JP6033569B2 - 電流測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、磁気式電流センサにおける電流測定方法の技術分野に関する。

磁気式電流センサにおける電流測定方法については、例えば、非特許文献１にその開示がある。非特許文献１には、コアが飽和していない領域を用い、コアが飽和するまでの電流差から電流値を算出する技術（第１の従来技術とする）と、コアが飽和した領域を用い、減磁方向にセンシング電流を流して、コアが逆方向に飽和するまでの電流値から電流値を算出する技術（第２の従来技術とする）が開示されている。

尚、磁気式電流センサを使用した回路構成については、特許文献１にも開示されている。

An Innovative Low-Cost, High Performance Current Transducer for Battery Monitoring Applications: Prototype Preliminary Results, PCIM Europe 2009 Conference

特開２００２−２０７０５３号公報

第１の従来技術では、コア不飽和領域を使用しているが、磁界に対するコアの磁束特性（以下、適宜「コアのＢ−Ｈ特性」と表現する）は、コアの温度に応じて変化する。第１の従来技術においては、このＢ−Ｈ特性をコアの温度に応じて補正する術を有さぬため、算出される電流値がコアの温度に応じて変化する。即ち、電流の測定精度が不十分である。

一方、第２の従来技術では、コア飽和領域を使用するため、このようなコアの温度による測定精度のばらつきは生じ難いが、一方の飽和領域から他方の飽和領域へセンシング電流を流すだけであるため、Ｂ−Ｈ特性が有するヒステリシスによって、算出される電流値が誤差を有することとなる。即ち、電流の測定精度が不十分である。

このように、第１及び第２の従来技術を含む、磁気式電流センサにおけるこれまでの電流測定方法には、電流の測定精度が不十分である旨の技術的問題点がある。

本発明は、係る技術的問題点に鑑みてなされたものであり、磁気式電流センサにおける、コアの温度及びコアのヒステリシスに影響されない高精度な電流測定方法を提供することを課題とする。

上述した課題を解決するため、本発明に係る電流測定方法は、対象電流に応じて磁束密度が変化するコアと、センシング電流に応じて前記コアの磁束密度を変化させることが可能な導電手段と、前記センシング電流の方向を制御可能な調整手段とを備えた磁気式電流センサにおいて前記対象電流を測定するための電流測定方法であって、前記コアが前記対象電流により正磁化方向に磁気飽和した状態において前記センシング電流が負磁化方向に掃引される第１制御工程と、前記第１制御工程における前記コアの前記負磁化方向への磁気飽和が検出される第１検出工程と、前記コアの前記負磁化方向への磁気飽和が検出された場合に前記センシング電流が前記正磁化方向に掃引される第２制御工程と、前記第２制御工程における前記コアの前記正磁化方向への磁気飽和が検出される第２検出工程と、前記第２検出工程において前記コアの正磁化方向への磁気飽和が検出された時点から前記第１検出工程において前記コアの前記負磁化方向への磁気飽和が検出された時点までの時間である第１飽和時間に基づいて、前記第１制御工程において前記コアが消磁される前記センシング電流の値である第１電流値が特定される第１特定工程と、前記第１検出工程において前記コアの負磁化方向への磁気飽和が検出された時点から前記第２検出工程において前記コアの前記正磁化方向への磁気飽和が検出された時点までの時間である第２飽和時間に基づいて、前記第２制御工程において前記コアが消磁される前記センシング電流の値である第２電流値が特定される第２特定工程と、前記特定された第１及び第２電流値から前記対象電流の値が算出される算出工程とを具備し、前記第１制御工程及び前記第２制御工程が繰り返し実行されることを特徴とする（請求項１）。

本発明に係る電流測定方法の適用対象となる磁気式電流センサは、対象電流に応じて磁束密度Ｂの変化を生じるコアと、センシング電流に応じて当該磁束密度を変化させることが可能な、即ち、当該コアを励磁及び消磁可能な（即ち、コアの両磁化方向に磁束密度の変化を促すことが可能な）導電手段と、当該導電手段におけるセンシング電流の方向及び大きさを制御可能な調整手段とを備える。

コアは少なくとも磁性を有する材料で構成されるが、その磁性に係る具体的物性値及び形状は、現実的見地からコアとして適当であるか否かの判断を別とすれば、本発明に係る電流測定方法に大きく影響しない。但し、後述するように、第１制御工程の開始時点において、コアは対象電流により正磁化方向に磁気飽和している必要があり、コアの形状及び磁性に係る物性値は、対象電流が現実的に採り得る範囲においてコアが正磁化方向に磁気飽和するように決定されるのが望ましい。尚、「正磁化方向」とは、コアの磁化方向を区別するために便宜的に用いられる呼称であって、コアの一磁化方向を意味する。また、「負磁化方向」とは、この「正磁化方向」と真逆な磁化方向を意味する。従って、本発明において、「正磁化方向」と「負磁化方向」とを入れ替えても、その作用は何ら変わることがない。

導電手段は、センシング電流に応じてコアの磁化方向及び磁束密度を変化させ得る手段であって、好適には、コアに所定回数巻回された導電性のコイルである。コアがトロイダルコアである場合、導電手段は、コアの空芯部分を通過するように巻回されていてもよい。尚、コアの巻回数は、センシング電流により生じさせるべき磁束密度の規模に応じて設計的に適合されるのが望ましい。

調整手段によるセンシング電流の制御とは、少なくともセンシング電流の方向の制御を意味する。調整手段は、例えば、各種トランジスタの駆動状態の切り替えによりセンシング電流の方向を制御する各種のスイッチング回路と、導電手段に駆動電圧を印加する電源装置とを好適に含み得る。調整手段によるセンシング電流の制御は、例えば、上位のプロセッサ等による電気的制御により、センシング電流の値と、基準時刻からの経過時間とを相互に対応付けつつ実行される。

この種の磁気式電流センサにおいては、対象電流によりコアに磁束が生じている状態で、消磁方向にセンシング電流を掃引することによって、ある時点においてコアが消磁される。この消磁に要したセンシング電流の値（端的な一例としては、コアが消時されたと判定される時点におけるセンシング電流の値）に基づいて、例えば、当該電流値に磁気式電流センサの仕様値（例えば、コアの内径やコイルの巻回数等）を加味すること等によって、対象電流の値を算出することが出来る。尚、この場合の「消磁」とは厳密には磁束がゼロであることを意味するが、センシング電流が掃引される過程におけるコアの磁束密度をリアルタイムに且つ正確に検出することは一般に容易でない。従って、実践的には、合理的な理由に従って判定を伴う、磁束密度がゼロ相当値まで減磁されていることを包含する。

