JP6124110B2 - マルチフェーズコンバータ用の複合リアクトル及びそれを用いたマルチフェーズコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源回路に用いられるリアクトルに関し、特にはインターリーブ方式の力率改善回路に用いられ複数のリアクトルを一体化した複合リアクトルに関する。

スイッチング電源回路は、電力回路において回路電圧を昇圧あるいは降圧する電圧変換器であって、昇圧回路を例にとれば、走行用のモータを備えたハイブリッド自動車（ＨＶ）、電気自動車（ＥＶ）、燃料電池自動車（ＦＣＶ）等において、電源電圧と走行用のモータを駆動するインバータとの間のＡＣ／ＤＣあるいはＤＣ／ＤＣの電圧変換に用いられている。
一般的に用いられるスイッチング電源回路として、図１０に示す昇圧チョッパタイプのスイッチング電源回路がある。ＰＦＣ（ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：力率補正）回路として用いられ、リアクトル１０１、出力コンデンサ１０２、ダイオード１０３、スイッチング用のトランジスタ１０４、及び制御回路１０５から構成される。図中、リアクトル１０１と磁気結合する検出コイル１２０を示すが、インダクタ電流ＩＬのピーク電流やゼロ電流を検出する必要が無い場合には検出コイル１２０を用いなくても構わない。

交流電源１０８からノイズフィルタ１０７、整流回路１０６を経て、電流はリアクトル１０１を通じてダイオード１０３又はトランジスタ１０４へと流れる。トランジスタ１０４がＯＦＦ状態である場合には、ダイオード１０３側に流れる電流Ｉｄによって出力コンデンサ１０２が充電され、ＯＮ状態であればトランジスタ１０４に電流Ｉｄｓが流れ、ダイオード１０３には出力コンデンサ１０２からの逆バイアス電流が流れる。前記トランジスタ１０４をＯＮ状態／ＯＦＦ状態にスイッチングすることで、交流電源からの入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに昇圧して負荷（インバータ）ＲＬへ供給する。トランジスタ１０４の一般的なスイッチング周波数は、小電力用途であれば５０ｋＨｚ〜１ＭＨｚ、大電力用途であれば１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度である。以下の説明では、昇圧回路が一つの電源回路をシングル方式のスイッチング電源回路と呼ぶ。

シングル方式のスイッチング電源回路は構成が簡単であるものの、出力電流のリップルが大きい、大電力に対応できないという短所がある。この様な短所を改善するスイッチング電源回路として、複数の昇圧回路を互いに異なる位相で多相（マルチフェーズ）動作させるインターリーブ方式のスイッチング電源回路が知られている。
図１１にその構成例を示す。ここに示すスイッチング電源回路は、リアクトル１０１ａ、ダイオード１０３ａ、トランジスタ１０４ａとでなる第１昇圧回路と、リアクトル１０１ｂ、ダイオード１０３ｂ、トランジスタ１０４ｂとでなる第２昇圧回路と、各昇圧回路に共通の出力コンデンサ１０２とで構成される。

図１２はマルチフェーズ動作でのリアクタンスへの電流波形を示す。制御回路１０５からの制御信号に基づいてトランジスタへの駆動パルスにより、各昇圧回路のトランジスタ１０４ａ，１０４ｂをＯＮ／ＯＦＦ状態を制御することで、各昇圧回路を１８０°の逆位相で動作させる。リアクトル１０１ａ、１０１ｂの電流ＩＬ１，ＩＬ２は逆位相で互いに打ち消し合うので、インダクタ電流ＩＬのリップルが小さくなる。

スイッチング電源回路の動作モードとしては、回路に流れる電流（ダイオード電流あるいはインダクタ電流）が零になる前にトランジスタをＯＮ状態とする電流連続モードと、前記電流が零になってからトランジスタをＯＮ状態とする電流臨界モードと、前記電流が零になり、電流が零の期間を経てからトランジスタをＯＮ状態とする電流不連続モードとがある。図１２では臨界モードでの動作時での電流波形を示している。
各動作モードによって長所短所があり要求仕様によって使い分けられるが、電力に着目すれば、シングル方式のスイッチング電源回路であれば、臨界モードや不連続モードは３００Ｗ以下の小電力用途に、連続モードは３００Ｗ〜１ｋＷ程度の中電力用途に用いられ、インターリーブ方式であれば、不連続モードは６００Ｗ以下の小〜中電力用途に、臨界モードは３００Ｗ〜１ｋＷ程度の中電力用途に、連続モードは１ｋＷを超える大電力用途に用いられる。

