenna 3 are arranged in each of the wireless communication transmitting and receiving stations that make up the wireless communication system 1. The wireless communication devices 2 are connected to each other by a wireless line 4 via the antenna 3. Note that a communication satellite or the like may be used as a relay station in the wireless line 4.

まず、この実施の形態において、本発明に係る無線受信装置に相当する無線通信装置２の概略構成を説明する。 First, in this embodiment, we will explain the general configuration of the wireless communication device 2, which corresponds to the wireless receiving device of the present invention.

無線通信装置２は、インターフェース部５と、送信部６と、分波器７と、受信部８と、を備える（図１の下側参照）。 The wireless communication device 2 includes an interface unit 5, a transmitter unit 6, a splitter 7, and a receiver unit 8 (see the lower part of Figure 1).

ここで、無線通信装置２は、送信用の機序と受信用の機序とを備えて送受信を行う装置であるところ、以下の説明では、送信用の機序を用いて送信に纏わる処理を行う場合の無線通信装置２のことを「送信側」と称し、受信用の機序を用いて受信に纏わる処理を行う場合の無線通信装置２のことを「受信側」と称する。 Here, the wireless communication device 2 is a device equipped with a transmission mechanism and a reception mechanism for transmitting and receiving. In the following description, the wireless communication device 2 when performing processing related to transmission using the transmission mechanism is referred to as the "transmission side," and the wireless communication device 2 when performing processing related to reception using the reception mechanism is referred to as the "reception side."

インターフェース部５は、主として、データ回線終端装置５１（データ通信装置やデータ回線装置と呼ばれる機器を含む）を備える。インターフェース部５は、通信対象の伝送データの入力を受け、この伝送データを、データ回線終端装置５１を介して、送信部６へと出力する。 The interface unit 5 mainly comprises a data circuit-terminating device 51 (including devices called data communication devices and data circuit devices). The interface unit 5 receives input of transmission data for communication, and outputs this transmission data to the transmission unit 6 via the data circuit-terminating device 51.

送信部６は、インターフェース部５から出力される伝送データの入力を受け、伝送データをマッピング処理したデータ信号と、クロック誤差の補正に用いられる交番信号とを結合してデータフレームを生成し、さらに、データフレームに所定の周波数の搬送波信号を重畳させてデジタル変調する。なお、無線通信システム１において用いられる変調方式は、特定の方式に限定されるものではないものの、例えば直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）が用いられる。 The transmitter 6 receives the transmission data output from the interface 5, generates a data frame by combining a data signal obtained by mapping the transmission data with an alternating signal used to correct clock errors, and then superimposes a carrier signal of a predetermined frequency onto the data frame to perform digital modulation. Note that the modulation method used in the wireless communication system 1 is not limited to a specific method, but for example, quadrature amplitude modulation (QAM) is used.

送信部６は、デジタル変調されたデータフレームをアナログ信号に変換した上で、所定周波数よりも高周波の高周波信号に周波数変換し、パワーアンプで増幅した上で送信信号として出力する。送信信号は、送信部６から分波器７を介してアンテナ３へと導かれ、アンテナ３から無線回線４を介して他方の（言い換えると、この通信では受信側になる）無線通信装置２のアンテナ３へと、電波としてバースト送信される。 The transmitter 6 converts the digitally modulated data frame into an analog signal, converts the frequency of the signal to a high-frequency signal higher than a predetermined frequency, and outputs the signal as a transmission signal after amplifying it with a power amplifier. The transmission signal is guided from the transmitter 6 to the antenna 3 via the splitter 7, and is transmitted in bursts as radio waves from the antenna 3 via the wireless line 4 to the antenna 3 of the other wireless communication device 2 (in other words, the receiving side in this communication).

また、他方の（言い換えると、この通信では送信側になる）無線通信装置２のアンテナ３から無線回線４を介して送信信号が当該の（言い換えると、この通信では受信側になる）無線通信装置２のアンテナ３へと電波としてバースト送信されると、アンテナ３は、受信した電波を電気信号（受信信号）へと変換して出力する。 In addition, when a transmission signal is transmitted in bursts as radio waves from the antenna 3 of the other wireless communication device 2 (in other words, the transmitting side in this communication) via the wireless line 4 to the antenna 3 of the wireless communication device 2 (in other words, the receiving side in this communication), the antenna 3 converts the received radio waves into an electrical signal (received signal) and outputs it.

アンテナ３から出力される受信信号は、分波器７を介して受信部８へと導かれる。受信部８は、受信信号の入力を受け、受信信号を、所定の周波数帯域の信号のみを通過させるチャンネルフィルタを通過させた上で、前記高周波よりも低い周波数の信号に変換する。受信部８は、さらに、周波数変換した受信信号をデジタル信号に変換して出力する。 The received signal output from the antenna 3 is guided to the receiving unit 8 via the splitter 7. The receiving unit 8 receives the received signal, passes it through a channel filter that only passes signals in a specified frequency band, and then converts it into a signal with a lower frequency than the high frequency. The receiving unit 8 further converts the frequency-converted received signal into a digital signal and outputs it.

受信部８は、デジタルの受信信号に対して直交検波処理（復調）を施して位相が相互に直交する同相成分（Ｉｃｈ）のベースバンド信号と直交成分（Ｑｃｈ）のベースバンド信号とを生成する。なお、以降の説明では同相成分と直交成分との各々別々に着目する必要がある場合を除いて同相成分と直交成分とを特に区別することなくどちらにも共通する内容として説明し、また、図面では同相成分の信号と直交成分の信号とを１つの信号線で表す。 The receiver 8 performs quadrature detection processing (demodulation) on the digital received signal to generate an in-phase component (Ich) baseband signal and a quadrature component (Qch) baseband signal whose phases are mutually orthogonal. In the following explanation, the in-phase component and the quadrature component will not be distinguished from each other except when it is necessary to focus on each of them separately, and will be explained as if both are common. In the drawings, the in-phase component signal and the quadrature component signal are represented by a single signal line.

受信部８は、復調されたベースバンド信号に基づいてバースト検出を行なう。このバースト検出によりデータフレームの到来が検出されると、受信したデータフレームに周波数オフセット補正、クロック誤差の補正、位相補正などを施す。そして、受信部８は、各種補正が施されたデータフレームから交番信号を分離し、データ信号にデマッピング処理を施して伝送データを生成し、インターフェース部５へと出力する。 The receiving unit 8 performs burst detection based on the demodulated baseband signal. When the arrival of a data frame is detected by this burst detection, the receiving unit 8 performs frequency offset correction, clock error correction, phase correction, etc. on the received data frame. The receiving unit 8 then separates the alternating signal from the data frame that has been subjected to various corrections, performs demapping processing on the data signal to generate transmission data, and outputs it to the interface unit 5.

本実施の形態に係るバースト検出では、送信側の無線通信装置２からプリアンブル信号として交番信号が付加されたデータフレームをバースト送信し、データフレームを受信して出力された受信手段から交番信号を検出することにより、データフレームの到来を検出する。これにより、データフレームにＣＷ信号を付加する必要がなくなるため、バースト通信のスループットが向上する。 In the burst detection according to the present embodiment, a data frame to which an alternating signal is added as a preamble signal is burst-transmitted from the transmitting wireless communication device 2, and the arrival of the data frame is detected by detecting the alternating signal from the receiving means that receives and outputs the data frame. This eliminates the need to add a CW signal to the data frame, improving the throughput of burst communication.

図２は、送信部６の概略構成を示す機能ブロック図である。送信部６は、ＦＩＦＯメモリ６１と、マッピング部６２と、交番信号生成部６３と、結合部６４と、送信ＲＯＦ６５と、直交変調部６６と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）６７と、混合器６８と、局部発振器６９と、パワーアンプ６１０と、を備える。 Figure 2 is a functional block diagram showing the schematic configuration of the transmission unit 6. The transmission unit 6 includes a FIFO memory 61, a mapping unit 62, an alternating signal generation unit 63, a coupling unit 64, a transmission ROF 65, a quadrature modulation unit 66, a DAC (Digital Analog Converter) 67, a mixer 68, a local oscillator 69, and a power amplifier 610.

ＦＩＦＯメモリ６１は、インターフェース部５から出力された伝送データを一時的に記憶してマッピング部６２へ出力するメモリであり、いわゆる、先入れ先出し法により伝送データをマッピング部６２へ転送する。 The FIFO memory 61 is a memory that temporarily stores the transmission data output from the interface unit 5 and outputs it to the mapping unit 62, and transfers the transmission data to the mapping unit 62 using the so-called first-in, first-out method.

マッピング部６２は、伝送データのバイナリデータ列に対し、所定の信号点配置になるようにマッピング処理を施してシンボル列からなるデータ信号を生成して結合部６４へ出力する。交番信号生成部６３は、クロック誤差の補正に用いられる交番信号を生成して結合部６４へ出力する。 The mapping unit 62 performs mapping processing on the binary data sequence of the transmission data so that it has a predetermined signal point arrangement, generates a data signal consisting of a symbol sequence, and outputs the data signal to the combining unit 64. The alternating signal generating unit 63 generates an alternating signal used to correct the clock error, and outputs the alternating signal to the combining unit 64.

