JP6207861B2 - インバータ装置、またはこれを制御するインバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ装置に関する。

鉄道車両の分野では、１台のインバータ装置で１〜４台の３相交流電動機を可変速運転することで車両を加減速させる方式が広く用いられている。インバータ装置はパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、ＰＷＭ）に基づいて複数のスイッチング素子をオンオフ制御することで直流電圧を所望の振幅および周波数の交流電圧に変換して交流電動機に印加する。

図１に鉄道車両のインバータ装置で一般的に用いられている交流電圧基本波の振幅と周波数の関係を示す。横軸は、交流電圧基本波の周波数であり、縦軸は交流電圧基本波の振幅をインバータ装置が出力できる最大の交流電圧基本波の振幅で正規化したもの（以下、変調率という）である。

交流電圧基本波の周波数が低い領域（図中のＦ２以下の領域）では、周波数に比例して変調率を増加さる。つまり、図１では（Ｆ１，Ｙｍ１）と（Ｆ２，Ｙｍ２）は同一直線上に存在する。そして、交流電圧の振幅が最大となった後は交流電圧の周波数のみを増加させる。

このように、鉄道車両用のインバータ装置では、周波数がＦ２以下の領域では可変電圧可変周波数制御を行い、Ｆ２以上の領域では一定電圧可変周波数制御を行うことが一般的である。

また、鉄道車両のインバータ装置では、図１のように非同期モードと同期モード、１パルスモードの３種類のＰＷＭ方式を切り替えながら交流電圧を出力する。それぞれの制御モードにおけるＰＷＭ方式の波形を図２〜６に示す。

図２では、３相交流のうち１相分について示しており、交流電圧の指令値をインバータ装置の直流側の電圧で正規化した変調波と、三角波状のキャリア、およびインバータ装置のスイッチング素子に対するオンオフ指令であるＰＷＭパルスを示している。ＰＷＭパルスは、図のように変調波とキャリアとの大小関係に基づいて、変調波がキャリアより大きい場合はオン指令となり、変調波がキャリアより小さい場合はオフ指令となる。

交流電圧の周波数が低い領域では、図２に示す非同期ＰＷＭモード（以下、非同期モードという）を用いて交流電圧を出力する。

非同期モードでは、変調波とキャリアの位相関係を固定せず、変調波の周波数に対して十分高い周波数のキャリアを用いてＰＷＭパルスを生成する方式である。

非同期モード領域において、変調波の周波数が低い領域では、図２に示すように変調波の周波数に対してキャリアの周波数が十分高いため、交流電圧のひずみは小さいが、変調波の周波数が高くなると交流電圧のひずみが大きくなる。そのため、変調波の周波数が図１のＦ１以上になると図３〜図５に示す同期ＰＷＭモード（以下、同期モードという）へ移行する。

同期モードでは、変調波とキャリアの間に所定の位相関係が成立するようにキャリアを配置し、変調波の周波数に合わせてキャリアの周波数も増加させるＰＷＭ方式である。図３では変調波１周期に９周期分のキャリアを配置した同期９パルスモードを示している。
鉄道車両では、一般に３相交流の対称性から３の奇数倍のキャリアを配置した同期モードが使用される。

変調波の振幅が大きくなると図４，５のように変調波の振幅がキャリアの振幅より大きい領域が発生し、変調波１周期当たりのＰＷＭパルス数が減少する。ＰＷＭパルスの減り方は変調波とキャリアの位相関係によって決まり、この場合は変調波１周期当たりのＰＷＭパルス数は９個（図３）、７個（図４）、３個（図５）と減少する。

変調波の振幅が最大となると、図６のように変調波１周期の間にオン指令とオフ指令が１回だけ切り替わる１パルスモードとなる。

図２〜６を基に変調率とスイッチング素子がオンオフ動作を繰り返す周波数（以下、スイッチング周波数）の関係を図示すると図７となる。

非同期モードのキャリアの周波数や、非同期モードから同期モードへ移行する条件（図１のＦ１）は、インバータ装置で発生する損失の大きさやスイッチング素子のオンオフ動作に伴う電流リップルの大きさによって決定される。