スイッチング電源回路におけるリアクトルの一般的な要求性能は、小型で、損失が小さく、低騒音であり、さらに大電流に対応可能な直流重畳特性に優れるものが求められる。リアクトルを構成する磁心は、リアクトルへの要求性能に基づいて磁性体材料が選定され、構造設計される。磁性体材料あるいは磁心として、飽和磁束密度が大きく、比抵抗が高く、保磁力が小さく、ヒステリシスループの直線性に優れた磁場変化に対する透磁率の変化が小さい恒透磁率性に優れるものが要求される。この為、リアクトルの磁心には、Ｆｅ−Ａｌ−Ｓｉ系合金、Ｆｅ−Ｎｉ系合金、Ｆｅ−Ｂ−Ｓｉ−Ｃ系合金、Ｆｅ−Ｂ−Ｓｉ−Ｃｕ−Ｎｂ系合金等の磁性体材料を用いて粉末とし、これを加圧成形することにより構成される圧粉磁心やフェライト磁心が主に用いられていた。

マルチフェーズ方式のスイッチング電源回路では、単純には、シングル方式と比べて昇圧回路の数に応じて部品点数が増え、コストの増加、回路の大型化を招いてしまう。特にリアクトルは磁心とコイルで構成され、要求されるインダクタンスに応じて形状は大型化する。回路を構成するスイッチング素子等の半導体部品と比べると、回路に占める体積が非常に大きいために、各電源回路に個別のリアクトルを用いることは体積増加を招き、スイッチング電源回路の小型化を図る上で最大の制約となっている。この為、各相のリアクトルを一つの部品として複合化することで部品点数の低下、回路の大型化を防ぐことが検討されてきた。以下、複数のリアクトルを一体化した構成の部品を複合リアクトルと呼ぶこととする。

以下、従来の複合リアクトルの幾つかの構成例を説明する。
特許文献１には一対のＥ形磁心とＩ形磁心とを含む構成の複合リアクトルが開示されている。図１３にその外観斜視図を、図１４にその断面図を示す。複合リアクトル１の磁心部分は、一対のＥ形磁心２１２と、２つのＩ形磁心２３４とを含む。Ｅ形磁心２１２は略直線状の基部２２６と、その中央部から突出した中央脚部２２８と、前記基部２２６の両端側に前記中央脚部２２８と同じ方向に延びた端脚要素２３０を備える。磁心部分において、一対のＥ形磁心２１２は前記中央脚部２２８がギャップ空間２３２を介して互いに向き合うように対向する。端脚要素２３０は中央脚部２２８よりも短く形成されており、互いに対向する端脚要素２３０の間の空間には、Ｉ形磁心２３４がギャップ板２１８を介して磁気ギャップを構成する間隔をもって対向する。各Ｉ形磁心２３４の周囲にはコイル２１６が巻装されて、互いに磁気結合する２つのリアクトルを構成している。

Ｅ形磁心２１２とＩ形磁心２３４とは異なる磁性体材料が用いられ、Ｉ形磁心２３４は磁束密度の上昇に対する磁心損失の上昇度が低い、アモルファス等の低損失材が用いられ、Ｅ形磁心２１２には鉄を基材とする磁性粉末を加圧成形することにより構成する圧粉磁心が用いられる。

また特許文献２では、同一の軸線に２つのコイルを並べて配置した複合リアクトルが開示されている。図１５にその磁心部分を平面図として示し、図１６にはコイルを巻設した状態の複合リアクトルを示す。磁心部分は複数の磁心からなり、平面視で矩形の枠部と、前記枠部の対向する輪郭３５０ａ，３５０ｂと繋がり、枠内の空間を分ける横断部３４０を備えたフェライト材からなる日の字形状磁心３５０と、前記枠部の他の輪郭３５０ｃ，３５０ｄを繋ぐ軸線上にあって、輪郭３５０ｃ，３５０ｄと横断部３４０との間であって、少なくとも横断部３４０との間に間隔Ｇを持って柱状磁心３１１，３２１を備える。前記柱状磁心３１１，３２１のそれぞれに第１及び第２リアクトル用のコイル３１４，３２４と電流検出用の検出コイル３１５，３２５が巻設されている。前記日の字形状磁心３５０にはＭｎ系フェライトを、前記柱状磁心３１１，３２１には、前記日の字形状磁心３５０よりも飽和磁束密度が高い、ＦｅＳｉ合金等の金属系軟磁性合金を用いている。