本発明に係る電流測定方法によれば、対象電流によりコアが正磁化方向に磁気飽和した状態において、第１制御工程が実行される。具体的には、コアが対象電流によって正磁化方向に磁気飽和した状態において、第１制御工程によりセンシング電流が負磁化方向に掃引（スイープ）される。尚、「センシング電流が負磁化方向に掃引される」とは、正磁化方向に磁気飽和したコアが減磁される方向（負磁化方向へ励磁される方向）へセンシング電流の方向が制御されることを意味し、コアを負磁化方向に磁気飽和させることを意味する。但し、磁束密度の非飽和領域において、この掃引の過程における磁束密度の変化はセンシング電流の変化を打ち消す向きに生じるから、センシング電流の値（センシング電流値）の時間推移は非線形であってよい。

第１制御工程によりセンシング電流が掃引される過程において、コアが負磁化方向に磁気飽和したか否かは、第１検出工程により当該負磁化方向への磁気飽和が検出されたか否かによって判定される。尚、磁束密度が飽和するとセンシング電流の抑制効果が小さくなるため、磁束密度の非飽和領域と飽和領域とではセンシング電流の振る舞いが自然と大きく異なる。従って、コアが負磁化方向に磁気飽和したタイミングは、センシング電流の時間推移が監視されることにより比較的簡便に検出され得る。この際、センシング電流値やその変化率等に然るべき閾値が設けられ、これらの大きさがこの閾値以上である場合に磁気飽和が検出されてもよい。

第１制御工程によりコアが負磁化方向に磁気飽和すると（理想的には、負磁化方向への磁気飽和が検出されたことをトリガとして）、第２制御工程が開始される。第２制御工程では、調整手段の制御を介してセンシング電流の方向が逆転され、センシング電流が正磁化方向に掃引される。尚、「センシング電流が正磁化方向に掃引される」とは、負磁化方向に磁気飽和したコアが減磁される方向（正磁化方向へ励磁される方向）へセンシング電流の方向が制御されることを意味し、コアを正磁化方向に磁気飽和させることを意味する。但し、磁束密度の非飽和領域において、この掃引の過程における磁束密度の変化はセンシング電流の変化を打ち消す向きに生じるから、センシング電流の値（センシング電流値）の時間推移は非線形であってよい。

第２制御工程によりセンシング電流が掃引される過程において、コアが正磁化方向に磁気飽和したか否かは、第２検出工程により当該正磁化方向への磁気飽和が検出されたか否かによって判定される。尚、磁束密度が飽和するとセンシング電流の抑制効果が小さくなるため、磁束密度の非飽和領域と飽和領域とではセンシング電流の振る舞いが自然と大きく異なる。従って、コアが正磁化方向に磁気飽和したタイミングは、センシング電流の時間推移が監視されることにより比較的簡便に検出され得る。この際、センシング電流値やその変化率等に然るべき閾値が設けられ、これらの大きさがこの閾値以上である場合に磁気飽和が検出されてもよい。

本発明に係る電流測定方法によれば、この第１制御工程及び第２制御工程を含む掃引サイクルが繰り返し実行される。一掃引サイクルが終了すると、ヒステリシスを含む、コアの閉じたＢ−Ｈ特性に沿ったセンシング電流の時間推移が把握される。尚、センシング電流の掃引速度は、異なる掃引サイクル間において理想的には等しく維持される。このようにセンシング電流の掃引プロファイルを共有することによって、過去の掃引サイクルにおいて得られた時間値を最新の掃引サイクルにそのまま適用することが出来る。

一方、本発明に係る電流測定方法によれば、この掃引サイクルと並行して、第１特定工程、第２特定工程及び算出工程が実行され、対象電流の値（以下、適宜「対象電流値」とする）が算出される。

算出工程における対象電流値の算出は、上述したように、コアが消磁された時点におけるセンシング電流に基づいてなされるが、本発明によれば、一の掃引サイクルにおいてコアが消磁される時点が二度訪れる。即ち、第１制御工程において正磁化方向から負磁化方向へ磁束密度が変化する際にコアが消磁される時点と、第２制御工程において負磁化方向から正磁化方向へ磁束密度が変化する際にコアが消磁される時点である。

ここで、双方の時点におけるセンシング電流の値は、コアが有するヒステリシスの影響により一般的には一致しないため、一方の時点におけるセンシング電流値のみを使用すると、対象電流値の算出精度がヒステリシスの影響を受けるが、本発明では、両時点におけるセンシング電流値が対象電流値の算出に利用される。具体的には、第１特定工程において、第１電流値として第１制御工程における消磁時点のセンシング電流値が特定され、第２特定工程において、第２電流値として第２制御工程における消磁時点のセンシング電流値が特定される。算出工程では、これら特定された第１及び第２電流値から対象電流値が算出される。

このため、本発明に係る電流測定方法によれば、コアのヒステリシスの影響を排除することが出来る。また、正磁化方向に磁気飽和した状態と、負磁化方向に磁気飽和した状態との間でセンシング電流が掃引されるため、主として非飽和領域においてコアが有する温度依存性の影響も排除することが出来る。従って、本発明に係る電流測定方法によれば、対象電流値を高精度に測定することが出来る。

ところで、上述したように、一方の磁化方向に磁気飽和した状態から他方の磁化方向に磁気飽和した状態までコアの磁束密度を変化させる過程において、コアが消磁されたタイミングをリアルタイムに且つ正確に把握することは一般的に容易でない。掃引過程におけるセンシング電流値を時間概念と対応付けて把握するにせよ、コアの消磁タイミングが明確な基準の下に判定されなければ、掃引サイクル間で対象電流値の算出精度が安定しない。

本発明では、第１特定工程において第１飽和時間が、また第２特定工程において第２飽和時間が参照され、各飽和時間に基づいて第１及び第２電流値が夫々精度良く特定されることによって、このような問題が解消されている。第１飽和時間は、第２検出工程において正磁化方向への磁気飽和が検出された時点から、第１検出工程において負磁化方向への磁気飽和が検出された時点までの時間値として定義される。第２飽和時間は、第１検出工程において負磁化方向への磁気飽和が検出された時点から、第２検出工程において正磁化方向への磁気飽和が検出された時点までの時間値として定義される。

第１及び第２飽和時間を、夫々第１及び第２電流値の特定に如何に利用するかは多義的であり、様々な実践的態様を採り得る。但し、一方で、第１及び第２制御工程におけるコアの消磁時点が、夫々第１及び第２飽和時間により規定される時間範囲に含まれ、他方で、コアのＢ−Ｈ特性が原点に対し対称性を有する点に鑑みれば、第１及び第２飽和時間の夫々半値に相当する時点或いはそこから派生的に導き得る時点の近傍にコアの消磁時点が存在すると考えることは極めて妥当である。即ち、第１及び第２飽和時間を拠り所として第１及び第２電流値は高精度に特定され得る。