結合部６４は、マッピング部６２から入力されたデータ信号の先頭に交番信号生成部６３から入力された交番信号を結合してデータフレームＤＦ（図５（Ａ）参照）を生成して送信ＲＯＦ６５へ出力する。送信ＲＯＦ６５は、ロールオフフィルタの機能を備え、結合部６４から入力されたデータフレームＤＦに帯域制限処理を施して直交変調部６６へ出力する。 The combining unit 64 combines the alternating signal input from the alternating signal generating unit 63 with the beginning of the data signal input from the mapping unit 62 to generate a data frame DF (see FIG. 5(A)) and outputs it to the transmission ROF 65. The transmission ROF 65 has a roll-off filter function, and performs band limiting processing on the data frame DF input from the combining unit 64 and outputs it to the orthogonal modulation unit 66.

直交変調部６６は、送信ＲＯＦ６５から入力されたデータフレームＤＦに所定の周波数の搬送波信号を重畳させてデジタル変調してＤＡＣ６７へ出力する。なお、直交変調部６６において用いられる変調方式は、特定の方式に限定されるものではないものの、例えば直交振幅変調が用いられる。 The quadrature modulation unit 66 superimposes a carrier signal of a predetermined frequency onto the data frame DF input from the transmission ROF 65, digitally modulates it, and outputs it to the DAC 67. Note that the modulation method used in the quadrature modulation unit 66 is not limited to a specific method, but for example, quadrature amplitude modulation is used.

ＤＡＣ６７は、直交変調部６６から入力されたデータフレームＤＦをアナログ信号の送信信号に変換して混合器６８へ出力する。局部発振器６９は、所定の固定周波数を持つ局部発振信号を生成し、生成した局部発振信号を混合器６８へ出力する。混合器６８は、ＤＡＣ６７から入力された送信信号に局部発振信号を混合して所定の周波数よりも高周波の信号に変換する。 The DAC 67 converts the data frame DF input from the quadrature modulation unit 66 into an analog transmission signal and outputs it to the mixer 68. The local oscillator 69 generates a local oscillation signal having a predetermined fixed frequency and outputs the generated local oscillation signal to the mixer 68. The mixer 68 mixes the local oscillation signal with the transmission signal input from the DAC 67 to convert it into a signal with a higher frequency than the predetermined frequency.

パワーアンプ６１０は、混合器６８にて周波数変換された送信信号を増幅してアンテナ３へ出力する。アンテナ３は、パワーアンプ６１０にて増幅された送信信号を他方の（言い換えると、この通信では受信側になる）無線通信装置２のアンテナ３へと、電波として送信する。なお、図示してはいないが、パワーアンプ６１０とアンテナ３との間には分波器７が接続されている。 The power amplifier 610 amplifies the transmission signal that has been frequency converted by the mixer 68 and outputs it to the antenna 3. The antenna 3 transmits the transmission signal amplified by the power amplifier 610 as radio waves to the antenna 3 of the other wireless communication device 2 (in other words, the receiving side in this communication). Although not shown, a splitter 7 is connected between the power amplifier 610 and the antenna 3.

図４に示すように、本実施の形態の送信部６は、交番信号とデータ信号とからなるデータフレームＤＦを送信するので、従来のようにＣＷ信号を付加していた場合に比べてバースト通信のスループットが向上する。
As shown in FIG. 4 , the transmitting unit 6 of this embodiment transmits a data frame DF consisting of an alternating signal and a data signal, thereby improving the throughput of burst communication compared to the conventional case in which a CW signal is added.

図３は、受信部８の概略構成を示す機能ブロック図である。受信部８は、チャンネルフィルタ８１と、混合器８２と、局部発振器８３と、可変ＡＴＴ（attenuator）８４と、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）８５と、直交検波部８６と、バースト検出部８７と、タイミング制御部８８と、ＡＦＣ（Automatic frequency control）８９と、受信ＲＯＦ８１０と、シンボル再生部８１１と、ＡＰＣ（Automatic Phase Control）８１２と、分離部８１３と、デマッピング部８１４と、ＡＧＣ８１５と、ＤＡＣ８１６と、を備える。 Figure 3 is a functional block diagram showing the schematic configuration of the receiving unit 8. The receiving unit 8 includes a channel filter 81, a mixer 82, a local oscillator 83, a variable ATT (attenuator) 84, an ADC (Analog Digital Converter) 85, a quadrature detection unit 86, a burst detection unit 87, a timing control unit 88, an AFC (Automatic Frequency Control) 89, a receiving ROF 810, a symbol recovery unit 811, an APC (Automatic Phase Control) 812, a separation unit 813, a demapping unit 814, an AGC 815, and a DAC 816.

アンテナ３は、受信した電波を電気信号（受信信号）へと変換してチャンネルフィルタ８１へ出力する。アンテナ３とチャンネルフィルタ８１との間には分波器７が接続されている。チャンネルフィルタ８１は、アンテナ３から入力された受信信号のうち所定の周波数帯域を通過させて混合器８２へ出力する。局部発振器８３は、所定の固定周波数を持つ局部発振信号を生成し、生成した局部発振信号を混合器８２へ出力する。混合器８２は、チャンネルフィルタ８１から入力された受信信号に局部発振信号を混合して所定の周波数よりも低い周波数の信号に変換し、可変ＡＴＴ８４へ出力する。 The antenna 3 converts the received radio waves into an electrical signal (received signal) and outputs it to the channel filter 81. A splitter 7 is connected between the antenna 3 and the channel filter 81. The channel filter 81 passes a predetermined frequency band of the received signal input from the antenna 3 and outputs it to the mixer 82. The local oscillator 83 generates a local oscillation signal with a predetermined fixed frequency and outputs the generated local oscillation signal to the mixer 82. The mixer 82 mixes the local oscillation signal with the received signal input from the channel filter 81 to convert it into a signal with a frequency lower than the predetermined frequency, and outputs it to the variable ATT 84.

可変ＡＴＴ８４は、減衰器を含み、混合器８２から出力された受信信号を、外部からの信号に応じて減衰量を調整して減衰させてＡＤＣ８５へ出力する。可変ＡＴＴ８４における減衰量は、ＤＡＣ８１６を介して供給されるＡＧＣ８１５の制御信号に基づいて変化する。 The variable ATT 84 includes an attenuator, and adjusts the amount of attenuation of the received signal output from the mixer 82 according to an external signal, and outputs the attenuated signal to the ADC 85. The amount of attenuation in the variable ATT 84 changes based on the control signal of the AGC 815 supplied via the DAC 816.

ＡＤＣ８５は、可変ＡＴＴ８４から入力された受信信号をデジタル信号に変換する。直交検波部８６は、受信信号に直交検波処理を施して位相が相互に直交する同相成分（Ｉｃｈ）のベースバンド信号と直交成分（Ｑｃｈ）のベースバンド信号とを生成する。 The ADC 85 converts the received signal input from the variable ATT 84 into a digital signal. The quadrature detection unit 86 performs quadrature detection processing on the received signal to generate an in-phase component (Ich) baseband signal and a quadrature component (Qch) baseband signal whose phases are mutually orthogonal.

バースト検出部８７は、直交検波部８６から入力されたベースバンド信号からバースト検出を行なう。バースト検出部８７は、バースト検出によりデータフレームＤＦの到来を検出した場合には、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する。検出フラグが入力されたタイミング制御部８８は、各モジュールに対しデータフレームＤＦに対する処理を行なわせるためのイネーブル信号を出力する。 The burst detection unit 87 performs burst detection from the baseband signal input from the quadrature detection unit 86. When the burst detection unit 87 detects the arrival of a data frame DF by burst detection, it outputs a detection flag to the timing control unit 88. The timing control unit 88, which has received the detection flag, outputs an enable signal to each module to cause it to process the data frame DF.

ＡＦＣ８９は、タイミング制御部８８からのイネーブル信号に応じて、ベースバンド信号のデータフレームＤＦに周波数オフセット補正を行なって受信ＲＯＦ８１０へ出力する。受信ＲＯＦ８１０は、ロールオフフィルタの機能を備え、ＡＦＣ８９から入力されたベースバンド信号に帯域制限処理を施してシンボル再生部８１１へ出力する。 In response to an enable signal from the timing control unit 88, the AFC 89 performs frequency offset correction on the data frame DF of the baseband signal and outputs it to the receive ROF 810. The receive ROF 810 has a roll-off filter function and performs band limiting processing on the baseband signal input from the AFC 89 and outputs it to the symbol recovery unit 811.