図１６にて環状破線は、コイル３１４，３２４に流れる電流ｉ１，ｉ２により発生する磁束の経路を示す。コイル３１４よって発生する磁束は経路３１３を通過し、コイル３２４による磁束は経路３２３を通過する。磁心部分の横断部３４０においては、各電流ｉ１，ｉ２に起因する磁束は逆方向となる。他方のコイルに変成作用を起こす様な経路３２８を通過する磁束は、磁気ギャップとして機能する間隔Ｇによって防がれてコイル間の結合は抑制され、磁心部分とコイル３１４，３２４とによって各相において独立したリアクトルを構成する。また、検出コイル３１５，３２５による各コイル３１４，３２４に流れる電流ｉ１、ｉ２の検出を容易としている。

特開２０１２−６５４５３号公報 特開２０１０−１６２３４号公報

特許文献１の複合リアクトルの動作について詳述する。
複合リアクトルには、例えば商用周波数に基づく低周波成分の電流に重畳して、スイッチング周波数に基づく高周波成分の電流が流れる。２相マルチフェーズ方式のスイッチング電源回路では、低周波成分の電流は各コイルにおいて同相の電流として流れ、高周波成分の電流は各逆相の電流として流れる。

この様な電流により複合リアクトルの磁心部分に生じる磁束の経路を図１４に示す。Ｅ形磁心２１２の中央脚部２２８〜基部２２６〜端脚要素２３０とＩ形磁心２２４を通る経路α１，α２は各コイル２１６から生じる磁束を示し、中央脚部２２８を通らない経路βは各コイル２１６から生じる磁束が干渉しあうことを表す干渉磁束である。

特許文献１の複合リアクトルにおいては、各コイルに流れる電流によって、中央脚部２２８において同じ方向に磁束が生じる様に各コイル２１６が巻回されており、各コイル２１６による磁束は磁気ギャップを介して経路α１，α２を通過する。中央脚部２２８において、高周波成分の電流による磁束が互いに干渉し打消し合うので、高周波成分の電流によるリップルは減少する。ここで打消し合うとは、打ち消し合う前のリップル成分よりも減少する状態を言い、リップル成分が零となる理想的な状態を含む。

引用文献１の複合リアクトルは、磁心部分の大半を占める一対のＥ形磁心２１２が、高い飽和磁束密度の磁性材体料を用いて構成される圧粉磁心で、各コイル２１６が巻設されるＩ形磁心２３４を低損失のアモルファスあるいはケイ素鋼板の積層体を用いる。Ｅ形磁心２１２とＩ形磁心２３４との間にはギャップ板２１８が配置されて磁気ギャップＧが構成されている。また、Ｅ形磁心２１２の中央脚部２２８には磁気飽和を防ぐため、大きなギャップ空間２３２（磁気ギャップＧ）を介して対向する。この様な構成においては、各コイル２１６が磁気ギャップＧと近接するので、各磁気ギャップＧで発生する漏れ磁束はコイル２１６と鎖交し、誘導加熱によって発熱を生じやすく損失も増加する問題があり、また磁束の鎖交を防ぐ様にするには、中央脚部２２８と各コイル２１６とを間隔をもって配置することが必要であるため、複合リアクトルの外形が増すこととなる。また、Ｅ形磁心２１２は金属磁性粉末を加圧成形することにより構成する圧粉磁心が用いられるが、形状が複雑であり一体の圧粉磁心として構成するのは容易では無く、アモルファスあるいはケイ素鋼板の積層体を用いるＩ形磁心２３４は、用いられる磁性体材料が高く、層間絶縁が必要であることなど、複合リアクトルのコストが増すという問題もある。さらに、各コイル２１６は相互に結合するので、各リアクトルの磁気回路設計が容易で無い。

引用文献２の複合リアクトルでは、磁心部分の中央脚部（柱状磁心３１１，３２１）にコイルが設けられるため、その外周側に位置する外脚部（輪郭３５０ａ，３５０）間の間隔は少なくともコイルの外形サイズによって限定される。コイルと磁心との間は絶縁を確保するために樹脂製のボビンを用いることが多く、コイルを含めた容積が更に増す。また、複数相のリアクタンスを独立して動作させるために外形が大きくなり易い、小型化において複数相のリアクタンスを一体化するメリットが薄い構造である。