このように、本発明に係る電流測定方法によれば、正磁化方向から負磁化方向へ、また負磁化方向から正磁化方向へセンシング電流を掃引させる各掃引プロセスにおいて、コアの磁気飽和が検出され、この磁気飽和の検出により導かれる各飽和時間に基づいて、コアが消磁された時点を推定し、コアの消磁に要するセンシング電流値（第１及び第２電流値）を特定することが出来る。従って、対象電流値をコアの温度依存性及びＢ−Ｈ特性のヒステリシスに影響されることなく正確に、且つ異なる掃引サイクル間における精度のばらつきを抑制しつつ測定することが出来るのである。

尚、本発明に係る電流測定方法は、例えばＥＣＵ（Electronic Control Unit）等、各種プロセッサ、制御装置或いはコンピュータ装置等が、予め設定された条件において、予め設定された制御プログラムや制御アルゴリズムに従って人為的プロセスを含むこと無く実行するものである。

本発明に係る電流測定方法の一の態様では、前記導電手段は、前記コアに巻回された導電性コイルである（請求項２）。

この態様によれば、導電性コイルを一種のトランスとして機能させることが出来るため、コアを励磁及び減磁するにあたって必要となるセンシング電流を、導電性コイルの巻回数に応じて最適化することが出来る。従って、磁気式センサにおける調整手段の構成に高い自由度を付与することが可能となる。

本発明に係る電流測定方法の他の態様では、前記第１検出工程において、前記センシング電流の値が前記負磁化方向に対応する最大値以上となった場合に前記コアの前記負磁化方向への磁気飽和が検出され、前記第２検出工程において、前記センシング電流の値が前記正磁化方向に対応する最大値以上となった場合に前記コアの前記正磁化方向への磁気飽和が検出される（請求項３）。

この態様によれば、センシング電流が、各磁化方向について予め実験的に、経験的に又は理論的に定められる最大値以上となる場合にコアの磁気飽和が検出される。従って、磁気飽和を比較的に安定して検出することが出来る。

本発明に係る電流測定方法の他の態様では、前記第１特定工程において、過去における前記第１飽和時間の半値に相当する時点における前記センシング電流の値が前記第１電流値とされ、前記第２特定工程において、過去における前記第２飽和時間の半値に相当する時点における前記センシング電流の値が前記第２電流値とされる（請求項４）。

この態様によれば、過去の掃引サイクルにおいて確定したタイミングに基づいて、最新の掃引サイクルにおける第１電流値及び第２電流値を代替的に特定することが出来る。従って、厳密には最新の掃引サイクルにおける第１及び第２電流値が特定されないものの、第１及び第２電流値の特定を比較的円滑に実行することが出来る。この際、掃引サイクルの時間周期を、対象電流値の変化速度に対して十分に短くすれば、直近の過去の掃引サイクルと最新の掃引サイクルとの間に第１及び第２飽和時間の有意な差が生じることは少なく、実践上問題はない。特に、前回の掃引サイクルの値が使用される場合にはその効果が顕著である。

一方、この態様によれば、第１飽和時間の半値に相当する時点におけるセンシング電流値が第１電流値として特定され、第２飽和時間の半値に相当する時点におけるセンシング電流値が第２電流値として特定される。これらの電流値は、必ずしも厳密にコアが消磁された時点の電流値を意味しないが、少なくとも実践上問題が無い程度にはコア消磁時点の電流値に近い。従って、特定の容易性と値の信頼性とを総合的に勘案すれば、実践上極めて有益な参照値となり得る。

尚、このように過去の値が利用される構成においては、第１及び第２飽和時間の値を、夫々過去所定サイクル分について保持する工程が設けられてもよい。このような保持工程を設ければ、過去の第１及び第２飽和時間の値を、第１及び第２電流値の特定に夫々簡便に利用することが出来る。また、複数のサンプル値が保持される構成とすれば、保持されるサンプル値の中に異常値が含まれるか否かの判定も可能であり、異常値に基づいて対象電流が誤って算出される可能性を低減することも出来る。

本発明に係る電流測定方法の他の態様では、前記対象電流は、車両搭載用のインバータに流れる電流である（請求項５）。

例えば、ハイブリッド車両や電気自動車等、車両の動力源として三相交流モータ等の大電力デバイスを有する車両においては、インバータを含む電力制御ユニットを介して当該大電力デバイスに対する電力供給がなされることが多い。このような用途においてはインバータの駆動電流を正確に把握する必要が生じ得るが、消費電流が大きく動作時に相応の発熱を伴い得る点と、設置スペースが限られる点とから、温度依存性が低く且つヒステリシスの影響の少ない高精度な電流検出を省スペースで実現する必要がある。このような観点からすれば、本発明に係る電流測定方法は、この種の車両搭載用インバータにおける駆動電流の測定に顕著に効果的である。

本発明のこのような作用及び他の利得は次に説明する実施形態から明らかにされる。

本発明の一実施形態に係るハイブリッド車両の構成を概念的に表してなる概略構成図である。 図１のハイブリッド車両における電流センサの構成を概念的に表してなる概略構成図である。 図２の電流センサにおけるコア及びコイルの構成を概念的に表してなる概略構成図である。 図２の電流センサにおけるスイッチング回路のスイッチング状態とセンシング電流Ｉｓの方向との関係を説明する模式的回路図である。 図２の電流センサにおけるコアのＢ−Ｈ特性を例示する図である。 図２の電流センサにおけるインバータ電流の算出原理を説明する図である。 ＥＣＵにより実行されるインバータ電流算出制御処理の概念図である。 インバータ電流算出制御処理の実行過程におけるセンシング電流の一時間推移を例示するタイミングチャートである。

＜発明の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の好適な実施形態について説明する。

＜実施形態の構成＞
始めに、図１を参照し、本発明の第１実施形態に係るハイブリッド車両１０の構成について説明する。ここに、図１は、ハイブリッド車両１０の構成を概念的に表してなる概略構成図である。

図１において、ハイブリッド車両１０は、ＥＣＵ（Electronic Control Unit：電子制御装置）１００、ＰＣＵ（Power Control Unit）１１、バッテリ１２、ハイブリッド駆動装置２００及び電流センサ３００を備えた車両である。

ＥＣＵ１００は、ＣＰＵ、ＲＯＭ及びＲＡＭ等を備え、ハイブリッド車両１０の各部の動作を制御可能に構成された電子制御ユニットであり、ＲＯＭに格納された制御プログラムに従って後述するインバータ電流算出制御処理を実行することにより、本発明に係る「第１制御工程」、「第１検出工程」、「第２制御工程」、「第２検出工程」、「第１特定工程」、「第２特定工程」及び「算出工程」の各工程を実現する実行主体として機能する。