電気学会 電気鉄道における教育調査専門委員会編 最新 電気鉄道工学コロナ社

ここで、スイッチング素子ではオンオフ動作に伴う損失が発生し、損失が大きくなるほどインバータ装置に高い冷却性能が求められるため、インバータ装置のスイッチング損失の点では、スイッチング周波数は低いほうが望ましい。

一方で、スイッチング周波数が交流電圧基本波の周波数に対して低くなると、交流電圧のひずみが増加して、モータ効率が低下するため、モータ効率の点では、スイッチング周波数は高い方が望ましい。

そのため、スイッチング周波数に頼らず、交流電圧のひずみを抑制して、モータ効率を向上させることが課題であった。

本発明は、交流電圧のひずみ率を抑制し、モータの効率を向上できるインバータ装置を提供することを目的とする。

本発明に記載の鉄道車両のインバータ装置は、他の相のスイッチング素子がオフまたはオンの固定電圧を出力している位相領域では、交流電圧指令の振幅に応じたスイッチング制御を行い、他の相のスイッチング素子がスイッチング動作している位相領域では、スイッチング素子をオンまたはオフとして固定電圧を出力する。

本発明によれば、インバータ装置からモータへ供給される交流電圧のひずみ率を抑制し、モータの効率を向上できるインバータ装置を提供することができる。

図１は、インバータ装置が出力する交流電圧基本波の周波数と変調率の関係を示す図である。 図２は、従来技術における非同期モードでの変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図３は、従来技術における同期モードで９パルスを発生させた場合の変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図４は、従来技術における同期モードで７パルスを発生させた場合の変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図５は、従来技術における同期モードで３パルスを発生させた場合の変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図６は、従来技術における１パルスモードでの変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図７は、従来技術における出力電圧基本波の周波数とスイッチング周波数の関係を示す図である。 図８は、高耐圧のスイッチング素子を用いたインバータ装置における出力電圧基本波の周波数とスイッチング周波数の関係を示す図である。 図９は、本発明における交流電圧基本波とＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図１０は、３相分の本発明における交流電圧基本波とＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図１１は、本発明の同期９パルスモードにおける変調波とキャリアの関係を示す図である。 図１２は、本発明の同期９パルスモードにおける変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図１３は、３相分の本発明の同期９パルスモードにおける変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図１４は、本発明の同期９パルスモードにおける変調率と変調波振幅の関係を示す図である。 図１５は、本発明の同期９パルスモードにおける変調率が零の場合のＰＷＭパルスを示す図である。 図１６は、本発明の同期９パルスモードにおける任意の変調率におけるＰＷＭパルスを示す図である。 図１７は、本発明の同期９パルスモードにおける変調率が１００％の場合のＰＷＭパルスを示す図である。 図１８は、本発明の同期７パルスモードにおける変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図１９は、本発明の同期５パルスモードにおける変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図２０は、本発明の同期３パルスモードにおける変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスの関係を示す図である。 図２１は、従来技術の同期モードと本発明の同期モードにおける交流電流のひずみ率を比較した表である。 図２２は、本発明におけるインバータ装置の回路構成の一例を示す図である。 図２３は、本発明の同期モード制御を非同期モードと１パルスモードの間で実施した場合の出力電圧基本波の周波数とスイッチング周波数の関係を示す図である。 図２４は、惰行状態からインバータ装置を再起動する際に、従来の同期モードを実施した場合の出力電圧基本波の周波数とスイッチング周波数の関係を示す図である。 図２５は、本発明の同期９パルスモードにおけるＵ相とＶ相の線間電圧を示す図である。 図２６は、従来技術の同期モードを実施した場合のＵ相とＶ相の線間電圧を示す図である。

次に本発明の実施形態について説明する。

本発明の鉄道車両のインバータ制御装置における第１実施例について説明する。
図２２は、本発明におけるインバータ装置の回路構成の一例を示す図である。鉄道車両は、集電装置により電車線１０から供給された直流電圧は、平滑リアクトル７０及び平滑コンデンサ２０で平滑化されてインバータ装置に印加される。インバータ装置のスイッチング回路は、逆並列に接続されたダイオード３０５を有するスイッチング素子３０１（上アーム）と、逆並列に接続されたダイオード３０６を有するスイッチング素子３０２（下アーム）が直列接続された回路３０aを１相分とするＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分の回路（３０a、３０b、３０c）で構成される。各相の上アームと下アームの接続点は、交流電動機への交流出力となる。また、インバータ制御装置５０は、ＰＷＭパルス指令を生成して、スイッチング回路（３０a、３０b、３０c）の各スイッチング素子へＰＷＭパルス指令に基づくゲート駆動指令６０を出力する。