中央脚部には間隔Ｇ１、Ｇ２が設けられるが、そこで発生する漏れ磁束がコイルと鎖交して誘導加熱によって発熱を生じやすく損失も増加する問題がある。

そこで本発明では、磁心部分の構造が簡単で、磁心の形成が容易で、小型化可能であり、損失が少ない複合リアクトルを提供することを目的とする。

本発明は、複数のリアクトルを一体化した複合リアクトルであって、第１コイルが配置された第１リアクトル用の第１磁心と、第２コイルが配置された第２リアクトル用の第２磁心と、各リアクトルに共有の共用磁心とを備え、前記第１磁心及び前記第２磁心は共に連結部と前記連結部の両側に脚部を備えたＵ字型の形態を成し、前記第１磁心と前記第２磁心とは前記共用磁心を挟んで対向し、前記第１磁心及び前記第２磁心は、それぞれの両端が磁気ギャップ部を介して前記共用磁心と当接し、もって、第１磁心と共用磁心とで磁気ギャップが分散した第１磁路を構成し、第２磁心と共用磁心とで磁気ギャップが分散した第２磁路を構成し、前記第１コイルと前記第２コイルとが同相の電流による励磁にて、前記共用磁心において逆方向の磁束が生じるように巻回され、前記第１磁心及び前記第２磁心は、前記共用磁心よりも飽和磁束密度が大きい軟磁性体材料を用いた圧粉磁心で構成され、前記共用磁心が前記第１磁心及び前記第２磁心よりも実効透磁率が大きいフェライト磁心で構成されたことを特徴とするマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトルである。

本発明においては、前記第１磁心及び前記第２磁心に、飽和磁束密度が０．８Ｔ以上のＦｅ系軟磁性合金を用いるのが好ましい。第１磁心と第２磁心に用いる磁性体材料としては、ＦｅＮｉ系合金、ＦｅＡｌＳｉ系合金、ＦｅＢＳｉＣ系アモルファス合金、ＦｅＢＳｉＣｕＮｂ系ナノ結晶合金等が挙げられる。これ等の磁性体材料は、最大磁束密度Ｂｓと振幅透磁率μａが大きい。これ等を絶縁処理された粉末として、前記粉末を高圧でプレス成形して圧粉磁心として用いれば、渦電流損失を低減して高周波での磁心損失を低減する。またその実効透磁率μｅは４５〜８５と実用的な特性を得ることが出来る。

前記第１コイル及び前記第２コイルが巻枠に設けられ、前記巻枠は第１磁心又は第２磁心を通す貫通孔部を有するのが好ましい。また、前記第１磁心及び前記第２磁心を、分割された磁心片を組み合わせて形成しても良い。磁心片はＬ字形やＩ字形等の形状に構成するのが好ましく、それぞれの端部を突き当てて、例えばＵ字形等の所定形状の第１磁心及び第２磁心として形成する。第１磁心及び第２磁心にはそれぞれコイルが巻設されるため、磁心片の突き当て部分は磁気ギャップとしないのが好ましい。前記巻枠には前記磁心片の位置決めを設けるのが好ましい。

第１磁心及び前記第２磁心は、それぞれの両端が磁気ギャップを介して共用磁心と当接するのが好ましい。

前記共用磁心には低損失のＭｎ系フェライトを用いるのが好ましい。Ｍｎ系フェライトとしては、飽和磁束密度が０．４５Ｔ以上、室温２３℃、磁束密度２００ｍＴ、周波数１００ｋＨｚにおける振幅透磁率μａが４０００以上で、磁心損失Ｐｃｖが４５０ｋＷ／ｍ^３以下であって、８０℃〜１２０℃の間にて最小となる磁気特性を有するのが好ましい。Ｍｎ系フェライトは他のＮｉ系フェライト等と比べて比抵抗が小さいが、コイルとの絶縁抵抗を考慮する場合には、樹脂でコーティングするのがいっそう好ましい。

第２の発明は、第１の発明のマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトルを用いたことを特徴とするコンバータである。

本発明によれば、磁心部分の構造が簡単で、磁心の形成が容易で、小型化可能であり、損失が少ない複合リアクトルを提供することが出来る。

本発明の一実施例に係る複合リアクトルの基本構成を示す斜視図である。 本発明の一実施例に係る複合リアクトルの構成を説明する為の平面図である。 本発明の一実施例に係る複合リアクトルの磁路を説明する為の図である。 本発明の一実施例に係る複合リアクトルの励磁動作を説明する為の図である。 本発明の一実施例に係る複合リアクトルを用いたインターリーブ方式のスイッチング電源回路における各リアクトルへの電流波形を説明する為の図である。 本発明の他の実施例に係る複合リアクトルの斜視図である。 本発明の他の実施例に係る複合リアクトルの分解斜視図である。 本発明の他の実施例に係る複合リアクトルの磁路に平行な断面での平面図である。 本発明の他の実施例に係る複合リアクトルの直流重畳特性を示す図である。 一般的なスイッチング電源回路を説明するための図である。 インターリーブ方式のスイッチング電源回路を説明するための図である。 インターリーブ方式のスイッチング電源回路の各リアクトルへの電流波形を説明する為の図である。 従来の複合リアクトルの外観斜視図である。 従来の複合リアクトルの構成を示す断面図である。 従来の他の複合リアクトルの磁心部分の構成を示す平面図である。 従来の他の複合リアクトルの構成を示す平面図である。