ＰＣＵ１１は、バッテリ１２から取り出した直流電力を交流電力に変換して、ハイブリッド車両１０の一動力源であるモータジェネレータＭＧ１及びモータジェネレータＭＧ２に供給すると共に、モータジェネレータＭＧ１及びモータジェネレータＭＧ２によって発電された交流電力を直流電力に変換してバッテリ１２に供給可能に構成された不図示のインバータを含み、バッテリ１２と各モータジェネレータとの間の電力の入出力を、或いは各モータジェネレータ相互間の電力の入出力（即ち、この場合、バッテリ１２を介さずに各モータジェネレータ相互間で電力の授受が行われる）を制御可能に構成された制御ユニットである。ＰＣＵ１１は、ＥＣＵ１００と電気的に接続されており、ＥＣＵ１００によってその動作が制御される構成となっている。

バッテリ１２は、モータジェネレータＭＧ１及びモータジェネレータＭＧ２を力行するための電力に係る電力供給源として機能する充電可能な蓄電手段である。

ハイブリッド駆動装置２００は、エンジン並びにモータジェネレータＭＧ１及びＭＧ２を含む動力源と、これら動力源と車軸との間の動力伝達を機械的に制御する遊星歯車機構とを含む、ハイブリッド車両１０のパワートレインである。尚、ハイブリッド駆動装置２００の構成は、本発明に係る電流測定方法との関係性が低いため、ここでは、その詳細な説明を省略することとする。

電流センサ３００は、本発明に係る「磁気式電流センサ」の一例であり、ＰＣＵ１１に配されたインバータの駆動電流であるインバータ電流Ｉｐ（本発明に係る「対象電流」の一例である）を検出するためのセンサである。ここで、図２を参照して、電流センサ３００の構成について説明する。ここに、図２は、電流センサ３００の構成を概念的に表してなる概略構成図である。

図２において、電流センサ３００は、コア３１０、コイル３２０、スイッチング回路３３０、端子３４０、電源３５０及び負荷抵抗ＲＬを備える。尚、本実施形態では、ＥＣＵ１００が電流センサ３００を制御してインバータ電流Ｉｐを測定する構成としたが、電流センサ３００がプロセッサを備え、当該プロセッサにより後述するインバータ電流算出制御処理に相当する処理を実行する構成としてもよい。

コア３１０は、磁性材料（フェライト）で構成されたトロイダル型の磁性体である。コア３１０は、空芯部にＰＣＵ１１のインバータの電流配線（便宜上、巻回数ｎｓ＝１とする）を貫通させた構成を有しており、インバータ電流Ｉｐにより生じる磁界Ｈの作用により、その周方向に磁束密度Ｂで磁束を生じる構成となっている。

コイル３２０は、金属等の導電材料で構成された配線部材を巻回数ｎｓで巻回してなる、本発明に係る「導電性コイル」の一例である。ここで、図３を参照し、コア３１０及びコイル３２０について詳述する。ここに、図３は、コア３１０及びコイル３２０の構成を概念的に表してなる概略構成図である。尚、同図において、図２と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。

図３において、コア３２０は、コイル３１０に対し図示のように巻回されている。コア３２０には、後述する駆動電圧Ｖｃ及びゲート電圧Ｖｇに応じてセンシング電流Ｉｓが流れる構成となっており、センシング電流Ｉｓが流れると、コア３１０には、センシング電流Ｉｓの方向及び大きさに応じて、インバータ電流Ｉｐによる磁化方向と同方向（本発明に係る「正磁化方向」の一例である）又はインバータ電流Ｉｐによる磁化方向と逆方向（本発明に係る「負磁化方向」の一例である）に磁束が生じ、その磁束密度Ｂが変化する構成となっている。尚、コア３１０の内周長はｌｃである。

図２に戻り、スイッチング回路３３０は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ１及びＴＬ４と、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ２及びＴＬ３と、電気配線とから構成された公知のＨブリッジ型スイッチング回路である。各トランジスタのゲート端子には、図示せぬ電源系統からゲート電圧Ｖｇが印加される構成となっており、この電源系統は、ＥＣＵ１００と電気的に接続されている。

スイッチング回路３３０は、端子３４０と負荷抵抗ＲＬとの間に図示のように接続されており、電源３５０から駆動電圧Ｖｃが印加された状態で、ＥＣＵ１００が電源系統を介して所定のゲート電圧Ｖｇを印加することにより、コイル３２０に対し、スイッチング回路３３０のスイッチング状態に応じて定まる方向へ、コア３１０の状態に応じたセンシング電流Ｉｓを流すことが出来る。

尚、本実施形態では、ゲート電圧がオンオフ制御されるが、スイッチング回路３３０の構成としては、ゲート電圧をリニアに制御可能な構成であってもよい。

電源３５０は、電流センサ３００に対し駆動電圧Ｖｃを供給可能な電源装置である。電源３５０は、ＥＣＵ１００と電気的に接続されており、駆動電圧Ｖｃの極性及び大きさは、ＥＣＵ１００により制御される構成となっている。

ここで、図４を参照し、スイッチング回路３３０のスイッチング状態について説明する。ここに、図４は、スイッチング回路３３０のスイッチング状態とセンシング電流Ｉｓの方向との関係を説明する模式的回路図である。尚、同図において、図２と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。

図４において、図４（ａ）に第１スイッチング状態が、図４（ｂ）に第２スイッチング状態が、図４（ｃ）に第３スイッチング状態が夫々表される。

端子３４０を介して正の駆動電圧Ｖｃが印加された状態において、ＥＣＵ１００がゲート電圧Ｖｇとして閾値以上の絶対値を有する正電圧を各トランジスタに印加すると、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ１及びＴＬ４がアクティブとなり、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ２及びＴＬ３が非アクティブとなり、第１スイッチング状態が実現される。第１スイッチング状態では、トランジスタＴＬ１→コイル３２０→トランジスタＴＬ４を経由してセンシング電流Ｉｓが流れる。尚、第１スイッチング状態におけるセンシング電流Ｉｓの方向は、コア３１０を負磁化方向に励磁する向きである。

端子３４０を介して負の駆動電圧Ｖｃが印加された状態において、ＥＣＵ１００がゲート電圧Ｖｇとして閾値以上の絶対値を有する負電圧を各トランジスタに印加すると、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ２及びＴＬ３がアクティブとなり、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ１及びＴＬ４が非アクティブとなり、第２スイッチング状態が実現される。第２スイッチング状態では、トランジスタＴＬ２→コイル３２０→トランジスタＴＬ３を経由してセンシング電流Ｉｓが流れる。即ち、第１スイッチング状態から第２スイッチング状態へスイッチング状態が切り替えられると、センシング電流Ｉｓの方向が反転する。尚、第２スイッチング状態におけるセンシング電流Ｉｓの方向は、コア３１０を正磁化方向に励磁する向きである。

端子３４０を介して正の駆動電圧Ｖｃが印加された状態において、ＥＣＵ１００がゲート電圧Ｖｇとして閾値以上の絶対値を有する負電圧を各トランジスタに印加すると、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ２及びＴＬ３がアクティブとなり、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴＬ１及びＴＬ４が非アクティブとなり、第３スイッチング状態が実現される。第３スイッチング状態では、トランジスタＴＬ３→コイル３２０→トランジスタＴＬ２を経由してセンシング電流Ｉｓが流れる。即ち、第２スイッチング状態から第３スイッチング状態へスイッチング状態が切り替えられると、センシング電流Ｉｓの方向が反転する。尚、第３スイッチング状態におけるセンシング電流Ｉｓの方向は、コア３１０を負磁化方向に励磁する向きである。