シンボル再生部８１１は、受信ＲＯＦ８１０から入力されたベースバンド信号のデータフレームＤＦに含まれる交番信号を用いてクロック誤差を補正し、ＡＰＣ８１２へ出力する。ＡＰＣ８１２は、シンボル再生部８１１から入力されたベースバンド信号のデータフレームＤＦに位相補正を行い分離部８１３へ出力する。 The symbol recovery unit 811 corrects the clock error using the alternating signal included in the data frame DF of the baseband signal input from the reception ROF 810, and outputs the result to the APC 812. The APC 812 performs phase correction on the data frame DF of the baseband signal input from the symbol recovery unit 811, and outputs the result to the separation unit 813.

分離部８１３は、データフレームＤＦからデータ信号を分離してデマッピング部８１４へ出力する。デマッピング部８１４は、分離部８１３から入力されたシンボル列データからなる信号（同相成分と直交成分とのそれぞれ）に対してデマッピング処理（復号処理）を施し、シンボル列データをバイナリデータ列の伝送データに変換してインターフェース部５へ出力する。 The separator 813 separates the data signal from the data frame DF and outputs it to the demapping unit 814. The demapping unit 814 performs a demapping process (decoding process) on the signal consisting of the symbol sequence data (each of the in-phase component and the quadrature component) input from the separator 813, converts the symbol sequence data into transmission data of a binary data sequence, and outputs it to the interface unit 5.

図５は、本実施の形態１に係るバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、ＬＰＦ８７２と、電力算出部８７３と、平均化部８７４と、判定部８７５と、を備える。 FIG. 5 is a functional block diagram showing a schematic configuration of the burst detection unit 87 according to the first embodiment. The burst detection unit 87 includes an LPF 872, a power calculation unit 873, an averaging unit 874, and a determination unit 875.

ＬＰＦ８７２は、受信信号から交番信号を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３へ出力する。電力算出部８７３は、ＬＰＦ８７２から入力された受信信号の信号電力を算出し、算出した信号電力を平均化部８７４へ出力する。平均化部８７４は、電力算出部８７３により算出された信号電力の平均値を求め、判定部８７５へ出力する。 The LPF 872 extracts an alternating signal from the received signal, suppresses noise, and outputs the signal to the power calculation unit 873. The power calculation unit 873 calculates the signal power of the received signal input from the LPF 872, and outputs the calculated signal power to the averaging unit 874. The averaging unit 874 finds the average value of the signal power calculated by the power calculation unit 873, and outputs the average value to the determination unit 875.

判定部８７５は、平均化部８７４から入力された信号電力の平均値と、予め設定された電力閾値とを比較し、図６に示すように、信号電力の平均値が電力閾値よりも大きい場合に交番信号を検出したと判定する。なお、電力閾値は、所望のＳＮＲが得られるような値が予め設定されて図示しないメモリなどに記憶され、判定部８７５へ出力される。 The determination unit 875 compares the average value of the signal power input from the averaging unit 874 with a preset power threshold, and determines that an alternating signal has been detected if the average value of the signal power is greater than the power threshold, as shown in FIG. 6. The power threshold is preset to a value that will provide a desired SNR, is stored in a memory (not shown), and is output to the determination unit 875.

次に上記の実施の形態１におけるバースト検出部８７の作用について、図７のフローチャートに基づいて説明する。 Next, the operation of the burst detection unit 87 in the above embodiment 1 will be explained based on the flowchart in Figure 7.

バースト検出部８７は、直交検波部８６からデータフレームＤＦの受信信号が入力されると、ＬＰＦ８７２により受信信号から交番信号を抽出して雑音を抑圧する（ステップＳ１）。 When the received signal of the data frame DF is input from the quadrature detection unit 86, the burst detection unit 87 extracts an alternating signal from the received signal using the LPF 872 to suppress noise (step S1).

バースト検出部８７の電力算出部８７３は、ＬＰＦ８７２から入力された交番信号の信号電力を算出し、平均化部８７４は、電力算出部８７３から入力された信号電力の平均値を算出する。（ステップＳ２）。 The power calculation unit 873 of the burst detection unit 87 calculates the signal power of the alternating signal input from the LPF 872, and the averaging unit 874 calculates the average value of the signal power input from the power calculation unit 873. (Step S2).

バースト検出部８７の判定部８７５は、平均化部８７４から入力された信号電力の平均値と、メモリから読み出して入力された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値よりも大きい場合に交番信号を検出したと判定し、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する（ステップＳ３）。 The determination unit 875 of the burst detection unit 87 compares the average value of the signal power input from the averaging unit 874 with the power threshold value read from the memory and input, and determines that an alternating signal has been detected if the average value of the signal power is greater than the power threshold value, and outputs a detection flag to the timing control unit 88 (step S3).

以上で説明したように、実施の形態１に係る無線通信システム１によれば、データフレームＤＦにＣＷ信号を付加する必要がなくなるため、バースト通信のスループットが向上する。 As described above, the wireless communication system 1 according to the first embodiment eliminates the need to add a CW signal to the data frame DF, thereby improving the throughput of burst communication.

（実施の形態２）
次に、本発明の無線受信装置およびバースト検出方法を用いた実施の形態２に係る無線通信システムについて説明する。実施の形態２に係る無線通信システムは、受信信号から一対のスペクトラムを有する交番信号を精度よく検出するために、交番信号の一方のスペクトラムの周波数が交番信号の中心周波数と一致するように受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成し、周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムを抽出し、周波数シフト信号から抽出した交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を用いてバースト検出を行なう点で実施の形態１と異なる。なお、以下では、実施の形態１に係る無線通信システム１と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。 (Embodiment 2)
Next, a wireless communication system according to a second embodiment of the present invention using a wireless receiving device and a burst detection method will be described. The wireless communication system according to the second embodiment differs from the first embodiment in that, in order to accurately detect an alternating signal having a pair of spectra from a received signal, a frequency-shifted signal is generated by shifting the frequency of the received signal so that the frequency of one spectrum of the alternating signal coincides with the center frequency of the alternating signal, one spectrum of the alternating signal is extracted from the frequency-shifted signal, and burst detection is performed using the signal power of one spectrum of the alternating signal extracted from the frequency-shifted signal. Note that, in the following, the same components as those in the wireless communication system 1 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted.

図８は、実施の形態２に係る無線通信システム１のバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、周波数シフト部（周波数シフト手段）８７６と、ＬＰＦ（第１の信号抽出手段）８７２と、電力算出部（電力算出手段）８７３と、平均化部（電力算出手段）８７４と、判定部（判定手段）８７５と、を備える。 Figure 8 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a burst detection unit 87 of a wireless communication system 1 according to embodiment 2. The burst detection unit 87 includes a frequency shift unit (frequency shift means) 876, an LPF (first signal extraction means) 872, a power calculation unit (power calculation means) 873, an averaging unit (power calculation means) 874, and a determination unit (determination means) 875.

図９（Ａ）は、直交検波部８６から出力された受信信号のスペクトラムを示す。受信信号の先頭部分は交番信号であるため、受信信号のスペクトラムには、交番信号の中心周波数ｆｃに対して正方向にｆｓｙｍ／２（ｆｓｙｍ：シンボル周波数）のスペクトラムｆ１が立ち、負方向に－ｆｓｙｍ／２のスペクトラムｆ２が立つ。 Figure 9 (A) shows the spectrum of the received signal output from the quadrature detection unit 86. Since the leading portion of the received signal is an alternating signal, the spectrum of the received signal has a spectrum f1 of fsym/2 (fsym: symbol frequency) in the positive direction relative to the center frequency fc of the alternating signal, and a spectrum f2 of -fsym/2 in the negative direction.

周波数シフト部８７６は、図９（Ｂ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラム、例えばスペクトラムｆ１の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃと一致するように受信信号の周波数を－ｆｓｙｍ／２だけシフトして周波数シフト信号を生成する。 As shown in FIG. 9(B), the frequency shift unit 876 shifts the frequency of the received signal by -fsym/2 so that the frequency of one spectrum of the alternating signal, for example spectrum f1, matches the center frequency fc of the alternating signal to generate a frequency-shifted signal.

ＬＰＦ８７２は、図９（Ｃ）に破線で示すようなフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３へ出力する。なお、ＬＰＦ８７２のフィルタ特性は、受信信号の想定される周波数オフセットが±Δｆである場合、通常は周波数オフセットΔｆの２倍の帯域幅である２Δｆが用いられる。 The LPF 872 has a filter characteristic (signal extraction characteristic) as shown by the dashed line in FIG. 9(C), extracts the alternating signal spectrum f1 from the frequency shift signal, suppresses noise, and outputs the spectrum to the power calculation unit 873. Note that, when the expected frequency offset of the received signal is ±Δf, the filter characteristic of the LPF 872 is usually 2Δf, which is twice the bandwidth of the frequency offset Δf.

電力算出部８７３は、ＬＰＦ８７２から入力された交番信号のスペクトラムｆ１の信号電力を算出し、算出した信号電力を平均化部８７４へ出力する。平均化部８７４は、電力算出部８７３により算出された信号電力の平均値を求め、判定部８７５へ出力する The power calculation unit 873 calculates the signal power of the spectrum f1 of the alternating signal input from the LPF 872 and outputs the calculated signal power to the averaging unit 874. The averaging unit 874 calculates the average value of the signal power calculated by the power calculation unit 873 and outputs it to the determination unit 875.