図１〜図６を基に本発明の複合リアクトルについて説明する。実施例の複合リアクトルは、スイッチング電源回路のインターリーブ方式マルチフェーズコンバータを用いられる。マルチフェーズコンバータの構成は図１１で既に示した回路と同じであるので、説明を省略する。また、以下の説明では各相のリアクトルに流れる電流の対称性が保たれていることを前提とするが、不均一であったとしても、それに応じた構成の変更は発明の範囲内で適宜可能である。

本発明の複合リアクトル１の基本構成を図１及び図２に示す。また、図３は磁心部分に各コイルにより生じる磁束の経路を説明する為の図であり、図４は複合リアクトルの励磁動作を説明する為の図である。第１リアクトル用の第１磁心１０ａ及び第２リアクトル用の第２磁心１０ｂと、各リアクトルに共有の共用磁心２０と、前記第１磁心１０ａに設けられた第１コイル４０ａと、前記第２磁心１０ｂに設けられた第２コイル４０ｂとを備える。各コイルに用いる導線は、単線、多芯の区別は無いが、線径は電流値で決定され、発熱等の低減を考慮すれば、導体として単線のエナメル線よりも多芯のエナメル線を用いるのが好ましい。各コイルの巻始めＳ１，Ｓ２と巻終りＦ１，Ｆ２の位置は同じ方向にある。また、絶縁の為、複合リアクトル全体をワニス処理しても良い。

構成可能な磁路は、第１コイル４０ａと第１磁心１０ａとで形成される磁路α１と、第２コイル４０ｂと第２磁心１０ｂとで形成される磁路α２と、第１磁心１０ａと第２磁心１０ｂとで形成される磁路βとなる。各コイル４０ａ，４０ｂによる磁路α１，α２の磁束が、共用磁心２０において互いに逆方向となるように回されている。図４には任意のタイミングにおける励磁磁界の方向や大きさを、矢印の方向と大きさで示している。共用磁心２０においては、特許文献１の複合リアクタンスの様に各コイルによる磁束が強め合わない為、相対的に磁路断面積を小さく構成することが出来、また、共用磁心２０に磁気ギャップを設ける必要が無い。

第１磁心１０ａと第２磁心１０ｂは全体として同じ外形及び寸法に構成され、Ｕ字状で一体であっても良いし、Ｌ字状やＩ字状に分割された磁心片（ブロック）を組み合わせて形成しても良い。第１磁心１１０ａと第２磁心１０ｂは、第１コイル４０ａと第２コイル４０ｂが巻設される連結部１２ａと、前記連結部１２ａの両側に脚部１２ｂを備え、その断面は四角形あるいは円形となっている。ここで同じ外形及び寸法とは互いが全く同じ構成を含み、各リアクトル間の対称性が得られる構成を意味するが、配線等を含めて見ると各昇圧回路が対称とならない場合もある。昇圧回路のアンバランスによれば、各リアクトル間の電流が平衡せず、一方側のリアクトルの電流と損失の増加を招く。この様な昇圧回路の非対称性への耐量を確保するように、本発明においては、第１磁心１０ａと第２磁心１０ｂの寸法形状を多少異ならせる変更も許容する。

前記第１磁心１０ａ及び前記第２磁心１０ｂには、飽和磁束密度Ｂｓが０．８Ｔ以上のＦｅＮｉ系合金、ＦｅＡｌＳｉ系合金、ＦｅＳｉＣＢ系アモルファス合金、ＦｅＳｉＣｕＮｂＢ系ナノ結晶合金等のＦｅ系軟磁性合金が用いられる。これ等の磁性体材料は、飽和磁束密度Ｂｓと振幅透磁率μａが大きく、絶縁処理された粉末で供することで、渦電流損失を低減して高周波での磁心損失を低減する。また、高圧でプレス成形して焼結した圧粉磁心の実効透磁率μｅは４５〜８５と実用的なものが得られる。

共用磁心２０には、第１、第２磁心１０ａ，１０ｂと比べて磁心損失が小さい磁性体材料が用いられる。この様な磁性体材料としては、形状の自由度が高く、安価なソフトフェライトが用いられ、ソフトフェライトの中でも低磁心損失であるＭｎ系フェライトを用いるのが好ましい。Ｍｎ系フェライトとしては、室温２３℃における飽和磁束密度Ｂｓが０．４５Ｔ以上であり、室温２３℃、磁束密度２００ｍＴ、周波数１００ｋＨｚにおける振幅透磁率μａが４０００以上、実効透磁率μｅが２４００以上で、磁心損失Ｐｃｖが４５０ｋＷ／ｍ^３以下であって、８０℃〜１２０℃の間にて磁心損失Ｐｃｖが最小となる磁気特性を有するのが好ましい。