＜実施形態の動作＞
以下、本実施形態の動作について説明する。

始めに、図５を参照し、電流センサ３００におけるコア３１０のＢ−Ｈ特性について説明する。ここに、図５は、コア３１０のＢ−Ｈ特性を例示する図である。

図５において、縦軸に磁束密度Ｂを、横軸に磁界の強さＨを表すと、コア３１０のＢ−Ｈ特性は実線のようになる。

ここで、当該Ｂ−Ｈ特性上に配された矢線マーク（白抜マーク及び黒抜マーク）は、センシング電流Ｉｓの掃引方向を意味しており、黒抜マークによって規定される掃引方向は、スイッチング回路３３０における上述した第１及び第３スイッチング状態に対応する。また、白抜マークによって規定される掃引方向は、同じく第２スイッチング状態に対応している。図示するように、コア３１０のＢ−Ｈ特性にはヒステリシスがある。本実施形態では、このヒステリシスの影響を排除した高精度な電流測定が可能となっている。

次に、図６を参照し、電流センサ３３０におけるインバータ電流Ｉｐの測定方法について説明する。ここに、図６は、インバータ電流Ｉｐの算出原理を説明する図である。尚、同図において、図５と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。

図６において、測定対象であるインバータの、ある時点の動作状態（即ち、インバータ電流Ｉｐ）に対し、センシング電流Ｉｓ＝０とした場合に、コア３１０の状態が図示状態点Ｐ（白丸）に相当する状態（以下、便宜上、適宜「状態Ｐ」とし、他の状態点についても同様とする）であるとする。状態Ｐにおいてコア３１０にはインバータ電流Ｉｐに応じて磁界Ｈｐが生じている。

ここで、スイッチング回路３３０のスイッチング状態を、上述した第１スイッチング状態とし、センシング電流Ｉｓをコア３１０の負磁化方向に掃引させると、コア３１０の状態は、上述した黒抜マークによって示される向きに、コア３１０のＢ-Ｈカーブに従って変化する。即ち、コア３１０の状態は、図示状態Ｐから状態Ｐ１、状態Ｐ２、状態Ｐ３を経由して状態Ｐ４まで変化する。

状態Ｐから状態Ｐ１に至る領域は、コア３１０が正磁化方向に磁気飽和している正飽和領域であり、状態Ｐ３から状態Ｐ４に至る領域は、コア３１０が負磁化方向に磁気飽和している負飽和領域である。また、状態Ｐ１から状態Ｐ３に至る領域は、コア３１０が磁気飽和していない非飽和領域であり、この非飽和領域においては、磁束密度Ｂは磁界Ｈに対してリニアに変化する。また、この非飽和領域においては、センシング電流Ｉｓの変化を打ち消す向きに磁束密度Ｂが変化するため、掃引されるセンシング電流Ｉｓは殆ど変化しない。

一方、スイッチング回路３３０のスイッチング状態を、上述した第２スイッチング状態とし、センシング電流Ｉｓをコア３１０の正磁化方向に掃引させると、コア３１０の状態は、上述した白抜マークによって示される向きに、コア３１０のＢ-Ｈカーブに従って変化する。即ち、コア３１０の状態は、図示状態Ｐ４から状態Ｐ３、状態Ｐ５、状態Ｐ６、状態Ｐ７を経由して状態Ｐ８まで変化する。

状態Ｐ４から状態Ｐ５に至る領域は、コア３１０が負磁化方向に磁気飽和している負飽和領域であり、状態Ｐ７から状態Ｐ８に至る領域は、コア３１０が正磁化方向に磁気飽和している正飽和領域である。また、状態Ｐ５から状態Ｐ７に至る領域は、コア３１０が磁気飽和していない非飽和領域であり、この非飽和領域においては、磁束密度Ｂは磁界Ｈに対してリニアに変化する。また、この非飽和領域においては、センシング電流Ｉｓの変化を打ち消す向きに磁束密度Ｂが変化するため、掃引されるセンシング電流Ｉｓは殆ど変化しない。

ここで、このようにセンシング電流Ｉｓが掃引される過程においては、コア３１０が二度消磁状態となる。即ち、負磁化方向へのセンシング電流Ｉｓの掃引時に通過する図示状態Ｐ２と、正磁化方向へのセンシング電流Ｉｓの掃引時に通過する図示状態Ｐ６である。

状態Ｐ２及び状態Ｐ６では、元々インバータ電流Ｉｐにより生じていた磁束がセンシング電流Ｉｓにより消磁されており、センシング電流Ｉｓをインバータ電流Ｉｐに置き換えて考えることが出来る。具体的には、インバータ電流Ｉｐにより生じた磁界の強さＨｐと状態Ｐ２における磁界の強さとの偏差を第１磁界偏差値ΔＨ１とし、インバータ電流Ｉｐにより生じた磁界の強さＨｐと状態Ｐ６における磁界の強さとの偏差を第２磁界偏差値ΔＨ２とすると、Ｈｐ、ΔＨ１及びΔＨ２の間には、下記（１）式の関係が成立する。

Ｈｐ＝（ΔＨ１＋ΔＨ２）／２・・・（１）
一方、Ｈｐ、ΔＨ１及びΔＨ２は、夫々下記（２）、（３）及び（４）式により表される。尚、（３）式におけるＩｓ１は、状態Ｐ２におけるセンシング電流値であり、本発明に係る「第１電流値」の一例である。また、（４）式におけるＩｓ２は、状態Ｐ６におけるセンシング電流値であり、本発明に係る「第２電流値」の一例である。これ以降、Ｉｓ１及びＩｓ２の各々を適宜、「第１電流値Ｉｓ１」及び「第２電流値Ｉｓ２」と表記する。

Ｈｐ＝Ｉｐ・ｎｃ／ｌｃ・・・（２）
ΔＨ１＝Ｉｓ１・ｎｓ／ｌｃ・・・（３）
ΔＨ２＝Ｉｓ２・ｎｓ／ｌｃ・・・（４）
他方、上記（１）式に上記（２）、（３）及び（４）式を代入すると、下記（５）式が得られる。

Ｉｐ＝（ｎｓ／ｎｐ）・（Ｉｓ１＋Ｉｓ２）／２・・・（５）
尚、本実施形態においてｎｐは１であるとしたので、結局、インバータ電流Ｉｐは、コイル３２０の巻回数ｎｓと、第１電流値Ｉｓ１及び第２電流値Ｉｓ２とが判明すれば求められる。本実施形態では、ＥＣＵ１００が、インバータ電流算出制御処理において、係る原理によってインバータ電流Ｉｐを算出する構成となっている。尚、上記（５）式に従った演算処理は、本発明に係る「算出工程」の一例である。