図９に本実施例における交流電圧基本波とＰＷＭパルスの関係を示す。ここでは、１相分の交流電圧基本波とＰＷＭパルスを示している。図中の横軸は交流電圧基本波の位相を示している。縦軸は変調波およびＰＷＭパルスの振幅を示している。

本実施例のＰＷＭ方式では、図９のように交流電圧基本波の１周期を６０度ごとの領域に分割して、スイッチング素子をオン状態で保持する領域（図中のオン固定の領域）、およびオフ状態で保持する領域（図中のオフ固定の領域）と、スイッチング素子をオンオフ制御する領域（図中のオンオフ制御の領域）に分けスイッチング素子を制御する。オンオフ制御する領域の動作については後述する。

オン固定の領域は、交流電圧の基本波の位相に対して０度から６０度と１２０度から１８０度の範囲であり、オフ固定の領域は１８０度から２４０度と３００度から３６０度の範囲である。そして、オンオフ制御の領域は６０度から１２０度と２４０度から３００度の範囲である。

このように、本発明のＰＷＭ方式では交流電圧の基本波の極大値および極小値を含む位相領域でオンオフ制御を行い、他の領域では、オン固定またはオフ固定の制御を行う。

３相分の変調波とＰＷＭパルスの関係を図示すると図１０に示すようになる。ここでは、３つの相をそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相として、Ｕ相の交流電圧基本波を基準に、Ｖ相を−１２０度の位相差で示し、Ｗ相を＋１２０度の位相差で示している。

図１０のように本発明のＰＷＭ方式では、各相の交流電圧基本波の極大値または極小値を含む領域でオンオフ制御を行い、他の領域でオン固定またはオフ固定の制御を行うので、分割した位相領域ごとに３相のうち１相のみオンオフ制御を行い、他２相はオン固定またはオフ固定の状態となる。

次にオンオフ制御を行う領域の具体的な動作について説明する。図１０のＵ相を例として、変調波１周期あたり９個のＰＷＭパルスを含む場合における変調波とキャリアの関係を図１１に示す。図中の太線で示した波形が変調波であり、三角波状のものがキャリアである。以下、この方式を本発明における同期９パルスモードと呼ぶ。

図１１のように、変調波１周期に対して２４個のキャリアを配置し、さらに０度から１８０度の領域と１８０度から３６０度の領域でキャリアを反転させる。

そして、６０度から１２０度の領域と２４０度から３００度の領域の変調波振幅Ａｍを調整することでオンオフ制御を行う。なお、Ａｍの極性は６０度から１２０度の領域と２４０度から３００度の領域で逆に設定する。

図１１の変調波とキャリアの関係から生成されるＰＷＭパルスを図１２に示す。図１２のように変調波とキャリアを比較することで、変調波１周期あたり９個のＰＷＭパルスが生成される。３相分の変調波とキャリアおよびＰＷＭパルスを図示すると図１３のようになる。

図１１のように、オンオフ制御を行う領域の変調波を直線とした場合、変調波の振幅Ａｍと変調率Ｙｍの関係は数１となる。

ここで、Ａｍの範囲は−１から１である。

数１に基づいて変調率Ｙｍと変調波振幅Ａｍの関係を図示すると図１４のようになる。
この関係に基づいて変調率Ｙｍに対応する変調波振幅Ａｍを設定することで、変調波１周期内のＰＷＭパルス数を一定に保ったまま、零から最大電圧まで所望の交流電圧を出力することができる。つまり、スイッチング周波数に関わらず、所望の交流電圧を出力することができる。

変調波振幅Ａｍが−１から１まで変化したときのＰＷＭパルスを図１５〜１７に示す。

まず、交流電圧基本波の振幅が零の場合、変調率Ｙｍが零、つまり変調波振幅が−１となり、６０度から１２０度の領域はオフ状態で固定される。また、２４０度から３００度の領域は、キャリアが反転されるため、オン状態で固定される。そのため、この場合には図１５のようなＰＷＭパルスとなる。