共用磁心２０は平板でＩ字形の磁心として構成するのが好ましい。第１、第２磁心１０ａ，１０ｂは共用磁心２０を挟んで配置され、その脚部１２ｂの端部が、ポリエチレンテレフタレートフィルム（ＰＥＴ）等の樹脂部材をスペーサーとする磁気ギャップＧを介して共用磁心２０と突き合わされる。磁気ギャップＧの寸法はリアクタンスに要求される直流重畳特性によって適宜設定されるが、２箇所に分散して構成することが出来るので、磁気ギャップ部での漏洩磁束を低減できる。各構成部材は接着剤、粘着テープ、金具等で固定されて一体化される。

複合リアクトルとしたときに、共用磁心２０は脚部１２ｂの断面全体と重なるように構成され、その長さｌｆは、第１、第２磁心１０ａ，１０ｂのそれぞれの２つの脚部１２ｂで規定される長さｌｄ以上、好ましくは長さｌｄよりも大きい寸法で、幅Ｗｆは第１、第２磁心１０ａ，１０ｂの幅Ｗｄ以上、好ましくは幅Ｗｄよりも大きい寸法となる。

各コイル４０ａ、４０ｂの巻始めＳ１，Ｓ２からの全波整流された電流ＩＬには、商用周波数に基づく低周波成分の電流に、スイッチング周波数に基づく高周波成分の電流が重畳する。複合リアクタンスの使用においては、各電流ＩＬ１，ＩＬ２（ＩＬ＝ＩＬ１＋ＩＬ２）のピーク電流において磁心部分で磁気飽和が生じないことが必要であり、磁心部分の各部の寸法、磁性体材料、磁気ギャップが選定される。

図５は電流連続モード動作でのリアクタンスへの電流波形を示す。Ｖａｃは入力電圧、Ｉａｃは平均入力電流、ＩＬ１はインダクタ電流である。また、ＰＩＬＴはインダクタ電流の上端電流値であり、ＰＩＬＢは下端電流値であり、ＰＩａｃは平均入力電流の上端電流値である。なお、ここでは一方側のリアクタンスへの波形を示すが、他方側のリアクタンスへの電流波形は、インダクタンス電流が１８０°の逆位相となる他は同じなので省略する。ここで、平均入力電流Ｉａｃが低周波成分の電流に相当し、インダクタ電流ＩＬ１が高周波成分の電流に相当する。

インダクタ電流が上端電流値ＰＩＬＴとなる条件において磁心部分が磁気飽和せず、かつ、共用磁心２０における磁束の相殺を抑える為には、次式（１）の関係を満足することが必要である。
Ｓｄ×Ｂｓｄ＞Ｓｆ×Ｂｓｆ＞Ｓｆ×Ｂｆｉｐｌ≧２×Ｓｄ×Ｂｄｉｐｌ…（１）
Ｓｆ：共用磁心の磁路断面積
Ｓｄ：第１及び第２磁心の磁路断面積
Ｂｓｆ：共用磁心に用いられる磁性体材料をトロイダル形状試料とした時の飽和磁束密度
Ｂｓｄ：第１及び第２磁心に用いられる磁性体材料の粉末をトロイダル形状試料とした時の飽和磁束密度
Ｂｆｉｐｌ：インダクンス電流の上端電流値ＰＩＬＴに相当する磁界における共用磁心に用いられる磁性体材料をトロイダル形状試料とした時の磁束密度
Ｂｄｉｐｌ：インダクンス電流の上端電流値ＰＩＬＴに相当する磁界における第１及び第２磁心に用いられる磁性体材料の粉末をトロイダル形状試料とした時の磁束密度

本発明の複合リアクトルにおいては、第１及び第２磁心１０ａ，１０ｂ用の磁性体材料の飽和磁束密度Ｂｓは、共用磁心２０用の磁性体材料の飽和磁束密度Ｂｓよりも大きいが、共用磁心２０の磁束密度Ｂｆｉｐｌは、第１及び第２磁心１０ａ，１０ｂの磁束密度Ｂｄｉｐｌよりも大きいので、第１及び第２磁心１０ａ，１０ｂが磁気飽和しない条件で、かつ磁路α１、α２を確保しながら、磁路断面積Ｓｄよりも、共用磁心２０の磁路断面積Ｓｆを小さく出来て、複合リアクトルは小型に構成される。

また、共用磁心２０の透磁率が第１及び第２磁心１０ａ，１０ｂよりも大きく、各磁心間に磁気ギャップＧを設けたことで、各コイル４０ａ、４０ｂによる磁束は専ら磁路α１、α２を通過し、磁路βを通過することが殆ど無く、リアクトルを複合して一体化しても結合が抑えられて、実質的に独立したルアクトルとすることが出来る。共用磁心２０に磁気損失が小さい磁性体材料を用いることで、各リアクトルの磁気損失を全体として低減させることが出来る。

（実施例）
以下、図６〜９を参照しながら本発明の実施形態を詳述する。なお、基本的な構成は図１〜５で示した複合リアクトルの構成及び動作と同じであるので、同じ要素には符号を同じとし、重複した説明は適宜省略する。この複合リアクトルでは１５Ａでインダクタンス値が２５０μＨとなる様に構成した。

図６の外観斜視図、図７の分解構成図に示す様に、本発明の複合リアクトル１は、第１リアクトル用の第１磁心１０ａ及び第２リアクトル用の第２磁心１０ｂとしてのＵ字形磁心と、共用磁心２０といしてのＩ字形磁心と、各コイル４０ａ，４０ｂが巻設された巻枠（ボビン）とを備えている。図６においては、各コイルの端部が自由端であり、放熱と取付の為のアルミプレート１５に載置する例を示すが、後述するボビンにピンを設けて各コイルの端部を接続し、前記ピンを用いて回路基板に実装する構成としても良い。

一対のＵ字形磁心１０ａ，１０ｂは同一外形寸法、Ｌ字状の磁心片１０ａ１，１０ａ２，１０ｂ１，１０ｂ２を組み合わせて構成される。Ｌ字状の磁心片１０ａ１，１０ａ２のそれぞれの一端側を、磁気ギャップを介さずに突き合わせて、第１コイル４０ａが巻設される連結部１２ａと前記連結部１２ａの両側に脚部１２ｂを備えたＵ字形磁心とする。Ｌ字状の磁心片１０ｂ１，１０ｂ２も同様にしてＵ字形磁心とする。磁心を構成する磁性体材料としてＦｅ−５．５Ａｌ−９．５Ｓｉ系合金を用いた。合金粉末にバインダーとしてシリコーン樹脂を混合し、乾燥後、潤滑剤としてステアリン酸亜鉛を添加した混合粉を金型に入れて圧力をかけてＬ字状に成形した後、圧粉成形体を、真空中で加熱して、所定形状の圧粉磁心を形成した。Ｕ字形磁心１０ａ，１０ｂとすると、Ｌｄ＝４７ｍｍ、Ｅｄ＝２１ｍｍ、Ｔｄ＝１０ｍｍ、Ｗｄ＝１６．７ｍｍの寸法と成る。磁路断面積は１６７ｍｍ^２で磁心全体において、どこで切断しても同じなる様にしている。この磁心の磁気特性は、飽和磁束密度Ｂｓが０．８Ｔ（温度２３℃）、実効透磁率μｅが５０（温度２３℃）、磁心損失が８５０ｋＷ／ｍ^３（磁束密度０．１Ｔ、周波数１００ｋＨｚ、温度１００℃）である。

Ｉ字形磁心２０はＭｎ系フェライトを用いて平板状に形成した。Ｉ字形磁心２０の各部の寸法は、Ｌｆ＝４７ｍｍ、Ｔｆ＝７．５ｍｍ、Ｗｆ＝３０ｍｍで、磁路断面積Ｓｆは２２５ｍｍ^２である。Ｕ字形磁心１０ａ，１０ｂと組み合わせた時に、Ｕ字形磁心１０ａ，１０ｂの端面を覆うとともに、上下に飛びだした状態となる。Ｍｎ系フェライトとしては、日立金属株式会社製のＭＢ１９Ｄを用いた。この磁性体材料の磁気特性は、飽和磁束密度Ｂｓが０．５３Ｔ（温度２３℃）、実効透磁率μｅが１９００（温度２３℃）、磁心損失が３７０ｋＷ／ｍ^３（磁束密度０．２Ｔ、周波数１００ｋＨｚ、温度１００℃）である。

ボビンは絶縁樹脂であるフェノール系樹脂製であって、Ｕ字形磁心１０ａ，１０ｂを構成するＬ字形の磁心片が挿通される貫通孔部６５が形成されている。貫通孔部６５はＬ字形の磁心片と同じ矩形に形成されている。各コイル４０ａ、４０ｂ用の導線３０ａ、３０ｂが巻回される巻枠部は鍔部１４ａ、１４ｂによって区画され、更に鍔部１４ａ、１４ｂには、Ｌ字形の磁心片を支持可能なように、支持枠６２が設けられており、Ｌ字形の磁心片１０ａ１，１０ａ２，１０ｂ１，１０ｂ２を配置したときに、位置決め保持できる。巻枠部には、それぞれ線径０．２３ｍｍ／３４本のリッツ線が５３ターン巻回されている。

