JP6434365B2

JP6434365B2 - 発振器

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Publication number: JP6434365B2
Application number: JP2015097923A
Authority: JP
Inventors: アハマドムサ; 近藤　利彦; 利彦近藤; 森村　浩季; 浩季森村
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Inc USA
Current assignee: NTT Inc; NTT Inc USA
Priority date: 2015-05-13
Filing date: 2015-05-13
Publication date: 2018-12-05
Anticipated expiration: 2035-05-13
Also published as: JP2016213772A

Description

本発明は、水晶振動子を用いない発振器に関する。

一般的に、高精度な基準クロック信号を得るためには、水晶発振器が用いられる。しかし、水晶発振器に必須の部品である水晶振動子は、他のトランジスタやキャパシタ等の部品と異なり集積化するのが困難である。

高精度な基準クロック信号が得られる水晶発振器を構成するためには、半導体チップの外側に水晶振動子を取り付ける必要がある。これは、コストアップ及び実装面積の増加化等の原因になる。

例えば多数のセンサ端末を用いるセンサーネットワークやＲＦＩＤ等では、実装面積の削減や低コスト化のために、水晶振動子を用いなくても安定な発振周波数信号が得られる発振器が必要である。そこで、従来から様々な発振器が提案されている。例えば、非特許文献１や特許文献１に開示された発振器が知られている。

特許第５６４２６１５号公報

Y. Tokunaga, S. Sakiyama, A. Matsumoto, S. Dosho, "An On-chip CMOS Relaxation Oscillator with Power Averaging Feedback Using a Reference Proportional to Supply Voltage," in IEEE Int. Solid-State Circuits Conf. (ISSCC) Dig. Tech. Papers, Feb. 2009, pp.404-405

非特許文献１に開示された発振器は、弛張型発振回路を用いているために、100MHz以上、特に1GHz以上の周波数を発生するためには適していない。また、特許文献１に開示された発振器は、温度、電圧の変動に対して脆弱なパルス発生器を使用するため、高い精度の基準クロック信号（発振周波数信号）を発生することが出来ない課題がある。

この発明は、これらの課題に鑑みてなされたものであり、100MHz以上の周波数域で水晶振動子を用いることなく、温度、電圧の変動に対して安定した発信周波数信号が得られる発振器を提供することを目的とする。

本発明の発振器は、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器が出力する発振周波数信号を、当該発振周波数信号に依存する電圧信号に変換する周波数電圧変換部と、前記電圧信号と基準電圧とを比較して、前記発振周波数信号の周波数を制御する誤差信号を出力する誤差信号生成部とを具備し、前記周波数電圧変換部は、前記発振周波数信号を分周する分周器と、電流源と、キャパシタと、前記分周器が出力する周波数信号を用いて、前記キャパシタを前記電流源が生成する電流で充電する第１トランジスタと、前記分周器が出力する周波数信号を用いて、前記キャパシタに充電された電圧を放電する第２トランジスタとを備え、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタは、前記分周器から出力される同一の周波数信号で制御される。

この発明によれば、100MHz以上の周波数域で水晶振動子を用いることなく、温度、電圧の変動に対して安定した発信周波数信号が得られる発振器を提供することができる。

第１実施形態の発振器１の構成例を示す図である。発振器１の周波数電圧変換部２０の構成例を示す図である。発振器１の具体的な構成例を示す図である。発振器１の各部の動作波形を示す図である。発振器１を変形した発振器２の構成例を示す図である。発振器２の各部の動作波形を示す図である。第２実施形態の発振器３の構成例を示す図である。発振器３の各部の動作波形を示す図である。発振器３を変形した発振器４の構成例を示す図である。発振器４の各部の動作波形を示す図である。第３実施形態の発振器５の構成例を示す図である。発振器５の積分器５２をローパスフィルタ６３に替えた例を説明する図である。発振器５の積分器５２をハイパスフィルタ６４に替えた例を説明する図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。複数の図面中同一のものに
は同じ参照符号を付し、説明は繰り返さない。