この手法によれば、コア３１０のＢ−Ｈ特性が、正磁化方向及び負磁化方向の双方について利用されることから、ヒステリシスの影響を排除することが出来る。また、一方の磁化方向に磁気飽和した状態から他方の磁化方向に磁気飽和した状態までセンシング電流Ｉｓが掃引されることから、コア３１０の温度特性の影響も排除することが出来る。

一方、上記（５）式に示すように、インバータ電流Ｉｐを算出するには、第１電流値Ｉｓ１と第２電流値Ｉｓ２とが必要となる。しかしながら、コア３１０の磁束密度を検出することは容易でなく、ましてコア３１０が消磁されるタイミングを直接検出することは困難である。そこで、本実施形態では、以下のようにして第１電流値Ｉｓ１及び第２電流値Ｉｓ２が特定される。

ここで、図７を参照し、インバータ電流算出制御処理におけるセンシング電流Ｉｓの時間推移について説明する。ここに、図７は、インバータ電流算出制御処理の概念図である。尚、同図において、図６と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。

図７において、縦軸にセンシング電流Ｉｓが、横軸に時刻Ｔが表される。今、時刻Ｔ０において、インバータ電流算出制御処理が開始されたとする。尚、時刻Ｔ０において、コア３１０は状態Ｐとなっている。即ち、コア３１０の材質及び形状は、インバータ電流Ｉｐの採り得る範囲においてコア３１０が正磁化方向に磁気飽和するように予め設計されている。

ＥＣＵ１００は、時刻Ｔ０において、スイッチング回路３３０のスイッチング状態を第１スイッチング状態とする。第１スイッチング状態を採るスイッチング回路３３０により、負磁化方向へセンシング電流Ｉｓの掃引が開始されると、時刻Ｔ１において、コア３１０の磁化状態が正磁化方向における磁気飽和状態から非飽和状態へと遷移する（上述した状態Ｐ１である）。非飽和状態においては、磁束密度Ｂがセンシング電流Ｉｓの変化を抑制する方向へ変化するため、センシング電流Ｉｓは殆ど変化しなくなる。

一方、時刻Ｔ２において、コア３１０は磁束密度Ｂがゼロとなる前述した状態Ｐ２となり、更なるセンシング電流Ｉｓの掃引により、コア３１０は負磁化方向へ励磁される。この励磁により、コア３１０は時刻Ｔ３において負磁化方向に磁気飽和する（上述した状態Ｐ３である）。負磁化方向に磁気飽和した時点から、センシング電流Ｉｓは急激に上昇し始める。

時刻Ｔ４において、時刻Ｔ３から急激に上昇し始めたセンシング電流Ｉｓが予め負磁化方向について設定された最大値Ｉｓｍａｘ１に達すると、コア３１０が負磁化方向に磁気飽和した旨が検出される。即ち、時刻Ｔ４において、本発明に係る「第１検出工程」の一例が実行される。時刻Ｔ０から時刻Ｔ４までのセンシング電流Ｉｓの掃引制御は、本発明に係る「第１制御工程」の一例である。

時刻Ｔ４において負磁化方向への磁気飽和が検出されると、ＥＣＵ１００によりスイッチング回路３３０のスイッチング状態が第１スイッチング状態から第２スイッチング状態へと切り替えられ、センシング電流Ｉｓの方向が正磁化方向へ反転される。即ち、本発明に係る「第２制御工程」の一例が開始される。

正磁化方向へのセンシング電流Ｉｓの掃引が開始されると、時刻Ｔ５においてコア３１０の磁化状態は状態Ｐ５となり、コア３１０は、非飽和状態となる。従って、時刻Ｔ５以降暫時の期間については、センシング電流Ｉｓの値は殆ど変化しなくなる。

一方、時刻Ｔ６において、コア３１０は磁束密度Ｂがゼロとなる前述した状態Ｐ６となり、更なるセンシング電流Ｉｓの掃引により、コア３１０は正磁化方向へ再び励磁される。この励磁により、コア３１０は時刻Ｔ７において正磁化方向に磁気飽和する（上述した状態Ｐ７である）。磁気飽和した時点から、センシング電流Ｉｓは急激に変化し始める。

時刻Ｔ８において、時刻Ｔ７から急激に変化し始めたセンシング電流Ｉｓが予め正磁化方向について設定された最大値Ｉｓｍａｘ２に達すると、コア３１０が正磁化方向に磁気飽和した旨が検出される。即ち、時刻ｔ８において、本発明に係る「第２検出工程」の一例が実行される。また、時刻Ｔ４から時刻Ｔ８までのセンシング電流Ｉｓの掃引制御が、本発明に係る「第２制御工程」の一例となる。

時刻Ｔ８において、コア３１０の正磁化方向への磁気飽和が検出されると、ＥＣＵ１００によりスイッチング回路３３０のスイッチング状態が第３スイッチング状態へ切り替えられ、センシング電流Ｉｓの方向が負磁化方向へ再度反転される。即ち、本発明に係る「第１制御工程」の一例が再度開始される。第３スイッチング状態における負磁化方向へのセンシング電流の掃引過程において、センシング電流Ｉｓが再びゼロになると、ＥＣＵ１００は、スイッチング回路３３０のスイッチング状態を第３スイッチング状態から第１スイッチング状態へと切り替え、上記時刻Ｔ０以降の処理が繰り返される。

このように、本実施形態では、正磁化方向への磁気飽和が検出された時点から（第１回目のサイクルのみ、Ｉｓ＝０の時点）負磁化方向への磁気飽和が検出される時点まで継続されるセンシング電流Ｉｓの掃引（第１制御工程）と、負磁化方向への磁気飽和が検出された時点から正磁化方向への磁気飽和が検出される時点まで継続されるセンシング電流Ｉｓの掃引（第２制御工程）とからなる掃引サイクルＳＷＰが繰り返し実行される。

ここで、第１電流値Ｉｓ１は、状態Ｐ２、即ち時刻Ｔ２におけるセンシング電流値である。従って、時刻Ｔ２を見つけることが出来れば、その時点のセンシング電流Ｉｓの値を第１電流値Ｉｓ１として特定することが出来る。ここで特に、時刻Ｔ２は、理想的なＢ−Ｈ特性を前提とした場合、正飽和領域と非飽和領域との境界点に相当する時刻Ｔ１と、非飽和領域と負飽和領域との境界点に相当する時刻Ｔ３との中間点に相当する時刻である。然るに、これら境界点を毎掃引サイクルにおいて正確に検出するための負荷は小さくない。