各要素を組み立てた状態では、Ｕ字形磁心１０ａ，１０ｂはＩ字形磁心２０を挟んで連結部１２ａの両側の脚部１２ｂどうしが相互に突き合わされている。各々の脚部１２ｂとＩ字形磁心２０との間には１．５ｍｍの厚みのＰＥＴフィルムが挟まれており磁気ギャップＧを構成している。絶縁樹脂製のボビンに巻回された各コイル４０ａ，４０ｂは、Ｉ字形磁心２０を挟んで対向し左右対称に分かれて配置され、前記Ｉ字形磁心２０によって第１コイル４０ａと第２コイル４０ｂとの空間距離／沿面距離が確保されている。

各要素を、図８に示す様に、接着剤２０２と、磁路方向に複合リアクトルに巻き付けられた粘着固定テープ２０１で固定して、ボビンを含めた外形寸法が７４ｍｍ×４０ｍｍ×４７ｍｍの複合リアクトルを得た。得られた複合リアクトルとともに、比較の為に作成した複合リアクトルについて、直流重畳特性を評価した。比較例の試料では各部の寸法は実施例の構成と同じだが、共用磁心２０をＭｎ系フェライトから、第１、第２磁心１０ａ，１０ｂと同様の圧粉磁心として構成している。図９に示す様に各磁心を圧粉磁心とすると、本発明の複合リアクトルに比べてインダクタンスの低下が早いことが分かる。更に各コイル４０ａ，４０ｂへ引用文献１の様に逆相とした場合には、共用磁心２０の磁路断面積Ｓｆを第１、第２磁心１０ａ、１０ｂの２倍以上とし、更に共用磁心２０に磁気ギャップを設ける必要があった。

作製した複合リアクトルを２相マルチフェーズ方式のスイッチング電源回路に搭載して、コンバータ効率を測定したところ９７．３％であり、実用的な効率の電源回路が得られた。リアクトルを複合することで、スイッチング電源回路自体を小型化することが出来た。

１ 複合リアクトル
１０ａ 第１磁心、Ｕ字形磁心
１０ｂ 第２磁心、Ｉ字形磁心
１０ａ１，１０ａ２，１０ｂ１，１０ｂ２ 磁心片
２０ 共用磁心
４０ａ，４０ｂ コイル
Ｇ 磁気ギャップ

Claims (5)

1. 複数のリアクトルを一体化した複合リアクトルであって、
   第１コイルが配置された第１リアクトル用の第１磁心と、第２コイルが配置された第２リアクトル用の第２磁心と、各リアクトルに共有の共用磁心とを備え、
   前記第１磁心及び前記第２磁心は共に連結部と前記連結部の両側に脚部を備えたＵ字型の形態を成し、
   前記第１磁心と前記第２磁心とは前記共用磁心を挟んで対向し、
   前記第１磁心及び前記第２磁心は、それぞれの両端が磁気ギャップ部を介して前記共用磁心と当接し、
   もって、第１磁心と共用磁心とで磁気ギャップが分散した第１磁路を構成し、第２磁心と共用磁心とで磁気ギャップが分散した第２磁路を構成し、
   前記第１コイルと前記第２コイルとが同相の電流による励磁にて、前記共用磁心において逆方向の磁束が生じるように巻回され、
   前記第１磁心及び前記第２磁心は、前記共用磁心よりも飽和磁束密度が大きい軟磁性体材料を用いた圧粉磁心で構成され、前記共用磁心が前記第１磁心及び前記第２磁心よりも実効透磁率が大きいフェライト磁心で構成されたことを特徴とするマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトル。
2. 請求項１に記載のマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトルであって、
   前記第１磁心及び前記第２磁心に、飽和磁束密度が０．８Ｔ以上のＦｅ系軟磁性合金を用い、前記共用磁心として飽和磁束密度が０．４５Ｔ以上のＭｎ系フェライトを用いることを特徴とするマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトル。
3. 請求項１又は２に記載のマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトルであって、
   前記第１コイル及び前記第２コイルが巻枠に設けられ、前記巻枠は第１磁心又は第２磁心を通す貫通孔部を有することを特徴とするマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトル。
4. 請求項３に記載のマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトルであって、
   前記第１磁心及び前記第２磁心は、それぞれ分割された磁心片を組み合わせて形成され、
   前記巻枠に前記磁心片の位置決めを設けたことを特徴とするマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトル。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載のマルチフェーズコンバータ用の複合リアクトルを用いたことを特徴とするマルチフェーズコンバータ。

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