判定部８７５は、平均化部８７４から入力された交番信号のスペクトラムｆ１の信号電力の平均値と、予め設定された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値よりも大きい場合に交番信号を検出したと判定する。 The determination unit 875 compares the average value of the signal power of the spectrum f1 of the alternating signal input from the averaging unit 874 with a preset power threshold, and determines that an alternating signal has been detected if the average value of the signal power is greater than the power threshold.

次に上記の実施の形態２におけるバースト検出部８７の作用について、図１０のフローチャートに基づいて説明する。 Next, the operation of the burst detection unit 87 in the second embodiment will be explained with reference to the flowchart in FIG.

バースト検出部８７は、直交検波部８６からデータフレームＤＦの受信信号が入力されると、周波数シフト部８７６により、交番信号の一方のスペクトラムの周波数が交番信号の中心周波数ｆｃと一致するように受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成する（ステップＳ５）。 When the received signal of the data frame DF is input from the quadrature detection unit 86, the burst detection unit 87 shifts the frequency of the received signal by the frequency shift unit 876 so that the frequency of one spectrum of the alternating signal matches the center frequency fc of the alternating signal to generate a frequency shifted signal (step S5).

バースト検出部８７のＬＰＦ８７２は、周波シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムを抽出して雑音を抑圧する（ステップＳ１）。 The LPF 872 of the burst detection unit 87 extracts one of the spectra of the alternating signal from the frequency shift signal and suppresses noise (step S1).

バースト検出部８７の電力算出部８７３は、ＬＰＦ８７２から入力された交番信号の一方のスペクトラムの信号電力を算出し、平均化部８７４は、電力算出部８７３から入力された信号電力の平均値を算出する。（ステップＳ２）。 The power calculation unit 873 of the burst detection unit 87 calculates the signal power of one spectrum of the alternating signal input from the LPF 872, and the averaging unit 874 calculates the average value of the signal power input from the power calculation unit 873. (Step S2).

以上で説明したように、実施の形態２に係る無線通信システム１によれば、交番信号の一方のスペクトラムの周波数が交番信号の中心周波数ｆｃと一致するように受信信号の周波数をシフトして周波数シフト信号を生成し、周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムを抽出するので、受信信号から一対のスペクトラムを有する交番信号を精度よく検出することが可能である。 As described above, according to the wireless communication system 1 of the second embodiment, the frequency of the received signal is shifted so that the frequency of one spectrum of the alternating signal matches the center frequency fc of the alternating signal to generate a frequency-shifted signal, and one spectrum of the alternating signal is extracted from the frequency-shifted signal, so that it is possible to accurately detect an alternating signal having a pair of spectra from the received signal.

（実施の形態３）
次に、本発明の無線受信装置およびバースト検出方法を用いた実施の形態３に係る無線通信システムについて説明する。本実施の形態３に係る無線通信システムは、受信信号の周波数をシフトして２種類の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについてＬＰＦによる交番信号の抽出を行い、抽出した２種類の交番信号のうち信号電力が大きいほうを電力閾値と比較してバースト検出を行なう点で実施の形態１、２と異なっている。なお、以下では、実施の形態１、２に係る無線通信システム１と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。 (Embodiment 3)
Next, a wireless communication system according to a third embodiment using the wireless receiving device and burst detection method of the present invention will be described. The wireless communication system according to the third embodiment shifts the frequency of a received signal to generate two types of frequency-shifted signals, extracts alternating signals from each of the two types of frequency-shifted signals using an LPF, and performs burst detection by comparing the one of the two types of extracted alternating signals with a higher signal power against a power threshold. In the following, the same components as those in the wireless communication system 1 according to the first and second embodiments will be denoted by the same reference numerals and detailed description will be omitted.

実施の形態１のバースト検出部８７では、受信信号のＣＮＲ（Career-to-Noise Ratio）が低い場合におけるバースト検出精度の劣化対策として、受信信号をＬＰＦへ入力し雑音を抑圧している。その際に、ＬＰＦの帯域幅を狭くするほど雑音への耐性は高くなるが、その一方でＬＰＦの帯域幅を狭くすると許容できる周波数オフセットの大きさが小さくなってしまう。そのため、本実施の形態３のバースト検出では、受信信号の周波数をシフトして２種類の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについて帯域幅を狭くしたＬＰＦにより交番信号の抽出を行なうことにより、周波数オフセット耐性を実施の形態２と同等に維持したまま、雑音耐性を向上させることが可能である。 In the burst detection unit 87 of the first embodiment, the received signal is input to an LPF to suppress noise as a measure against degradation of burst detection accuracy when the CNR (Career-to-Noise Ratio) of the received signal is low. In this case, the narrower the bandwidth of the LPF, the higher the noise resistance becomes, but on the other hand, narrowing the bandwidth of the LPF reduces the magnitude of the allowable frequency offset. Therefore, in the burst detection of the third embodiment, the frequency of the received signal is shifted to generate two types of frequency-shifted signals, and an alternating signal is extracted for each of these two types of frequency-shifted signals using an LPF with a narrower bandwidth, thereby improving noise resistance while maintaining the same frequency offset resistance as in the second embodiment.

図１１は、本実施の形態３に係る無線通信システム１のバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、第１の周波数シフト部（第１の周波数シフト手段）８７６Ａと、ＬＰＦ（第１の信号抽出手段）８７２Ａと、電力算出部（第１の電力算出手段）８７３Ａと、平均化部（第１の電力算出手段）８７４Ａと、第２の周波数シフト部（第２の周波数シフト手段）８７６Ｂと、ＬＰＦ（第２の信号抽出手段）８７２Ｂと、電力算出部（第２の電力算出手段）８７３Ｂと、平均化部（第２の電力算出手段）８７４Ｂと、電力比較部（比較手段）８７１１と、判定部（判定手段）８７５と、を備える。 Fig. 11 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a burst detection unit 87 of a wireless communication system 1 according to the third embodiment. The burst detection unit 87 includes a first frequency shift unit (first frequency shift means) 876A, an LPF (first signal extraction means) 872A, a power calculation unit (first power calculation means) 873A, an averaging unit (first power calculation means) 874A, a second frequency shift unit (second frequency shift means) 876B, an LPF (second signal extraction means) 872B, a power calculation unit (second power calculation means) 873B, an averaging unit (second power calculation means) 874B, a power comparison unit (comparison means) 8711, and a determination unit (determination means) 875.

図１２（Ａ）は、直交検波部８６から出力された受信信号のスペクトラムを示す。受信信号の先頭部分は交番信号であるため、受信信号のスペクトラムには、交番信号の中心周波数ｆｃに対して正方向にｆｓｙｍ／２（ｆｓｙｍ：シンボル周波数）のスペクトラムｆ１が立ち、負方向に－ｆｓｙｍ／２のスペクトラムｆ２が立つ。 Figure 12 (A) shows the spectrum of the received signal output from the quadrature detection unit 86. Since the leading portion of the received signal is an alternating signal, the spectrum of the received signal has a spectrum f1 of fsym/2 (fsym: symbol frequency) in the positive direction relative to the center frequency fc of the alternating signal, and a spectrum f2 of -fsym/2 in the negative direction.

第１の周波数シフト部８７６Ａは、図１２（Ｂ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラム（例えば、スペクトラムｆ１）の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃに対して正方向のΔｆ／２（第１周波数）となるように受信信号の周波数をシフトして第１の周波数シフト信号を生成する。すなわち、第１の周波数シフト部８７６Ａは、受信信号を－ｆｓｙｍ／２＋Δｆ／２だけシフトする。Δｆは、想定される周波数オフセットであり、ＬＰＦ８７２ＡおよびＬＰＦ８７２Ｂの帯域幅でもある。 As shown in FIG. 12(B), the first frequency shifter 876A shifts the frequency of the received signal so that the frequency of one spectrum (e.g., spectrum f1) of the alternating signal becomes Δf/2 (first frequency) in the positive direction relative to the center frequency fc of the alternating signal, thereby generating a first frequency-shifted signal. That is, the first frequency shifter 876A shifts the received signal by -fsym/2+Δf/2. Δf is the expected frequency offset and is also the bandwidth of LPF 872A and LPF 872B.

同様に、第２の周波数シフト部８７６Ｂは、図１２（Ｄ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラム（例えば、スペクトラムｆ１）の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃに対して負方向のΔｆ／２（第１周波数）となるように受信信号の周波数をシフトして第２の周波数シフト信号を生成する。すなわち、第２の周波数シフト部８７６Ｂは、受信信号を－ｆｓｙｍ／２－Δｆ／２だけシフトする。 Similarly, as shown in FIG. 12(D), the second frequency shifter 876B shifts the frequency of the received signal so that the frequency of one spectrum (e.g., spectrum f1) of the alternating signal becomes Δf/2 (first frequency) in the negative direction relative to the center frequency fc of the alternating signal, thereby generating a second frequency-shifted signal. That is, the second frequency shifter 876B shifts the received signal by -fsym/2-Δf/2.