次に、変調波振幅が−１から１の間にある場合、図１６のようにオンオフ制御を行う領域では変調波振幅Ａｍの大きさに応じたオンオフ制御が行われる。

そして、交流電圧基本波の振幅が１の場合、変調率Ｙｍが１００％、つまり変調波振幅Ａｍが１となり、６０度から１２０度の領域はオン状態で固定され、２４０度から３００度の領域はキャリアが反転されるため、オフ状態で固定されるので図１７のようなＰＷＭパルスとなる。

ここでは、オンオフ制御を行う領域の変調波を直線として説明したが、正弦波などの任意の曲線で設定しても良く、数１や図１４のように変調率と変調波振幅の関係が得られれば、それに基づいて所望の電圧を出力することができる。

また、図１８のように、変調波１周期に対して１８個のキャリアを配置し、さらに０度から１８０度の領域と１８０度から３６０度の領域でキャリアを反転させれば、変調波１周期内に７個のＰＷＭパルスを含むＰＷＭ方式（本発明における同期７パルスモード）を実現することが可能である。

同様に、図１９のように１２個のキャリアを配置した本発明における同期５パルスモードや、図２０のように６個のキャリアを配置した本発明における同期３パルスモードを実現することもできる。

上記の本発明における同期７パルスモードや同期５パルスモードおよび同期３パルスモードは、本発明における同期９パルスモードと同様に、変調率Ｙｍと変調波振幅Ａｍの関係に従って、変調率Ｙｍを零から100％まで変化させることができるため、交流電圧を零から最大まで出力することができる。

さらに、ここでは図示していないが変調波１周期内に３０個のキャリアを配置した本発明における同期１１パルスモードなどＰＷＭパルス数を増やしたＰＷＭ方式も実現可能である。

本発明の効果を確認するため、直流１５００Ｖ架線を走行する直流電車を想定し、従来技術の同期モードと本発明の同期モードの交流電流のひずみをミュレーションにより比較した。

従来技術は同期９パルスモード（図３）、同期７パルスモード（図４）、同期３パルスモード（図５）とし、本発明の同期モードは変調波１周期当たりのスイッチング回数が同じとなる同期９パルスモード（図１２）、同期７パルスモード（図１８）、同期３パルスモード（図２０）とした。

また、比較するパルスモードごとに変調率と交流電圧基本波の周波数は同じ設定とし、ひずみ率は、交流電流基本波の周波数に対して５次、７次、１１次、１３次、１７次、１９次を対象として計算した。

比較結果の表を図２１に示す。いずれの条件においても本発明のほうが従来技術に対してひずみ率が小さいことがわかる。

本実施例における同期９パルスモードの線間電圧を図２５に示す。図２５は、図１３に示すＵ相とＶ相の間に印加される線間電圧であり、Ｖ相よりもＵ相の電圧が高い状態を正電圧としている。

位相が０〜６０の領域では、Ｕ相はオン状態に固定、Ｖ相はオンオフ制御される。そのため、Ｖ相がオフ状態の場合に、線間電圧がＥｄとなり、Ｖ相がオン状態の場合に、線間電圧が０となる。

位相が６０〜１２０の領域では、Ｕ相はオンオフ制御され、Ｖ相はオフ状態に固定される。そのため、Ｕ相がオン状態の場合に、線間電圧がＥｄとなり、Ｕ相がオフ状態の場合に、線間電圧が０となる。

位相が１２０〜１８０の領域では、Ｕ相及びＶ相はいずれもオン状態に固定される。そのため、線間電圧は０となる。

位相が１８０〜２４０の領域では、Ｕ相はオフ状態に固定、Ｖ相はオンオフ制御される。そのため、Ｖ相がオン状態の場合に、線間電圧が−Ｅｄとなり、Ｖ相がオフ状態の場合に、線間電圧が０となる。

位相が２４０〜３００の領域では、Ｕ相はオンオフ制御され、Ｖ相はオン状態に固定される。そのため、Ｕ相がオン状態の場合に、線間電圧は０となり、Ｕ相がオフ状態の場合に、線間電圧は−Ｅｄとなる。

位相が３００〜３６０の領域では、Ｕ相及びＶ相はいずれもオフ状態に固定される。そのため、線間電圧は０となる。

図２５に示すような本実施例の線間電圧は、線間電圧が０とＥｄの間でオンオフ動作している領域（位相が０〜１２０の領域）において、両端を除き等間隔の電圧が出力される。同様に、線間電圧が−Ｅｄと０の間でスイッチングしている領域（位相が１８０〜３００の領域）においても両端を除き等間隔の電圧が出力される。

つまり、他の相のスイッチング素子がオフまたはオンの固定電圧を出力している位相領域では、交流電圧指令の振幅に応じたスイッチング制御を行い、他の相のスイッチング素子がスイッチング動作している位相領域では、スイッチング素子をオンまたはオフとして固定電圧を出力するという制御を実施することにより、線間電圧には、１相分のスイッチング素子のスイッチング制御と同様の幅のパルス波形が出現することになる。そのため、オンオフ制御を行う領域の変調波を直線として１相分のスイッチングのパルス幅を等間隔とすることで、線間電圧のパルス幅も一定の幅とすることができる。

一方、従来技術における図３に示すような同期９パルスモードの線間電圧は図２６のようにオンオフ動作の間隔が均等でないため、オンオフ動作に伴う交流電流のリップルが、大小にばらつく。よって、本実施例は従来技術よりも、オンオフ動作に伴う交流電流のリップルが、大小にばらつかないため、オンオフ動作に伴う交流電流のリップルの大きさを平均的に揃えることができ、交流電流のひずみを抑制することができる。

また、オンオフ制御を行う領域の変調波を直線とせずに、正弦波などの任意の曲線で設定した場合には、１相分のスイッチングパルスの幅は、一定とはならず変化する。しかし、このような場合であっても、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧の位相が０〜６０の位相領域のパルス波形は、Ｖ相のスイッチング波形によって決まり、６０〜１２０の位相領域のパルス波形は、Ｕ相のスイッチング波形によって決まるため、線間電圧のパルス波形は、ピークを中心に線対称となり、従来技術よりも交流電流のリップルを抑えることができる。

つまり、上述した実施例の特に図１０に示すように、他の相のスイッチング素子がオフまたはオンの固定電圧を出力している位相領域では、交流電圧指令の振幅に応じたスイッチング制御を行い、他の相のスイッチング素子がスイッチング動作している位相領域では、スイッチング素子をオンまたはオフとして固定電圧を出力することにより、交流電圧のひずみを抑制することが可能となる。

よって、上述した実施例では、６０度から１２０度の領域と２４０度から３００度の領域をオンオフ制御を行う位相領域として、変調波振幅Ａｍを調整することでオンオフ制御を行うことを説明したが、必ずしも６０度から１２０度と２４０度から３００度の全領域においてスイッチング制御を行う必要はなく、交流電圧基本波の極大値または極小値を含む位相領域でスイッチング制御を行えば、線間電圧のパルス波形は、線間電圧のピーク値を中心とした線対称となるため、従来よりも交流電圧のひずみを抑制するという効果は少なくとも達成することができる。スイッチング制御の領域を当該位相領域の内側（７０度から１１０度と２５０度から２９０度の領域）に設定することによっても本発明の効果は達成可能である。

なお、スイッチング素子ではオンオフ動作に伴う損失が発生し、損失が大きくなるほどインバータ装置に高い冷却性能が求められるため、発生損失の点では、スイッチング周波数は低いほうが望ましい。一方で、スイッチング周波数が低くなると、３相交流電流に重畳する電流リップルが大きくなる。そのため、電流リップルを抑制するという点では、スイッチング周波数は高いほうが望ましい。

そのため、一般的には、スイッチング損失と電流リップルの双方を考慮して、スイッチング周波数が所定の範囲となるように、インバータ装置のキャリアの周波数は設定される。

ところで、インバータ装置のスイッチング素子はインバータ装置の直流側の電圧に応じた耐圧が要求される。鉄道車両の場合、インバータ装置の直流側の電圧は、架線や車両の仕様によって６００Ｖから３０００Ｖ程度まで存在し、直流側の電圧が高いほど高耐圧のスイッチング素子が必要となる。

高耐圧のスイッチング素子は耐圧仕様を満足するため、素子内部の半導体チップの厚みを増す必要があり、その結果、低耐圧のスイッチング素子に比べてスイッチング動作に伴う損失が増加する。よって、高耐圧のスイッチング素子を用いたインバータ装置では、スイッチング動作に伴う損失を抑制するためキャリアの周波数を下げる必要がある。