〔第１実施形態〕
図１に、本発明の第１実施形態の発振器１の構成例を示す。本実施形態の発振器１は、電圧制御発振器１０と、周波数電圧変換部２０と、誤差信号生成部３０とを具備する。

電圧制御発振器１０は、入力される制御電圧に応じて発振周波数が決まるＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator）と称される発振器である。電圧制御発振器１０には、インダクタンスとキャパシタンスとを用いた例えばＬＣ−ＶＣＯを用いることができる。ＬＣ−ＶＣＯは、100MHz以上の周波数で発振することが可能である。

周波数電圧変換部２０は、電圧制御発振器１０が出力する発振周波数信号を、当該発振周波数信号に依存する電圧信号に変換する。電圧信号は、発振周波数信号が高いと例えば低い電圧値に、また、発振周波数が低いと高い電圧値に変換される。詳しくは後述する。

誤差信号生成部３０は、周波数電圧変換部２０が出力する電圧信号の電圧と、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとを比較して、電圧制御発振器１０の出力する発振周波数信号の周波数を制御する誤差信号を出力する。誤差信号生成部３０は、電圧制御発振器１０が出力する発振周波数信号の周波数に応じて変化する電圧信号と、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとを比較した誤差信号で、電圧制御発振器１０の発振周波数信号をフィードバック制御する。

基準電圧Ｖ_ｒｅｆを、温度、電圧の変動に対して安定した電圧にすることで、電圧制御発振器１０の100MHz以上で発振する発振周波数を、安定化することができる。基準電圧Ｖ_ｒｅｆを安定化する方法としては、抵抗値の温度依存性を抵抗間で打ち消し合う等の周知の回路技術を用いることができる。

図２に、周波数電圧変換部２０のより具体的な構成例を示す。周波数電圧変換部２０は、分周器２１と、ＦＭ/ＡＭ変換器２２と、ローパスフィルタ（以降、ＬＰＦ）２３とを具備する。

分周器２１は、電圧制御発振器１０の出力する正弦波に近い波形の発振周波数信号を、分周してデューティサイクル50％の方形波信号に変換する。分周比１/ｎのｎは、発振周波数信号の周波数によって予め設定する２以上の整数である。

ＦＭ/ＡＭ変換器２２は、分周器２１が出力する周波数信号（方形波信号）を振幅信号に変換する。ＦＭ/ＡＭ変換器２２は、方形波信号の「１」の期間（１：正電源電圧Ｖｄｄ）にキャパシタを電流源で充電し、方形波信号の「０」の期間（０：負電源電圧Ｖｓｓ）にキャパシタに充電した電荷を放電する。

この充放電の繰り返しによって、方形波信号の周波数によって振幅が変化する三角波が生成される。この三角波の振幅は、方形波信号の周波数が高いと小さく、方形波信号の周波数が低いと大きくなる。

ＬＰＦ２３は、ＦＭ/ＡＭ変換器２２が出力する三角波を直流電圧に変換する。ＬＰＦ２３は、三角波の振幅が小さければ低い電圧値を、三角波の振幅が大きければ高い電圧値を出力する。つまり、分周器２１とＦＭ/ＡＭ変換器２２とＬＰＦ２３との構成によって、電圧制御発振器１０の発振周波数信号は、周波数が高いと例えば低い電圧値に、また、周波数が低いと高い電圧値に変換される。

図３に、発振器１の具体例を示す。図４に、発振器１の各部の動作波形を示す。図４の横方向は時間、縦方向は各部の出力する信号の振幅である。図４のＡは電圧制御発振器１０の出力する発振周波数信号、Ｂは分周器２１の出力信号、ＣはＦＭ/ＡＭ変換器２２の出力する三角波、ＤはＬＰＦ２３の出力する電圧信号、Ｅは誤差信号生成部の出力する誤差信号である。

電圧制御発振器１０は、一般的なＬＣ−ＶＣＯである。電圧制御発振器１０の発振周波数信号の周波数は、誤差信号生成部３０の出力する誤差信号Ｅによって制御される。ＬＣ−ＶＣＯは、電圧制御発振器１０に用いられる一般的な発振器であるので、その詳細な説明は省略する。