ＬＰＦ８７２Ａは、図１２（Ｃ）に示すように、図中破線で示すフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、第１の周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３Ａへ出力する。ＬＰＦ８７２Ａのフィルタ特性は、受信信号の想定される周波数オフセットが±Δｆである場合、通常は周波数オフセットΔｆの２倍の帯域幅である２Δｆが用いられるが、本実施の形態３では、２Δｆの半分のΔｆが用いられる。 As shown in FIG. 12(C), the LPF 872A has a filter characteristic (signal extraction characteristic) indicated by the dashed line in the figure, extracts the alternating signal spectrum f1 from the first frequency shift signal, suppresses noise, and outputs the spectrum to the power calculation unit 873A. When the expected frequency offset of the received signal is ±Δf, the filter characteristic of the LPF 872A normally uses 2Δf, which is a bandwidth twice the frequency offset Δf, but in this embodiment 3, a Δf that is half of 2Δf is used.

ＬＰＦ８７２Ｂは、図１２（Ｅ）に示すように、図中破線で示すフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、第２の周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３Ｂへ出力する。ＬＰＦ８７２Ｂのフィルタ特性は、ＬＰＦ８７２Ａと同じフィルタ特性を備えており、その帯域幅はΔｆとなっている。 As shown in FIG. 12(E), the LPF 872B has a filter characteristic (signal extraction characteristic) indicated by a dashed line in the figure, extracts the alternating signal spectrum f1 from the second frequency shift signal, suppresses noise, and outputs the spectrum to the power calculation unit 873B. The filter characteristic of the LPF 872B is the same as that of the LPF 872A, and its bandwidth is Δf.

このように、本実施の形態３では、受信信号の周波数をシフトして第１の周波数シフト信号および第２の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについてＬＰＦにより交番信号の一方のスペクトラムの抽出を行なうことにより、ＬＰＦの帯域幅を従来（実施の形態２）の半分にすることができる。 In this way, in the third embodiment, the frequency of the received signal is shifted to generate a first frequency-shifted signal and a second frequency-shifted signal, and one of the alternating signal spectra is extracted by an LPF for each of these two types of frequency-shifted signals, thereby making it possible to reduce the bandwidth of the LPF to half that of the conventional method (second embodiment).

電力算出部８７３Ａは、ＬＰＦ８７２Ａから入力された第１の周波数シフト信号の信号電力である第１の信号電力を算出し、算出した第１の信号電力を平均化部８７４Ａへ出力する。平均化部８７４Ａは、電力算出部８７３Ａにより算出された第１の信号電力の平均値を求め、電力比較部８７１１へ出力する。 The power calculation unit 873A calculates a first signal power, which is the signal power of the first frequency shift signal input from the LPF 872A, and outputs the calculated first signal power to the averaging unit 874A. The averaging unit 874A finds the average value of the first signal power calculated by the power calculation unit 873A, and outputs it to the power comparison unit 8711.

上記と同様に、電力算出部８７３Ｂは、ＬＰＦ８７２Ｂから入力された第２の周波数シフト信号の信号電力である第２の信号電力を算出し、算出した第２の信号電力を平均化部８７４Ｂへ出力する。平均化部８７４Ｂは、電力算出部８７３Ｂにより算出された第２の信号電力の平均値を求め、電力比較部８７１１へ出力する。 Similar to the above, the power calculation unit 873B calculates the second signal power, which is the signal power of the second frequency shift signal input from the LPF 872B, and outputs the calculated second signal power to the averaging unit 874B. The averaging unit 874B finds the average value of the second signal power calculated by the power calculation unit 873B, and outputs it to the power comparison unit 8711.

電力比較部８７１１は、平均化部８７４Ａから入力された第１の信号電力の平均値と、平均化部８７４Ｂから入力された第２の信号電力の平均値とを比較し、大きい方を判定部８７５へ出力する。すなわち、受信信号の周波数オフセットがマイナス方向のときには、第１の信号電力の平均値が第２の信号電力の平均値よりも大きくなる。また、受信信号の周波数オフセットがプラス方向のときには、第２の信号電力の平均値が第１の信号電力の平均値よりも大きくなる。 The power comparison unit 8711 compares the average value of the first signal power input from the averaging unit 874A with the average value of the second signal power input from the averaging unit 874B, and outputs the larger one to the determination unit 875. That is, when the frequency offset of the received signal is in the negative direction, the average value of the first signal power is greater than the average value of the second signal power. Also, when the frequency offset of the received signal is in the positive direction, the average value of the second signal power is greater than the average value of the first signal power.

判定部８７５は、電力比較部８７１１から入力された信号電力の平均値と、予め設定された電力閾値とを比較し、図６に示すように、信号電力の平均値が電力閾値以上であるときに交番信号を検出したと判定する。 The determination unit 875 compares the average value of the signal power input from the power comparison unit 8711 with a preset power threshold, and determines that an alternating signal has been detected when the average value of the signal power is equal to or greater than the power threshold, as shown in FIG. 6.

次に上記の実施の形態３におけるバースト検出部８７の作用について、図１３のフローチャートに基づいて説明する。 Next, the operation of the burst detection unit 87 in the third embodiment will be explained based on the flowchart in FIG. 13.

第１の周波数シフト部８７６Ａは、受信信号の周波数を－ｆｓｙｍ／２＋Δｆ／２シフトした第１の周波数シフト信号を生成する。同様に、第２の周波数シフト部８７６Ｂは、受信信号の周波数を－ｆｓｙｍ／２－Δｆ／２だけシフトした第２の周波数シフト信号を生成する（ステップＳ６）。 The first frequency shift unit 876A generates a first frequency shifted signal by shifting the frequency of the received signal by -fsym/2+Δf/2. Similarly, the second frequency shift unit 876B generates a second frequency shifted signal by shifting the frequency of the received signal by -fsym/2-Δf/2 (step S6).

バースト検出部８７のＬＰＦ８７２Ａは、第１の周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、ＬＰＦ８７２Ｂは、第２の周波数シフト信号から交番信号の一方のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧する（ステップＳ１）。 The LPF 872A of the burst detection unit 87 extracts one spectrum f1 of the alternating signal from the first frequency shift signal to suppress noise, and the LPF 872B extracts one spectrum f1 of the alternating signal from the second frequency shift signal to suppress noise (step S1).

バースト検出部８７の電力算出部８７３Ａは、ＬＰＦ８７２Ａから入力された第１の周波数シフト信号の信号電力である第１の信号電力を算出し、平均化部８７４Ａは、電力算出部８７３Ａから入力された第１の信号電力の平均値を算出する。同様に、電力算出部８７３Ｂは、ＬＰＦ８７２Ｂから入力された第２の周波数シフト信号の信号電力である第２の信号電力を算出し、平均化部８７４Ｂは、電力算出部８７３Ｂから入力された第２の信号電力の平均値を算出する（ステップＳ２）。 The power calculation unit 873A of the burst detection unit 87 calculates a first signal power, which is the signal power of the first frequency shift signal input from the LPF 872A, and the averaging unit 874A calculates the average value of the first signal power input from the power calculation unit 873A. Similarly, the power calculation unit 873B calculates a second signal power, which is the signal power of the second frequency shift signal input from the LPF 872B, and the averaging unit 874B calculates the average value of the second signal power input from the power calculation unit 873B (step S2).

電力比較部８７１１は、平均化部８７４Ａから入力された第１の信号電力の平均値と、平均化部８７４Ｂから入力された第２の信号電力の平均値とを比較し、大きい方を判定部８７５へ出力する（ステップＳ７）。 The power comparison unit 8711 compares the average value of the first signal power input from the averaging unit 874A with the average value of the second signal power input from the averaging unit 874B, and outputs the larger one to the determination unit 875 (step S7).

判定部８７５は、電力比較部８７１１から入力された信号電力の平均値と、メモリから読み出して入力された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値よりも大きい場合に交番信号を検出したと判定し、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する（ステップＳ３）。 The determination unit 875 compares the average value of the signal power input from the power comparison unit 8711 with the power threshold value read from the memory and input, and determines that an alternating signal has been detected if the average value of the signal power is greater than the power threshold value, and outputs a detection flag to the timing control unit 88 (step S3).