図７の変調率とスイッチング周波数の関係に対して、高耐圧のスイッチング素子に合わせてスイッチング周波数の上限を下げた例を図８に示す。

図８中の破線はスイッチング周波数の上限を示している。非同期モードでは、キャリアの周波数を下げることでスイッチング周波数を下げることが可能である。一方で、同期モードの場合、図７で示したように出力電圧基本波の周波数が増加することによって、条件によってはスイッチング周波数が上限値を越えてしまう恐れがあり、インバータ装置の熱設計上望ましくない。

また、前述のように鉄道車両で用いられる同期モードは変調波１周期中のキャリアの数を３の奇数倍（３、９、１５、・・）に設定することが多く、この考え方に基づいて同期９パルスモードから、直接同期３パルスモードに切り替えることも考えられる。しかし、この場合、同期９パルスモードから同期３パルスモードに切り替えた直後にスイッチング周波数が下がることで交流電流のリップルが増加してスイッチング素子の電流容量を超えてしまう恐れがある。

このように高耐圧のスイッチング素子を用いたインバータ装置では、スイッチング素子の損失と交流電流のリップルを抑制しながらＰＷＭ方式を切り替える必要がある。つまり、図２３に示すようにスイッチング素子の損失の要求から、スイッチング周波数の上限値が決まり、交流電流のリップルを抑制の要求から、スイッチング周波数の下限値が決まる。そのため、このスイッチング周波数の上限値と下限値の間で制御を実現することが求められる。

そこで、上述した本実施例のように、変調波１周期におけるパルス数が異なる複数のパルスモード（９，７，５，３パルス等）を備え、任意の交流電圧実効値の振幅を出力するように、特定のスイッチング位相領域におけるパルス幅を調節する制御を実施することにより、任意の交流電圧実効値の振幅でパルスモードを切り替えることができる。

そのため、同期９パルスモード、同期７パルスモード、同期５パルスモード、同期３パルスモードの間で、任意のタイミングでパルスモードを切り換えることができ、図２３に示すように、インバータ装置の発生損失により制約を受けるスイッチング周波数の上限を超えないように、さらには、インバータ装置の電流リップルにより制約を受けるスイッチング周波数の下限を下回らないように、パルスモードを切り替えることができる。

本実施例で説明した同期パルスモード制御は、図２３で示したように、スイッチング周波数の上限を超えてしまうという問題や、スイッチング周波数の下限を下回ってしまうという問題は、非同期モードと１パルスモードの間の同期モードで顕著に生じる問題である。そのため、本発明の同期パルスモード制御を、非同期モードと１パルスモードの周波数領域に介在させるようにすると、非同期モードと１パルスモードの間における上述した問題を解決することができる。

また、鉄道車両では車両をある速度まで加速させた後、インバータを停止させて惰性で走行する状態（以下、惰行運転という）から、インバータを再起動させて加速または減速を行う運行が行われる。このようにインバータを再起動させる場合、インバータから出力される交流電圧基本波の周波数は、惰行時の車両速度に応じて高くなる。

インバータを再起動する場合、交流電圧は零から所望の値まで増加させる必要があるが、例えば、図３〜５に示すような従来の同期モードにより、交流電圧を零から所望の値まで増加させようとした場合、図１のように変調波の振幅を零から徐々に大きくさせる必要があるため、交流電圧基本波の１周期に含まれるパルス数は、交流電圧の増加に伴って、９パルス、７パルス、３パルスと変化してする。そのため、図２４に示したように、インバータ再起動時の車両速度が周波数Ｆ３相当となる条件では、同期９パルスと同期７パルスでスイッチング周波数の上限を超えてしまうという問題が生じる。

そのため、上述したような惰行運転を行う場合には、スイッチング素子の損失を低減するために、スイッチング周波数を上限以下に維持したまま、零電圧から最大電圧まで出力可能なＰＷＭ制御が求められる。

次に、図２に示すような従来の非同期モードにより、交流電圧を零から所望の値まで増加させようとした場合、インバータ再起動時の車両速度が周波数Ｆ３相当となる条件では、出力電圧基本波が周波数Ｆ１よりも高い領域で非同期モードの制御を行うため、交流電圧基本波の周波数に対してキャリアの周波数が不足したことにより交流電圧に大きなひずみを生じるという問題が生じる。交流電圧のひずみが増加すると、モータトルクが振動して車両の乗り心地が悪化したり、インバータ装置に過大な電流が流れインバータ装置が停止したりしてしまうことが懸念される。

そのため、上述したような惰行運転を行う場合には、交流電圧のひずみを抑制するために、交流電圧基本波の周波数に対するスイッチング周波数を所定値以上に維持したまま、零電圧から最大電圧まで出力可能なＰＷＭ制御が求められる。

そこで、本実施例のように、オン固定の領域を交流電圧の基本波の位相に対して０度から６０度と１２０度から１８０度の範囲、オフ固定の領域を１８０度から２４０度と３００度から３６０度の範囲、そして、オンオフ制御の領域を、６０度から１２０度と２４０度から３００度の範囲、と設定するＰＷＭ制御により、変調波１周期あたりのＰＷＭパルス数を一定に保ち、出力する交流電圧を零から最大まで調整できる。

つまり、スイッチング周波数の上限を超えないＰＷＭパルス数で交流電圧を零から最大まで制御でき、また、図１のように変調率の増加に合わせて非同期モードでインバータ装置を起動させた場合よりも、交流電圧のひずみを抑制することが可能となる。

ここで、述べた問題は、車両が惰行運転からインバータを再起動させて加速または減速を行う場合に、顕著に生じる問題である。そのため、本発明の同期パルスモード制御は、車両が惰行運転からインバータを再起動させて加速または減速を行う場合に適用されると良い。そうすれば、車両が惰行運転からインバータを再起動させて加速または減速を行う場合の上述した問題を解決することができる。

上述した実施例では、鉄道車両を例に説明したが、本発明は、交流出力電圧のひずみを抑制してモータ効率を向上させる技術に関するインバータ装置に適用できる。そのため、鉄道車両に限らず、分野を問わずインバータ装置全般に有用な技術である。

１０ 電車線
２０ 平滑コンデンサ
３０a〜３０c スイッチング回路
３０１、３０２ スイッチング素子
３０５，３０６ 逆並列ダイオード
４０ 誘導電動機
５０ インバータ制御装置
６０ ゲート駆動指令
７０ 平滑リアクトル
Ｆ 交流電圧基本波の周波数
Ｆ１ 非同期モードから同期モードへ移行する交流電圧基本波周波数
Ｆ２ 同期モードから１パルスモードへ移行する交流電圧基本波周波数
Ｙｍ 変調率
Ｙｍ１ 非同期モードから同期モードへ移行する変調率
Ｙｍ２ 同期モードから１パルスモードへ移行する変調率
Ｆｓｗ スイッチング周波数
Ａｍ 本発明における変調波の振幅

Claims (13)

1. ２つのスイッチング素子が直列に接続され、接続点が交流出力となるスイッチング回路を３相分備え、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ装置において、
   各相の交流電圧の極大値を含む６０度から１２０度までの位相領域および極小値を含む２４０度から３００度までの位相領域で、各相のスイッチング素子を前記交流電圧の振幅指令に応じてオンオフ制御し、
   各相の０度から６０度までの位相領域および１２０度から１８０度までの位相領域で、各相のスイッチング素子をオンの固定電圧を出力しているオン状態に保持し、
   各相の１８０度から２４０度までの位相領域および３００度から３６０度までの位相領域で、各相のスイッチング素子をオフの固定電圧を出力しているオフ状態に保持し、
   １相のスイッチング素子をオンオフ制御する位相領域で、他２相のスイッチング素子を、前記オン状態または前記オフ状態に保持するように、各相を同期させるＰＷＭ制御を行うことを特徴とするインバータ装置。
2. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記ＰＷＭ制御では、各相のスイッチング素子がオンオフ制御を行う前記位相領域が、交流電圧１周期を６等分した６０度ごとの領域に設定されることを特徴とするインバータ装置。
3. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記ＰＷＭ制御では、各相のスイッチング素子がオンオフ制御を行う前記位相領域が、交流電圧１周期を６等分した６０度ごとの領域よりも狭い位相領域に設定されることを特徴とするインバータ装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のインバータ装置において、
   前記ＰＷＭ制御では、各相のスイッチング素子をオンオフ制御する前記位相領域におけるオン状態及びオフ状態の間隔を調整することで、交流電圧を零から最大電圧まで調整可能であることを特徴とするインバータ装置。
5. 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のインバータ装置において、
   出力電圧基本波の周波数が低い領域では、キャリアと変調波とを非同期に発生させる非同期モードで制御し、
   出力電圧基本波の周波数が高い領域では、出力電圧基本波の１周期に１パルスを出力する１パルスモードで制御し、
   出力電圧基本波の周波数が前記非同期モードと１パルスモードの間の領域で、前記ＰＷＭ制御で制御することを特徴とするインバータ装置。
6. 請求項２に記載のインバータ装置において、
   前記インバータ装置の３相交流電圧は、車両を駆動する電動機に供給されており、
   前記車両が走行中に前記インバータ装置のスイッチングを停止させて惰性で走行した後に、前記インバータ装置を再起動させて前記車両を加速または減速を行う場合に、前記ＰＷＭ制御で徐々に前記電動機への交流電圧を増加させることを特徴とするインバータ装置。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のインバータ装置と、当該インバータ装置に直流電圧を供給する平滑コンデンサと、当該インバータ装置の出力する３相交流電力により駆動される交流電動機と、を備え、
   前記交流電動機により車輪が駆動されて走行することを特徴とする鉄道車両。
8. ２つのスイッチング素子が直列に接続され、接続点が交流出力となるスイッチング回路を３相分備え、直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ装置を制御するインバータ制御装置において、
   各相の交流電圧の極大値を含む６０度から１２０度までの位相領域および極小値を含む２４０度から３００度までの位相領域で、各相のスイッチング素子を前記交流電圧の振幅指令に応じてオンオフ制御し、
   各相の０度から６０度までの位相領域および１２０度から１８０度までの位相領域で、各相のスイッチング素子をオンの固定電圧を出力しているオン状態に保持し、
   各相の１８０度から２４０度までの位相領域および３００度から３６０度までの位相領域で、各相のスイッチング素子をオフの固定電圧を出力しているオフ状態に保持し、
   １相のスイッチング素子をオンオフ制御する位相領域で、他２相のスイッチング素子を、前記オン状態または前記オフ状態に保持するように、各相を同期させるゲート駆動指令を出力するＰＷＭ制御を行うことを特徴とするインバータ制御装置。
9. 請求項８に記載のインバータ制御装置において、
   前記ＰＷＭ制御では、各相のスイッチング素子がオンオフ制御を行う前記位相領域が、交流電圧１周期を６等分した６０度ごとの領域に設定されることを特徴とするインバータ制御装置。
10. 請求項８に記載のインバータ制御装置において、
    前記ＰＷＭ制御では、各相のスイッチング素子がオンオフ制御を行う前記位相領域が、交流電圧１周期を６等分した６０度ごとの領域よりも狭い位相領域に設定されることを特徴とするインバータ制御装置。
11. 請求項８ないし請求項１０のいずれかに記載のインバータ制御装置において、
    前記ＰＷＭ制御では、各相のスイッチング素子をオンオフ制御する前記位相領域におけるオン状態及びオフ状態の間隔を調整することで、交流電圧を零から最大電圧まで調整可能であることを特徴とするインバータ制御装置。
12. 請求項９ないし請求項１１のいずれかに記載のインバータ制御装置において、
    出力電圧基本波の周波数が低い領域では、キャリアと変調波とを非同期に発生させる非同期モードで制御し、
    出力電圧基本波の周波数が高い領域では、出力電圧基本波の１周期に１パルスを出力する１パルスモードで制御し、
    出力電圧基本波の周波数が前記非同期モードと１パルスモードの間の領域で、前記ＰＷＭ制御で制御することを特徴とするインバータ制御装置。
13. 請求項９に記載のインバータ制御装置において、
    前記インバータ装置の３相交流電圧は、車両を駆動する電動機に供給されており、
    前記車両が走行中に前記インバータ装置のスイッチングを停止させて惰性で走行した後に、前記インバータ装置を再起動させて前記車両を加速または減速を行う場合に、前記ＰＷＭ制御で徐々に前記電動機への交流電圧を増加させることを特徴とするインバータ制御装置。