誤差信号Ｅは、例えば誤差零で所定の電圧、プラス誤差で所定の電圧より低い電圧、マイナス誤差で所定の電圧より高い電圧であると仮定する。電圧制御発振器１０の出力する発振周波数信号Ａは、誤差信号Ｅが零であればある一定の周波数になる。また、誤差信号Ｅがプラスであれば一定の周波数より低くなる。また、誤差信号Ｅがマイナスであれば一定の周波数より高くなる。

分周器２１は、Ｄタイプフリップフロップ（以降、ＦＦ）の反転Ｑ出力がＤ端子に接続されたＴＦＦ（Ｔ：Toggle）で構成される。ＴＦＦの段数は、発振周波数信号Ａに応じて任意の数にする。この例では１段である。

分周器２１のＱ出力は、この例では発振周波数信号Ａの立ち上がりのエッジで反転する。よって、分周器２１の出力信号Ｂは、発振周波数信号Ａの周波数を1/２に分周したデューティ比50％の方形波信号である。方形波信号の「１」の期間は、発振周波数信号Ａの周波数が高いと短く、周波数が低いと長くなる。

ＦＭ/ＡＭ変換器２２は、ＰＭＯＳトランジスタ２２１（以降、トランジスタは省略する）と電流源２２２とキャパシタ２２３とで構成される充電回路と、キャパシタ２２３とＮＭＯＳトランジスタ２２０（以降、トランジスタは省略する）とによる放電回路とで構成される。

Ｖｄｄ側の電流源２２２は、ＰＭＯＳ２２１のソース電極に接続され、ＰＭＯＳ２２１のドレイン電極とＶｓｓとの間に接続されるキャパシタ２２３を充電する。ＰＭＯＳ２２１のゲート電極に、ゲート電極が接続されたＮＯＭＯＳ２２０は、キャパシタ２２３に並列に接続され、キャパシタ２２３を放電する。

ＰＭＯＳ２２１のゲート電極には、分周器２１の出力信号Ｂ（この例では反転Ｑ出力）が入力される。すると、図４の出力信号Ｂと三角波Ｃに示すように、分周器２１のＱ出力（出力信号Ｂ）が「１」の期間において、電流源２２２はＰＭＯＳ２２１を介してキャパシタ２２３を定電流Ｉoscで充電する。また、分周器２１のＱ出力が「０」の期間においては、キャパシタ２２３に充電された電荷がＮＭＯＳ２２０によって放電される。

この充放電によってキャパシタ２２３には、出力信号Ｂの周波数によって振幅が変化する三角波Ｃが生成される（図４）。この三角波Ｃの振幅は、出力信号Ｂの周波数に反比例する。つまり、三角波Ｃの振幅は、出力信号Ｂの周波数（発振周波数信号Ａの周波数）が高いと小さく、出力信号Ｂの周波数（発振周波数信号Ａの周波数）が低いと大きくなる。

ＬＰＦ２３は、三角波Ｃを電圧信号Ｄに変換する。ＬＰＦ２３は、入力抵抗２３０と、オペアンプ２３１と、キャパシタ２３２と、帰還抵抗２３３とで構成される。

一端に三角波Ｃが入力される入力抵抗２３０の他端は、オペアンプ２３１の反転入力端子（−）に入力される。オペアンプ２３１の非反転入力端子（＋）には、バイアス電圧Ｖ_Biasが入力される。バイアス電圧Ｖ_Biasは、例えば中点電圧（Ｖｄｄ−Ｖｓｓ）/２である。

キャパシタ２３２は、オペアンプ２３１の反転入力端子（−）とオペアンプ２３１の出力端子との間に接続される。抵抗２３３は、キャパシタ２３２と並列に接続される帰還抵抗である。ＬＰＦ２３の利得は、帰還抵抗２３３と入力抵抗２３０との比（−Ｒ_２３３/Ｒ_２３０）で決まる。

ＦＭ/ＡＭ変換器２２が出力する三角波Ｃの振幅がプラス方向に増加すると、ＬＰＦ２３の出力する電圧信号Ｄはマイナス方向に変化する。また、三角波Ｃの振幅が零になると電圧信号Ｄはプラス方向に変化する。この三角波Ｃの振幅が有る時間と、無い時間とのバランスが取れるとＬＰＦ２３の出力する電圧信号Ｄは、中点電圧で一定となる。つまり、電圧制御発振器１０の発振周波数信号Ａの周波数が一定値になると三角波Ｃの周期が一定になる。

誤差信号生成部３０は、電圧信号Ｄと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとを比較して電圧制御発振器１０の発振周波数信号Ａの周波数を制御する誤差信号Ｅを出力する。誤差信号生成部３０は、入力抵抗３００と、オペアンプ３０１と、キャパシタ３０２とで構成される積分器である。

一端にＬＰＦ２３が出力する電圧信号Ｄが入力される入力抵抗３００の他端は、オペアンプ３０１の反転入力端子（−）に接続される。オペアンプ３０１の非反転入力端子（＋）には、基準電圧Ｖ_ｒｅｆが接続される。

誤差信号生成部３０は、ＬＰＦ２３の出力する電圧信号と、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとの差分の電圧を積分する。基準電圧Ｖ_ｒｅｆよりも電圧信号Ｄの電圧がマイナスで有れば、オペアンプ３０１の出力である誤差信号Ｅの電圧はプラスになり、電圧制御発振器１０の発振周波数信号Ａの周波数は高くなる。また、基準電圧Ｖ_ｒｅｆよりも電圧信号Ｄの電圧がプラスで有れば、オペアンプ３０１の出力である誤差信号Ｅの電圧はマイナスになり、電圧制御発振器１０の発振周波数信号Ａの周波数は低くなる。

したがって、この例では基準電圧Ｖ_ｒｅｆを中点電圧と同じ電圧にし、ＦＭ/ＡＭ変換器２２が出力する三角波の周期が一定になると、誤差信号生成部３０の出力電圧（誤差信号Ｅ）は中点電圧に安定する。

つまり、発振器１は、出力する発振周波数信号Ａの周波数が一定の周波数になるようにフィードバック制御される。例えば、電圧制御発振器１０の発振周波数信号Ａの周波数がその安定する周波数よりも高くなると、ＦＭ/ＡＭ変換器２２が出力する三角波Ｃの周期が短く、ＬＰＦ２３の電圧信号Ｄはプラスに、誤差信号生成部３０の誤差信号Ｅはマイナスに、それぞれ変化する。その結果、電圧制御発振器１０が出力する発振周波数信号Ａの周波数は、安定する周波数に成るように下げられる。

また、電圧制御発振器１０の発振周波数信号Ａの周波数がその安定する周波数よりも低くなると、ＦＭ/ＡＭ変換器２２が出力する三角波Ｃの周期が長く、ＬＰＦ２３の電圧信号Ｄはマイナスに、誤差信号生成部３０の誤差信号Ｅはプラスに、それぞれ変化する。その結果、電圧制御発振器１０が出力する発振周波数信号Ａの周波数は、安定する周波数に成るように上げられる。

以上説明した発振器１の発振周波数は、次式で近似できる。

ここでＩoscは電流源２２２の定電流値、Ｃoscはキャパシタ２２３の容量、Ｖ_ｒｅｆは基準電圧である。したがって、ＩoscとＶ_ｒｅｆとを、温度、電圧の変動に対して安定したものにすると共に、それぞれの電源電圧変動除去比（ＰＳＲＲ）を高くすることで、高い精度の発振周波数信号を出力する発振器を、水晶振動子を用いずに実現することができる。

例えば、電流源２２２を、正の傾きで絶対温度に比例する特性を有する絶対温度比例（PTAT:Proportional to Absolute Temperature）の電流源と、負の傾きで絶対温度に比例する特性を有する絶対温度依存（CTAT:Complementary to Absolute Temperature）の電流源とを組み合わせて構成する方法が考えられる。絶対温度比例の電流源と絶対温度依存の電流源とを組み合わせることで温度依存のない電流でキャパシタ２２３を充電することができる。

（変形例）
図５に、本実施形態の発振器１を変形した発振器２の構成例を示す。発振器１を変形した発振器２は、発振器１に対してＬＰＦ２３を具備しない点と、構成の異なる誤差信号生成部３２を具備する点で異なる。

誤差信号生成部３２は、抵抗３２０と、オペアンプ３２１と、キャパシタ３２２とを具備する。一端に基準電圧Ｖ_ｒｅｆが入力される抵抗３３０の他端は、オペアンプ３３１の反転入力端子（−）に接続される。オペアンプ３３１の非反転入力端子には、ＦＭ/ＡＭ変換器２２が出力する三角波Ｃが入力される。

つまり、誤差信号生成部３２は、誤差信号生成部３０（図３）に対してオペアンプ３２１の三角波Ｃが入力される極性が反転している。この極性の反転は、誤差信号生成部３３の出力を誤差信号生成部３０と同じにするために行う。

図６に、発振器２の各部の動作波形を示す。図６のＡ,Ｂ,Ｃ,Ｅの信号は、図４と同じ信号である。ＬＰＦ２３が削除されても誤差信号Ｅは、発振器１と同じである。

このように、本実施形態において、ＬＰＦ２３は必須の機能構成部ではない。発振器２は、ＬＰＦ２３を具備しなくとも発振器１と同じ作用効果を奏する。

（第２実施形態）
図７に、第２実施形態の発振器３の構成例を示す。本実施形態の発振器３は、発振器１のＬＣ−ＶＣＯで構成された電圧制御発振器１０を、３段のインバータで構成されるリング発振器１３に替えたものである。

リング発振器１３は、３個のインバータ１３０,１３１,１３２と、３個のＮＭＯＳ電流源１３３,１３４,１３５とを具備する。インバータ１３０の出力はインバータ１３１の入力に接続され、インバータ１３１の出力はインバータ１３２の入力に接続され、インバータ１３２の出力はインバータ１３０の入力に接続される。このようにインバータ１３０と１３１と１３２とは、環状（リング状）に接続される。

インバータ１３０に流れる電流はＮＭＯＳ電流源１３３で制御される。また、インバータ１３１に流れる電流はＮＭＯＳ電流源１３４で制御される。また、インバータ１３２に流れる電流はＮＭＯＳ電流源１３５で制御される。各々のＮＭＯＳ電流源のゲート電極には、誤差信号生成部３０が出力する誤差信号Ｅが入力される。

誤差信号Ｅがプラスであると、各々のＮＭＯＳ電流源１３３,１３４,１３５がインバータ１３０,１３１,１３２に供給する電流の量が増加する。その結果、各々のインバータ１３０,１３１,１３２の出力の図示しない浮遊容量を充電する充電時間が短縮され、リング発振器１３の発振周波数（発振周波数信号Ａ）は高くなる。

誤差信号Ｅがマイナスであると、各々のＮＭＯＳ電流源１３３,１３４,１３５がインバータ１３０,１３１,１３２に供給する電流の量が減少する。その結果、各々のインバータ１３０,１３１,１３２の出力の図示しない浮遊容量を充電する充電時間が長くなり、リング発振器１３の発振周波数（発振周波数信号Ａ）は低くなる。

この誤差信号Ｅと発振周波数信号Ａとの関係は、上記のＬＣ−ＶＣＯを用いた発振器１（図３）と同じである。つまり、発振器３は、ＩoscとＶ_ｒｅｆとを、温度、電圧の変動に対して安定したものにすることで、発振器１と同様の作用効果を奏する。

なお、発振器３は、電圧制御発振器１０を、キャパシタやインダクタンスを用いないリング発振器１３で構成するので、ＬＣ−ＶＣＯで構成した発振器１（図３）よりも小型化できる。

また、電圧制御発振器にリング発振器１３を用いることで、発振周波数信号の多相化が可能になる。また、発振器３は、ＬＣ−ＶＣＯで構成した発振器１よりも、広い動作範囲（温度範囲、電圧範囲）を持つ発振器にできる。

（変形例）
図９に、本実施形態の発振器３を変形した発振器４の構成例を示す。発振器３を変形した発振器４は、発振器３に対してＬＰＦ２３を具備しない点と、構成の異なるリング発振器１４を具備する点で異なる。

リング発振器１４は、３個のインバータ１４０,１４１,１４２と、３個のＰＭＯＳ電流源１４３,１４４,１４５とを具備する。リング発振器１４の発振周波数信号は、誤差信号Ｅがプラスであると低く、誤差信号Ｅがマイナスであると高くなる。リング発振器１４の誤差信号Ｅと発振周波数信号Ａとの関係は、リング発振器１３と逆の関係である。

リング発振器１４の誤差信号Ｅと発振周波数信号Ａとの関係を、リング発振器１３と逆の関係にすることで、ＬＰＦ２３を具備しないことによる極性の反転を解消する。

図１０に示すようにＡ,Ｂ,Ｃ,Ｅの信号は、図８と同じ信号である。このように発振器４は、ＬＰＦ２３を具備しない分、発振器３よりも更に小型化できる。

（第３実施形態）
図１１に、第３実施形態の発振器５の構成例を示す。本実施形態の発振器５は、発振器２（図５）のＦＭ/ＡＭ変換器２２を、積分器５２に替えたものである。

積分器５２は、ＬＰＦ２３（図３）に対して、ＬＰＦ２３の利得を決める帰還抵抗２３３を具備しない点で異なる。積分器５２は、分周器２１の出力信号Ｂを電圧信号Ｄに変換する。

積分器５２の出力する電圧信号Ｄは、利得が無い分、中点電圧から見た電圧信号Ｄの電圧値は小さくなるが、変化の傾向は図４に示す電圧信号Ｄと同じである。したがって、ＦＭ/ＡＭ変換器２２を積分器５２に替えた発振器５も発振器２と同じ作用効果を奏する。この関係は発振器４（図９）についても同じである。

このように本実施形態の発振器５は、電圧制御発振器１０、積分器５２による周波数電圧変換部、及び誤差信号生成部３２とで構成できる。なお、積分器５２は、受動素子のみで構成するローパスフィルタ又はハイパスフィルタに替えてもよい。図１２（ａ）に、ローパスフィルタ６３の構成を示す。

ローパスフィルタ６３は、抵抗６３０とキャパシタ６３１とで構成される。抵抗６３０の一端に電圧制御発振器１０の出力する発振周波数信号が入力され、抵抗６３０の他端は電圧信号Ｄを出力する出力端子でありキャパシタ６３１で接地される。

図１２（ｂ）に、ローパスフィルタ６３の周波数特性を示す。図１２（ｂ）の横軸は周波数、縦軸は電圧である。

ローパスフィルタ６３は、抵抗６３０とキャパシタ６３１との値で決まる遮断周波数までの通過帯域幅では入力した発振周波数信号がほぼそのまま出力される。一方、遮断周波数以上の周波数域では、入力した発振周波数信号の振幅が減衰する特性（周波数−電圧変換範囲）を示す。

ローパスフィルタ６３は、遮断周波数以上の周波数域において積分回路として作用する。遮断周波数以上の周波数域では、周波数が高くなると出力電圧が低下する減衰特性を示す。この減衰域の周波数帯に、発振周波数信号の周波数を合わせることで、周波数−電圧変換を実現できる。つまり、積分器５２に替えたＦＭ/ＡＭ変換器２２を、ローパスフィルタ６３で構成できる。

図１２（ｃ）に、ローパスフィルタ６３に分周器２１の出力信号Ｂを入力した場合のローパスフィルタ６３の出力信号（電圧信号Ｄ）の例を示す。図１２（ｃ）の横軸と縦軸の関係は図４と同じである。積分回路６３の出力する電圧信号Ｄは、分周器２１の出力信号Ｂの周波数が低いと電圧信号Ｄはプラス、周波数が高いとマイナス、所定の周波数であると一定値になる。この関係は図４と同じである。このように積分器５２は、受動素子のみで構成したローパスフィルタ６３に置き替えることが可能である。

また、周波数−電圧変換にはハイパスフィルタ６４を用いてもよい。図１３（ａ）に、ハイパスフィルタ６４の構成を示す。

ハイパスフィルタ６４は、キャパシタ６４０と抵抗６４１とで構成される。キャパシタ６４０の一端に電圧制御発振器１０の出力する発振周波数信号が入力され、キャパシタ６４０の他端は電圧信号Ｄを出力する出力端子であり抵抗６４１で接地される。

図１３（ｂ）に、ハイパスフィルタ６４の周波数特性を示す。図１３（ｂ）の横軸と縦軸の関係は図１２（ｂ）と同じである。

図１３（ｃ）に、ハイパスフィルタ６４に分周器２１の出力信号Ｂを入力した場合の微分回路６４の出力信号（電圧信号Ｄ）の例を示す。図１２（ｃ）の横軸と縦軸の関係は図４と同じである。

ハイパスフィルタ６４は、キャパシタ６４０と抵抗６４１との値で決まる遮断周波数以下の周波数域では、周波数が低くなると出力電圧が低下する減衰特性を示す。この減衰域の周波数帯に、発振周波数信号の周波数を合わせることで、周波数−電圧変換を実現できる。つまり、積分器５２に替えたＦＭ/ＡＭ変換器２２を、ハイパスフィルタ６４で構成できる。

このように発振器５の積分器５２は、受動素子のみで構成したローパスフィルタ６３、または、ハイパスフィルタ６４に置き替えが可能である。よって、発振器５は、100MHz以上の周波数域で水晶振動子を用いずに、温度、電圧の変動に対して安定した発信周波数信号を出力する発振器を、より簡単な構成で提供する。

以上説明した発振器１乃至５の何れかの発振器は、水晶振動子を用いないので１個の半導体チップに集積することが可能である。つまり、電圧制御発振器１０、周波数電圧変換部２０、及び誤差信号生成部３０のそれぞれは、半導体製造プロセスとの親和性が高いので、１個の半導体チップに集積できる。１個の半導体チップに集積することで、本発明の発振器を、更に小型化、低コスト化できる。

以上、実施例に沿って本発明の内容を説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変形及び改良が可能であることは、当業者には自明である。

例えば、発振器１は、そのＦＭ/ＡＭ変換器２２とＬＰＦ２３とをローパスフィルタ６３に替え、誤差信号生成部３０を誤差信号生成部３２に替えても同様の作用効果を奏する。このように本発明は、上記した実施例に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で数々の変形が可能である。

１,２,３,４,５：発振器
１０：電圧制御発振器
１３：リング発振器
２０：周波数電圧変換部
２１：分周器
２２：ＦＭ/ＡＭ変換器
２３：ＬＰＦ
３０,３２：誤差信号生成部
５３：積分器
６３：ローパスフィルタ
６４：ハイパスフィルタ

Claims

電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器が出力する発振周波数信号を、当該発振周波数信号に依存する電圧信号に変換する周波数電圧変換部と、
前記電圧信号と基準電圧とを比較して、前記発振周波数信号の周波数を制御する誤差信号を出力する誤差信号生成部と
を具備し、
前記周波数電圧変換部は、
前記発振周波数信号を分周する分周器と、
電流源と、
キャパシタと、
前記分周器が出力する周波数信号を用いて、前記キャパシタを前記電流源が生成する電流で充電する第１トランジスタと、
前記分周器が出力する周波数信号を用いて、前記キャパシタに充電された電圧を放電する第２トランジスタと
を備え、
前記第１トランジスタと前記第２トランジスタは、前記分周器から出力される同一の周波数信号で制御される
ことを特徴とする発振器。
請求項１に記載した発振器において、
前記周波数電圧変換部は、
ローパスフィルタ又はハイパスフィルタを備え、前記発振周波数信号の周波数が前記ローパスフィルタ又はハイパスフィルタの減衰域の範囲に有ることを特徴とする発振器。
請求項１又は２に記載した発振器において、
前記電圧制御発振器は、
３段のインバータで構成されるリング発振器で構成されたことを特徴とする発振器。
請求項１乃至３の何れかに記載した発振器において、
前記電圧制御発振器と前記周波数電圧変換部と前記誤差信号生成部とは、１個の半導体チップに集積されていることを特徴とする発振器。