以上で説明したように、本実施の形態３に係る無線通信システム１によれば、受信信号の周波数をシフトして第１、第２の周波数シフト信号を生成し、この２種類の周波数シフト信号それぞれについてＬＰＦにより交番信号の一方のスペクトラムの抽出を行なうことにより、ＬＰＦの帯域幅を従来の半分にすることができる。そのため、周波数オフセット耐性を実施の形態２と同等に維持したまま、雑音耐性を向上させることが可能である。また、実施の形態１と同様に、データフレームＤＦにＣＷ信号を付加する必要がなくなるため、バースト通信のスループットが向上する。 As described above, according to the wireless communication system 1 of the third embodiment, the frequency of the received signal is shifted to generate first and second frequency-shifted signals, and one of the alternating signal spectra is extracted by an LPF for each of these two types of frequency-shifted signals, thereby making it possible to halve the bandwidth of the LPF compared to the conventional case. Therefore, it is possible to improve noise resistance while maintaining the same frequency offset resistance as in the second embodiment. Also, as in the first embodiment, there is no longer a need to add a CW signal to the data frame DF, improving the throughput of burst communication.

（実施の形態４）
次に、本発明の無線受信装置およびバースト検出方法を用いた実施の形態４に係る無線通信システムについて説明する。実施の形態４に係る無線通信システムは、受信信号の振幅を正規化してから交番信号を検出する点で実施の形態３と異なる。なお、以下では、実施の形態３に係る無線通信システム１と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。 (Embodiment 4)
Next, a wireless communication system according to a fourth embodiment using the wireless receiving device and burst detection method of the present invention will be described. The wireless communication system according to the fourth embodiment differs from the third embodiment in that the amplitude of the received signal is normalized before detecting an alternating signal. In the following, the same components as those in the wireless communication system 1 according to the third embodiment are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted.

従来のバースト検出では、受信信号の信号電力が定格より低いときには、ＡＧＣにより受信信号の信号電力を増幅してからバースト検出を行なっていた。そのため、受信信号の信号電力が定格より低いときには、図２０（Ｃ）に示すように、信号電力が電力閾値を超えるまでに時間がかかり、バースト検出に遅延が発生してスループットが低下するという問題があった。本実施の形態４では、受信信号の振幅を正規化することによりバースト検出の遅延を抑制する。 In conventional burst detection, when the signal power of the received signal is lower than the rated power, the signal power of the received signal is amplified by AGC before burst detection is performed. Therefore, when the signal power of the received signal is lower than the rated power, as shown in FIG. 20(C), it takes time for the signal power to exceed the power threshold, causing a delay in burst detection and reducing throughput, which is a problem. In this fourth embodiment, the amplitude of the received signal is normalized to suppress the delay in burst detection.

図１４は、実施の形態４に係る無線通信システム１のバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、第１の周波数シフト部８７６Ａおよび第２の周波数シフト部８７６Ｂの手前に正規化部（正規化手段）８７１が接続されている。 Figure 14 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a burst detection unit 87 of a wireless communication system 1 according to embodiment 4. In the burst detection unit 87, a normalization unit (normalization means) 871 is connected before the first frequency shift unit 876A and the second frequency shift unit 876B.

正規化部８７１は、図１５に示すように、受信信号の信号電力の振幅が１未満であるときに振幅を１に正規化し、振幅を正規化した受信信号を第１の周波数シフト部８７６Ａおよび第２の周波数シフト部８７６Ｂへ出力する。また、図１６のフローチャートに示すように、バースト検出部８７は、直交検波部８６からデータフレームＤＦの受信信号が入力されると、正規化部８７１により受信信号の振幅を正規化（ステップＳ８）してから、第１の周波数シフト部８７６Ａおよび第２の周波数シフト部８７６Ｂにより第１、第の周波数シフト信号を生成する（ステップＳ６）。第１の周波数シフト部８７６Ａおよび第２の周波数シフト部８７６Ｂ以降では、振幅が正規化された受信信号に基づいて交番信号の検出が行なわれる。 As shown in FIG. 15, when the amplitude of the signal power of the received signal is less than 1, the normalization unit 871 normalizes the amplitude to 1, and outputs the amplitude-normalized received signal to the first frequency shift unit 876A and the second frequency shift unit 876B. Also, as shown in the flowchart of FIG. 16, when the received signal of the data frame DF is input from the quadrature detection unit 86, the burst detection unit 87 normalizes the amplitude of the received signal by the normalization unit 871 (step S8), and then generates the first and second frequency shift signals by the first frequency shift unit 876A and the second frequency shift unit 876B (step S6). After the first frequency shift unit 876A and the second frequency shift unit 876B, the alternating signal is detected based on the amplitude-normalized received signal.

以上で説明したように、実施の形態４に係る無線通信システム１によれば、受信信号の振幅を正規化するので、ＡＧＣによる受信レベルの調整を待たずに電力閾値を超える交番信号を検出することができ、受信信号のレベル調整を待つ間に発生していた検出遅延を抑制してバースト通信のスループットを向上させることが可能である。 As described above, according to the wireless communication system 1 of the fourth embodiment, the amplitude of the received signal is normalized, so that an alternating signal exceeding the power threshold can be detected without waiting for the AGC to adjust the reception level. This makes it possible to improve the throughput of burst communication by suppressing the detection delay that occurs while waiting for the level adjustment of the received signal.

なお、受信信号の振幅の正規化は、実施の形態１、２にも適用可能である。実施の形態１に適用する場合には、図５に示すバースト検出部８７において、ＬＰＦ８７２の手前に正規化部８７１が接続される。また、図７に示すフローチャートにおいて、交番信号の注（ステップＳ１）の前に、受信信号の振幅の正規化（ステップＳ８）が実行される。同様に、実施の形態２に適用する場合には、図８に示すバースト検出部８７において、周波数シフト部８７６の手前に正規化部８７１が接続される。また、図１０に示すフローチャートにおいて、周波数シフト（ステップＳ６）の前に受信信号の振幅の正規化（ステップＳ８）が実行される。これによれば、実施の形態１、２においても、受信信号のレベル調整による検出遅延を抑制することが可能である。 The normalization of the amplitude of the received signal can also be applied to the first and second embodiments. When applied to the first embodiment, in the burst detection unit 87 shown in FIG. 5, a normalization unit 871 is connected before the LPF 872. Also, in the flowchart shown in FIG. 7, the amplitude of the received signal is normalized (step S8) before the alternating signal is detected (step S1). Similarly, when applied to the second embodiment, in the burst detection unit 87 shown in FIG. 8, a normalization unit 871 is connected before the frequency shift unit 876. Also, in the flowchart shown in FIG. 10, the amplitude of the received signal is normalized (step S8) before the frequency shift (step S6). This makes it possible to suppress detection delays due to level adjustment of the received signal in the first and second embodiments as well.

（実施の形態５）
次に、本発明の無線受信装置およびバースト検出方法を用いた実施の形態５に係る無線通信システムについて説明する。本実施の形態５に係る無線通信システムは、振幅を正規化した受信信号からバースト検出を行なう際に、雑音電力から電力閾値を算出して用いる点で実施の形態４と異なる。なお、以下では、実施の形態４に係る無線通信システム１と同一の構成については、同じ符号を用いて詳細な説明は省略する。 (Embodiment 5)
Next, a wireless communication system according to a fifth embodiment using the wireless receiving device and burst detection method of the present invention will be described. The wireless communication system according to the fifth embodiment differs from the fourth embodiment in that a power threshold is calculated from noise power when burst detection is performed from a received signal whose amplitude has been normalized. In the following, the same components as those in the wireless communication system 1 according to the fourth embodiment are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted.

実施の形態４のバースト検出部８７では、バースト信号を受信していないときに受信信号の振幅が正規化されて誤検出が発生する可能性がある。そのため、本実施の形態５のバースト検出では、所望のＳＮＲを満たすために必要な電力閾値を雑音電力から算出してバースト検出に用いる。これにより、バースト信号を受信していないときに受信信号の振幅が正規化されてもＳＮＲは低いままなので、誤検出を防ぐことが可能となる。 In the burst detection unit 87 of the fourth embodiment, the amplitude of the received signal is normalized when a burst signal is not being received, which may result in erroneous detection. Therefore, in the burst detection of the fifth embodiment, a power threshold required to achieve a desired SNR is calculated from the noise power and used for burst detection. As a result, even if the amplitude of the received signal is normalized when a burst signal is not being received, the SNR remains low, making it possible to prevent erroneous detection.