そこで、本実施形態では、時刻Ｔ２を見つけるに当たって、コア３１０が第２制御工程において正磁化方向に磁気飽和した旨が検出された時刻Ｔ８から、コア３１０が第１制御工程において負磁化方向に磁気飽和した旨が検出された時刻Ｔ４までの時間である第１飽和時間ｔｓ１（即ち、本発明に係る「第１飽和時間」の一例である）が利用される。より具体的には、時刻Ｔ８から第１飽和時間ｔｓ１の半値に相当する時間が経過した時刻が、時刻Ｔ２として特定され、時刻Ｔ２におけるセンシング電流値が第１電流値Ｉｓ１として特定される。

但し、一の掃引サイクルにおいて、時刻Ｔ４は時刻Ｔ２よりも後に訪れるため、一の掃引サイクルにおいて第１飽和時間ｔｓ１を特定することは出来ない。そこで、時刻Ｔ４及び時刻Ｔ８の値として、一掃引サイクル前の（即ち、過去の）掃引サイクルにおける値が使用される。尚、このように過去の掃引サイクルにおける時間値を使用するため、ＥＣＵ１００は、内蔵する揮発性メモリに、過去数サイクル分について時刻Ｔ４及び時刻Ｔ８の値を保持している。

具体的には、掃引サイクルＳＷＰに時間識別子を付与し、現時点の掃引サイクルをＳＷＰ（ｉ）、前回の掃引サイクルをＳＷＰ（ｉ−１）、次回の掃引サイクルをＳＷＰ（ｉ＋１）、のように表すと、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ）において時刻Ｔ２に相当する時刻の特定に利用される第１飽和時間ｔｓ１は、２サイクル前の掃引サイクルＳＷＰ（ｉ−２）における第２制御工程（負飽和領域から正飽和領域へのセンシング電流の掃引）において正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻Ｔ８（ｉ−２）（即ち、１サイクル前の掃引サイクルＳＷＰ（ｉ−１）の開始時刻）から、１サイクル前に負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻Ｔ４（ｉ−１）までの時間である１サイクル前の第１飽和時間ｔｓ１（ｉ−１）である。

このように、本実施形態によれば、一掃引サイクル前の値が使用されることによって、最新の掃引サイクルにおいて、コア３１０が消磁状態となるセンシング電流値である第１電流値Ｉｓ１が高精度に且つ再現性良く取得され、インバータ電流Ｉｐを高精度に算出することが可能となる。尚、時系列上で相前後する掃引サイクルにおいてインバータ電流Ｉｐが大きく変化する事態は殆ど生じることがないため、このように過去の時間値を利用しても、実践上インバータ電流の算出精度が低下することはない。

一方、第２電流値Ｉｓ２とは、状態Ｐ６、即ち時刻Ｔ６におけるセンシング電流値である。従って、時刻Ｔ６を見つけることが出来れば、その時点のセンシング電流Ｉｓの値を第２電流値Ｉｓ２として特定することが出来る。ここで特に、時刻Ｔ６は、理想的なＢ−Ｈ特性を前提とした場合、負飽和領域と非飽和領域との境界点に相当する時刻Ｔ５と、非飽和領域と正飽和領域との境界点に相当する時刻Ｔ７との中間点に相当する時刻である。然るに、これら境界点を毎掃引サイクルにおいて正確に検出するための負荷は小さくない。

そこで、本実施形態では、時刻Ｔ６を見つけるに当たって、コア３１０が第１制御工程において負磁化方向に磁気飽和した旨が検出された時刻Ｔ４から、コア３１０が第２制御工程において正磁化方向に磁気飽和した旨が検出された時刻Ｔ８までの時間である第２飽和時間ｔｓ２（即ち、本発明に係る「第２飽和時間」の一例である）が利用される。より具体的には、時刻Ｔ４から第２飽和時間ｔｓ２の半値に相当する時間が経過した時刻が、時刻Ｔ６として特定され、時刻Ｔ６におけるセンシング電流値が第２電流値Ｉｓ２として特定される。

但し、一の掃引サイクルにおいて、時刻Ｔ８は時刻Ｔ６よりも後に訪れるため、一の掃引サイクルにおいて第２飽和時間ｔｓ２を特定することは出来ない。そこで、時刻Ｔ４及び時刻Ｔ８の値として、一掃引サイクル前の（即ち、過去の）掃引サイクルにおける値が使用される。

即ち、掃引サイクルＳＷＰに時間識別子を付与し、現時点の掃引サイクルをＳＷＰ（ｉ）、前回の掃引サイクルをＳＷＰ（ｉ−１）、次回の掃引サイクルをＳＷＰ（ｉ＋１）、のように表すと、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ）において時刻Ｔ６に相当する時刻の特定に利用される第２飽和時間ｔｓ２は、１サイクル前に負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻Ｔ４（ｉ−１）から、１サイクル前に正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻Ｔ８（ｉ−１）までの時間である１サイクル前の第２飽和時間ｔｓ２（ｉ−１）である。

このように、本実施形態によれば、一掃引サイクル前の値が使用されることによって、最新の掃引サイクルにおいて、コア３１０が消磁状態となるセンシング電流値である第２電流値Ｉｓ２が高精度に且つ再現性良く取得され、インバータ電流Ｉｐを高精度に算出することが可能となる。尚、時系列上で相前後する掃引サイクルにおいてインバータ電流Ｉｐが大きく変化する事態は殆ど生じることがないため、このように過去の時間値を利用しても、実践上インバータ電流の算出精度が低下することはない。

ここで、図８を参照し、インバータ電流算出制御処理の実行過程における、第１電流値Ｉｓ１（即ち、状態Ｐ２）及び第２電流値Ｉｓ２（即ち、状態Ｐ６）の実際の特定の様子を説明する。ここに、図８は、インバータ電流算出制御処理の実行過程におけるセンシング電流の一時間推移を例示するタイミングチャートである。尚、同図において、図７と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。

図８において、縦軸にセンシング電流Ｉｓが、横軸に時刻Ｔが表される。また、時刻０から時刻Ｔｂに至る期間が掃引サイクルＳＷＰ（ｉ）に相当し、時刻Ｔｂから時刻Ｔｄに至る期間が掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）に相当し、時刻Ｔｄから時刻Ｔｆに至る期間が掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）に相当し、時刻Ｔｆから時刻Ｔｈに至る期間が掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）に相当する。

図８において、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ）において負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻はＴａであり、同じく正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻がＴｂである。即ち、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ）において特定される第２飽和時間ｔｓ２（ｉ）は、時刻Ｔａから時刻Ｔｂに至る時間である。この掃引サイクルＳＷＰ（ｉ）において特定された第２飽和時間ｔｓ２（ｉ）は、次サイクルである掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）に使用される。より具体的には、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）においては、負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻Ｔｃから、第２飽和時間ｔｓ２（ｉ）の半値に相当する時間が経過した時刻において、コア３１０が状態Ｐ６（ｉ＋１）（即ち、消磁状態）にあるものと推定され、この時刻におけるセンシング電流Ｉｓの値が、第２電流値Ｉｓ２（ｉ＋１）として特定される。

また、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）において負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻はＴｃであり、同じく正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻がＴｄである。即ち、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）において特定される第２飽和時間ｔｓ２（ｉ＋１）は、時刻Ｔｃから時刻Ｔｄに至る時間である。この掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）において特定された第２飽和時間ｔｓ２（ｉ＋１）は、次サイクルである掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）に使用される。より具体的には、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）においては、負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻Ｔｅから、第２飽和時間ｔｓ２（ｉ＋１）の半値に相当する時間が経過した時刻において、コア３１０が状態Ｐ６（ｉ＋２）（即ち、消磁状態）にあるものと推定され、この時刻におけるセンシング電流Ｉｓの値が、第２電流値Ｉｓ２（ｉ＋２）として特定される。

また、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）において負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻はＴｅであり、同じく正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻がＴｆである。即ち、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）において特定される第２飽和時間ｔｓ２（ｉ＋２）は、時刻Ｔｅから時刻Ｔｆに至る時間である。この掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）において特定された第２飽和時間ｔｓ２（ｉ＋２）は、次サイクルである掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）に使用される。より具体的には、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）においては、負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻Ｔｇから、第２飽和時間ｔｓ２（ｉ＋２）の半値に相当する時間が経過した時刻において、コア３１０が状態Ｐ６（ｉ＋３）（即ち、消磁状態）にあるものと推定され、この時刻におけるセンシング電流Ｉｓの値が、第２電流値Ｉｓ２（ｉ＋３）として特定される
また、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）において負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻はＴｇであり、同じく正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻がＴｈである。即ち、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）において特定される第２飽和時間ｔｓ２（ｉ＋３）は、時刻Ｔｇから時刻Ｔｈに至る時間である。この掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）において特定された第２飽和時間ｔｓ２（ｉ＋２）も、同様にして次サイクルである掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋４）（不図示）に使用される。

一方、図８において、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ）において正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻（掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）の基点となる時刻）はＴｂであり、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）において負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻がＴｃである。即ち、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）において特定される第１飽和時間ｔｓ１（ｉ＋１）は、時刻Ｔｂから時刻Ｔｃに至る時間である。この掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）において特定された第１飽和時間ｔｓ１（ｉ＋１）は、次サイクルである掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）に使用される。より具体的には、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）においては、正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻Ｔｄから、第１飽和時間ｔｓ１（ｉ＋１）の半値に相当する時間が経過した時刻において、コア３１０が状態Ｐ２（ｉ＋２）（即ち、消磁状態）にあるものと推定され、この時刻におけるセンシング電流Ｉｓの値が、第１電流値Ｉｓ１（ｉ＋２）として特定される。

また、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋１）において正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻（掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）の基点となる時刻）はＴｄであり、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）において負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻がＴｅである。即ち、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）において特定される第１飽和時間ｔｓ１（ｉ＋２）は、時刻Ｔｄから時刻Ｔｅに至る時間である。この掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）において特定された第１飽和時間ｔｓ１（ｉ＋２）は、次サイクルである掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）に使用される。より具体的には、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）においては、正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻Ｔｆから、第１飽和時間ｔｓ１（ｉ＋２）の半値に相当する時間が経過した時刻において、コア３１０が状態Ｐ２（ｉ＋３）（即ち、消磁状態）にあるものと推定され、この時刻におけるセンシング電流Ｉｓの値が、第１電流値Ｉｓ１（ｉ＋３）として特定される。

また、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋２）において正磁化方向への磁気飽和が検出された時刻（掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）の基点となる時刻）はＴｆであり、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）において負磁化方向への磁気飽和が検出された時刻がＴｇである。即ち、掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）において特定される第１飽和時間ｔｓ１（ｉ＋３）は、時刻Ｔｆから時刻Ｔｇに至る時間である。この掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋３）において特定された第１飽和時間ｔｓ１（ｉ＋３）も、同様にして次サイクルである掃引サイクルＳＷＰ（ｉ＋４）（不図示）に使用される。

本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う電流検出方法もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

本発明は、磁気式電流センサにおける電流検出に適用可能である。

１０…ハイブリッド車両、１００…ＥＣＵ、２００…ハイブリッド駆動装置、３００…電流センサ、３１０…コア、３２０…コイル、３３０…スイッチング回路、３５０…電源。

Claims (4)

1. 対象電流に応じて磁束密度が変化するコアと、センシング電流に応じて前記コアの磁束密度を変化させることが可能な導電手段と、前記センシング電流の方向を制御可能な調整手段とを備えた磁気式電流センサにおいて前記対象電流を測定するための電流測定方法であって、
   前記コアが前記対象電流により正磁化方向に磁気飽和した状態において前記センシング電流が負磁化方向に掃引される第１制御工程と、
   前記第１制御工程における前記コアの前記負磁化方向への磁気飽和が検出される第１検出工程と、
   前記コアの前記負磁化方向への磁気飽和が検出された場合に前記センシング電流が前記正磁化方向に掃引される第２制御工程と、
   前記第２制御工程における前記コアの前記正磁化方向への磁気飽和が検出される第２検出工程と、
   前記第２検出工程において前記コアの正磁化方向への磁気飽和が検出された時点から前記第１検出工程において前記コアの前記負磁化方向への磁気飽和が検出された時点までの時間である第１飽和時間に基づいて、前記第１制御工程において前記コアが消磁される前記センシング電流の値である第１電流値が特定される第１特定工程と、
   前記第１検出工程において前記コアの負磁化方向への磁気飽和が検出された時点から前記第２検出工程において前記コアの前記正磁化方向への磁気飽和が検出された時点までの時間である第２飽和時間に基づいて、前記第２制御工程において前記コアが消磁される前記センシング電流の値である第２電流値が特定される第２特定工程と、
   前記特定された第１及び第２電流値から前記対象電流の値が算出される算出工程と
   を具備し、
   前記第１制御工程及び前記第２制御工程が繰り返し実行され、
   前記第１特定工程において、過去における前記第１飽和時間の半値に相当する時点における前記センシング電流の値が前記第１電流値とされ、
   前記第２特定工程において、過去における前記第２飽和時間の半値に相当する時点における前記センシング電流の値が前記第２電流値とされる
   ことを特徴とする電流測定方法。
2. 前記導電手段は、前記コアに巻回された導電性コイルである
   ことを特徴とする請求項１に記載の電流測定方法。
3. 前記第１検出工程において、前記センシング電流の値が前記負磁化方向に対応する最大値以上となった場合に前記コアの前記負磁化方向への磁気飽和が検出され、
   前記第２検出工程において、前記センシング電流の値が前記正磁化方向に対応する最大値以上となった場合に前記コアの前記正磁化方向への磁気飽和が検出される
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電流測定方法。
4. 前記対象電流は、車両搭載用のインバータに流れる電流である
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電流測定方法。

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