図１７は、本実施の形態５に係る無線通信システム１のバースト検出部８７の概略構成を示す機能ブロック図である。バースト検出部８７は、正規化部（正規化手段）８７１と、第１の周波数シフト部（第１の周波数シフト手段）８７６Ａと、ＬＰＦ（第１の信号抽出手段）８７２Ａと、電力算出部（第１の電力算出手段）８７３Ａと、平均化部（第１の電力算出手段）８７４Ａと、第２の周波数シフト部（第２の周波数シフト手段）８７６Ｂと、ＬＰＦ（第２の信号抽出手段）８７２Ｂと、電力算出部（第２の電力算出手段）８７３Ｂと、平均化部（第２の電力算出手段）８７４Ｂと、電力比較部（比較手段）８７１１と、第３の周波数シフト部（第３の周波数シフト手段）８７６Ｃと、ＬＰＦ（第３の信号抽出手段）８７２Ｃと、電力算出部（第３の電力算出手段）８７３Ｃと、平均化部（第３の電力算出手段）８７４Ｃと、電力閾値算出部（電力閾値算出手段）８７１０と、判定部（判定手段）８７５と、を備える。 17 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a burst detection unit 87 of a wireless communication system 1 according to the fifth embodiment. The burst detection unit 87 includes a normalization unit (normalization means) 871, a first frequency shift unit (first frequency shift means) 876A, an LPF (first signal extraction means) 872A, a power calculation unit (first power calculation means) 873A, an averaging unit (first power calculation means) 874A, a second frequency shift unit (second frequency shift means) 876B, an LPF (second signal extraction means) 872B, and a power calculation unit (second power calculation means). The power calculator includes a first power calculator (second power calculator) 873B, an averaging unit (second power calculator) 874B, a power comparison unit (comparison unit) 8711, a third frequency shift unit (third frequency shift unit) 876C, an LPF (third signal extraction unit) 872C, a power calculation unit (third power calculation unit) 873C, an averaging unit (third power calculation unit) 874C, a power threshold calculation unit (power threshold calculation unit) 8710, and a determination unit (determination unit) 875.

実施の形態４と同様に、正規化部８７１は、図１５に示すように、受信信号の信号電力の振幅が１未満であるときに、振幅を１に正規化する。 As in embodiment 4, the normalization unit 871 normalizes the amplitude to 1 when the amplitude of the signal power of the received signal is less than 1, as shown in FIG. 15.

図１８（Ａ）は、直交検波部８６から出力された受信信号のスペクトラムを示す。第１の周波数シフト部８７６Ａは、図１８（Ｂ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラム（例えば、スペクトラムｆ１）の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃに対して正方向のΔｆ／２となるように受信信号の周波数をシフトして第１の周波数シフト信号を生成する。同様に、第２の周波数シフト部８７６Ｂは、図１８（Ｄ）に示すように、交番信号の一方のスペクトラムｆ１の周波数が交番信号の中心周波数ｆｃに対して負方向のΔｆ／２となるように受信信号の周波数をシフトして第２の周波数シフト信号を生成する。 Figure 18 (A) shows the spectrum of the received signal output from the quadrature detection unit 86. As shown in Figure 18 (B), the first frequency shift unit 876A shifts the frequency of the received signal so that the frequency of one spectrum of the alternating signal (e.g., spectrum f1) becomes Δf/2 in the positive direction with respect to the center frequency fc of the alternating signal, thereby generating a first frequency-shifted signal. Similarly, as shown in Figure 18 (D), the second frequency shift unit 876B shifts the frequency of the received signal so that the frequency of one spectrum of the alternating signal, f1, becomes Δf/2 in the negative direction with respect to the center frequency fc of the alternating signal, thereby generating a second frequency-shifted signal.

ＬＰＦ８７２Ａは、図１８（Ｃ）に示すように、図中破線で示すフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、第１の周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３Ａへ出力する。ＬＰＦ８７２Ａのフィルタ特性は、受信信号の想定される周波数オフセットが±Δｆである場合、通常は周波数オフセットΔｆの２倍の帯域幅である２Δｆが用いられるが、本実施の形態３では、２Δｆの半分のΔｆが用いられる。 As shown in FIG. 18(C), the LPF 872A has a filter characteristic (signal extraction characteristic) indicated by the dashed line in the figure, extracts the alternating signal spectrum f1 from the first frequency shift signal, suppresses noise, and outputs the spectrum to the power calculation unit 873A. When the expected frequency offset of the received signal is ±Δf, the filter characteristic of the LPF 872A normally uses 2Δf, which is a bandwidth twice the frequency offset Δf, but in this embodiment 3, a Δf that is half of 2Δf is used.

ＬＰＦ８７２Ｂは、図１８（Ｅ）に示すように、図中破線で示すフィルタ特性（信号抽出特性）を備えており、第２の周波数シフト信号から交番信号のスペクトラムｆ１を抽出して雑音を抑圧し、電力算出部８７３Ｂへ出力する。ＬＰＦ８７２Ｂのフィルタ特性は、ＬＰＦ８７２Ａと同じフィルタ特性を備えており、その帯域幅はΔｆとなっている。 As shown in FIG. 18(E), the LPF 872B has a filter characteristic (signal extraction characteristic) indicated by a dashed line in the figure, extracts the alternating signal spectrum f1 from the second frequency shift signal, suppresses noise, and outputs the spectrum to the power calculation unit 873B. The filter characteristic of the LPF 872B is the same as that of the LPF 872A, and its bandwidth is Δf.

電力比較部８７１１は、平均化部８７４Ａから入力された第１の信号電力の平均値と、平均化部８７４Ｂから入力された第２の信号電力の平均値とを比較し、大きい方を判定部８７５へ出力する。 The power comparison unit 8711 compares the average value of the first signal power input from the averaging unit 874A with the average value of the second signal power input from the averaging unit 874B, and outputs the larger one to the determination unit 875.

第３の周波数シフト部８７６Ｃは、図１８（Ｆ）に示すように、振幅が正規化された受信信号をＬＰＦ８７７の帯域幅Δｆに入らない周波数、例えば、－ｆｓｙｍ／４（ｆｓｙｍ：シンボル周波数）にシフトして第３の周波数シフト信号を生成する。ＬＰＦ８７２Ｃは、図１８（Ｇ）に破線で示すように、ＬＰＦ８７２Ａ、８７２Ｂと同じフィルタ特性を有しており、第３の周波数シフト信号から雑音信号を抽出する。 As shown in Fig. 18(F), the third frequency shifter 876C shifts the amplitude-normalized received signal to a frequency that does not fall within the bandwidth Δf of the LPF 877, for example, -fsym/4 (fsym: symbol frequency), to generate a third frequency-shifted signal. As shown by the dashed line in Fig. 18(G), the LPF 872C has the same filter characteristics as the LPFs 872A and 872B, and extracts a noise signal from the third frequency-shifted signal.

電力算出部８７３Ｃは、ＬＰＦ８７２Ｃから入力された雑音信号の信号電力を算出し、平均化部８７４Ｃは、電力算出部８７３Ｃから入力された信号電力の平均値（以下、雑音電力ともいう）を算出する。 The power calculation unit 873C calculates the signal power of the noise signal input from the LPF 872C, and the averaging unit 874C calculates the average value of the signal power input from the power calculation unit 873C (hereinafter also referred to as noise power).

電力閾値算出部８７１０は、平均化部８７４Ｃから入力された雑音電力に基づいて電力閾値を算出し、判定部８７５へ出力する。ここで、ＳＮＲは、下記式（１）により求められる。したがって、下記式（２）に示すように、雑音電力に目標とするＳＮＲ（以下、ＳＮＲ閾値という）を乗算することにより、ＳＮＲ閾値を得るために必要な電力閾値が求められる。
ＳＮＲ＝信号電力／雑音電力・・・・・・（１）
電力閾値＝ＳＮＲ閾値×雑音電力・・・・（２） The power threshold calculation unit 8710 calculates a power threshold based on the noise power input from the averaging unit 874C, and outputs the power threshold to the determination unit 875. Here, the SNR is calculated by the following formula (1). Therefore, as shown in the following formula (2), the power threshold required to obtain the SNR threshold is calculated by multiplying the noise power by a target SNR (hereinafter, referred to as the SNR threshold).
SNR = signal power / noise power (1)
Power threshold = SNR threshold × noise power (2)

判定部８７５は、電力比較部８７１１から入力された信号電力の平均値と、電力閾値算出部８７１０から入力された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値以上である場合に交番信号の一方のスペクトラムｆ１を検出したと判定し、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する。 The determination unit 875 compares the average value of the signal power input from the power comparison unit 8711 with the power threshold value input from the power threshold calculation unit 8710, and if the average value of the signal power is equal to or greater than the power threshold value, determines that one spectrum f1 of the alternating signal has been detected, and outputs a detection flag to the timing control unit 88.

次に上記の実施の形態５におけるバースト検出部８７の作用について、図１９のフローチャートに基づいて説明する。 Next, the operation of the burst detection unit 87 in the above-mentioned embodiment 5 will be explained based on the flowchart in FIG. 19.

本実施の形態５では、実施の形態４と同様にステップＳ８、Ｓ６、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ７およびＳ３の処理を行なう一方、バースト検出部８７の第３の周波数シフト部８７６Ｃは、振幅が正規化された受信信号がＬＰＦ８７２Ｃの帯域幅Δｆに入らない位置に周波数をシフトして第３の周波数シフト信号を生成する（ステップＳ９）。ＬＰＦ８７２Ｃは、第３の周波数シフト信号から雑音信号を抽出する（ステップＳ１０）。 In the fifth embodiment, steps S8, S6, S1, S2, S7, and S3 are performed in the same manner as in the fourth embodiment, while the third frequency shifter 876C of the burst detector 87 shifts the frequency of the amplitude-normalized received signal to a position that does not fall within the bandwidth Δf of the LPF 872C to generate a third frequency-shifted signal (step S9). The LPF 872C extracts a noise signal from the third frequency-shifted signal (step S10).

電力算出部８７３Ｃは、ＬＰＦ８７２Ｃから入力された雑音信号の信号電力を算出し、平均化部８７４Ｃは、電力算出部８７３Ｃから入力された信号電力の平均値（雑音電力）を算出する（ステップＳ１１）。 The power calculation unit 873C calculates the signal power of the noise signal input from the LPF 872C, and the averaging unit 874C calculates the average value (noise power) of the signal power input from the power calculation unit 873C (step S11).

電力閾値算出部８７１０は、平均化部８７４Ｃから入力された雑音電力と、所望のＳＮＲ閾値とに基づいて電力閾値を算出し、判定部８７５へ出力する（ステップＳ１２）。 The power threshold calculation unit 8710 calculates a power threshold based on the noise power input from the averaging unit 874C and the desired SNR threshold, and outputs it to the determination unit 875 (step S12).

判定部８７５は、電力比較部８７１１から入力された信号電力の平均値と、電力閾値算出部８７１０から入力された電力閾値とを比較し、信号電力の平均値が電力閾値以上である場合に交番信号を検出したと判定し、検出フラグをタイミング制御部８８へ出力する（ステップＳ３）。 The determination unit 875 compares the average value of the signal power input from the power comparison unit 8711 with the power threshold value input from the power threshold calculation unit 8710, and determines that an alternating signal has been detected if the average value of the signal power is equal to or greater than the power threshold value, and outputs a detection flag to the timing control unit 88 (step S3).

以上で説明したように、本実施の形態５に係る無線通信システム１によれば、所望のＳＮＲを満たすために必要な電力閾値を雑音電力から算出してバースト検出に用いる。これにより、バースト信号を受信していないときに受信信号の振幅が正規化されてもＳＮＲは低いままなので、誤検出を防ぐことが可能となる。 As described above, according to the wireless communication system 1 of the fifth embodiment, the power threshold required to achieve the desired SNR is calculated from the noise power and used for burst detection. This makes it possible to prevent erroneous detection because the SNR remains low even if the amplitude of the received signal is normalized when no burst signal is being received.

なお、雑音信号から電力閾値を算出してバースト検出を行なう手法は、実施の形態１、２にも適用可能である。実施の形態１に適用する場合には、図５に示すバースト検出部８７において、ＬＰＦ８７２の手前に正規化部８７１を接続し、正規化部８７１に第３の周波数シフト部８７６Ｃと、ＬＰＦ８７２Ｃと、電力算出部８７３Ｃと、平均化部８７４Ｃと、電力閾値算出部８７１０とを接続し、電力閾値算出部８７１０にて算出された電力閾値を判定部８７５へ出力する。同様に、実施の形態２に適用する場合には、図８に示すバースト検出部８７において、周波数シフト部８７６の手前に正規化部８７１を接続し、正規化部８７１に第３の周波数シフト部８７６Ｃと、ＬＰＦ８７２Ｃと、電力算出部８７３Ｃと、平均化部８７４Ｃと、電力閾値算出部８７１０とを接続し、電力閾値算出部８７１０にて算出された電力閾値を判定部８７５へ出力する。これによれば、実施の形態１、２においても、受信信号の振幅を正規化した場合に発生するご検出を抑制することが可能である。 The technique of calculating a power threshold from a noise signal and detecting a burst can also be applied to embodiments 1 and 2. When applied to embodiment 1, in the burst detection unit 87 shown in FIG. 5, a normalization unit 871 is connected before the LPF 872, a third frequency shift unit 876C, an LPF 872C, a power calculation unit 873C, an averaging unit 874C, and a power threshold calculation unit 8710 are connected to the normalization unit 871, and the power threshold calculated by the power threshold calculation unit 8710 is output to the determination unit 875. Similarly, when applied to the second embodiment, in the burst detection unit 87 shown in FIG. 8, a normalization unit 871 is connected before the frequency shift unit 876, a third frequency shift unit 876C, an LPF 872C, a power calculation unit 873C, an averaging unit 874C, and a power threshold calculation unit 8710 are connected to the normalization unit 871, and the power threshold calculated by the power threshold calculation unit 8710 is output to the determination unit 875. This makes it possible to suppress false detection that occurs when the amplitude of the received signal is normalized, even in the first and second embodiments.

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。 Although the embodiment of the present invention has been described above, the specific configuration is not limited to the above embodiment, and even if there are design changes within the scope of the invention that do not deviate from the gist of the invention, they are included in the invention.

１無線通信システム
２無線通信装置
５送信部
８受信部（受信手段）
８７バースト検出部（バースト検出手段）
８７１正規化部（正規化手段）
８７２、８７２ＡＬＰＦ（第１の信号抽出手段）
８７２ＢＬＰＦ（第２の信号抽出手段）
８７２ＣＬＰＦ（第３の信号抽出手段）
８７３電力算出部（電力算出手段）
８７３Ａ電力算出部（第１の電力算出手段）
８７３Ｂ電力算出部（第２の電力算出手段）
８７３Ｃ電力算出部（第３の電力算出手段）
８７４、８７４Ａ、８７４Ｂ、８７４Ｃ平均化部
８７５判定部（判定手段）
８４６、８７６Ａ第１の周波数シフト部（第１の周波数シフト手段）
８７６Ｂ第２の周波数シフト部（第２の周波数シフト手段）
８７６Ｃ第３の周波数シフト部（第３の周波数シフト手段）
８７１０電力閾値算出部（電力閾値算出手段）
８７１１電力比較部（電力比較手段）
ＤＦデータフレーム REFERENCE SIGNS LIST 1 Wireless communication system 2 Wireless communication device 5 Transmitter 8 Receiving unit (receiving means)
87 Burst detection unit (burst detection means)
871 Normalization unit (normalization means)
872, 872A LPF (first signal extraction means)
872B LPF (second signal extraction means)
872C LPF (third signal extraction means)
873 Power calculation unit (power calculation means)
873A Power Calculation Unit (First Power Calculation Means)
873B Power Calculation Unit (Second Power Calculation Means)
873C Power calculation unit (third power calculation means)
874, 874A, 874B, 874C Averaging section 875 Judgment section (judgment means)
846, 876A First frequency shift unit (first frequency shift means)
876B Second frequency shift unit (second frequency shift means)
876C Third frequency shift unit (third frequency shift means)
8710 Power threshold calculation unit (power threshold calculation means)
8711 Power comparison section (power comparison means)
DF Data Frame

Claims

a receiving means for receiving a data frame in which an alternating signal is added to the head of the data signal and transmitted in bursts, and outputting a received signal;
a burst detection means for detecting the arrival of the data frame by detecting the alternating signal from the received signal,
The burst detection means
a frequency shifting means for shifting the frequency of the received signal so that the frequency of one spectrum of the alternating signal having a pair of spectra coincides with the center frequency of the alternating signal, thereby generating a frequency-shifted signal;
a first signal extraction means for extracting one spectrum of the alternating signal from the frequency shifted signal;
a power calculation means for calculating a signal power of one spectrum of the alternating signal extracted from the frequency shift signal and calculating an average value thereof;
a determination means for comparing an average value of the signal power of one spectrum of the alternating signal with a power threshold, and determining that the alternating signal has been detected when the average value of the signal power of one spectrum of the alternating signal is greater than the power threshold;
A wireless receiving device comprising:

the burst detection means comprises normalization means for normalizing the amplitude of the received signal before shifting the frequency of the received signal .
2. The wireless receiving device according to claim 1 ,

The burst detection means includes:
a third frequency shifting means for shifting the frequency of the received signal so that the frequency of one spectrum of the alternating signal does not fall within a range of the signal extraction characteristic of the first signal extracting means, thereby generating a third frequency-shifted signal;
a third signal extraction means having the same signal extraction characteristics as the first signal extraction means and extracting a noise signal from the third frequency shifted signal;
a third power calculation means for calculating the signal power of the noise signal and obtaining an average value thereof;
a power threshold calculation means for calculating the power threshold based on an average signal power of the noise signal;
3. The wireless receiving device according to claim 2, further comprising:

A burst detection method for use in a wireless receiving device that receives burst-transmitted data frames, comprising:
receiving the data frame which has been burst-transmitted with an alternating signal added to the beginning of the data signal, and outputting the received signal;
generating a frequency-shifted signal by shifting the frequency of the received signal so that the frequency of one spectrum of the alternating signal having a pair of spectra coincides with a center frequency of the alternating signal;
Extracting one spectrum of the alternating signal from the frequency shifted signal;
Calculating the signal power of one spectrum of the alternating signal extracted from the frequency shift signal and finding the average value thereof;
comparing an average value of the signal power of one spectrum of the alternating signal with a power threshold, and determining that the alternating signal has been detected when the average value of the signal power of one spectrum of the alternating signal is greater than the power threshold, thereby detecting the arrival of the data frame;
13. A burst detection method comprising: