JP6098945B2 - モータインバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、単相交流電源を入力として全波整流した出力をスイッチングすることにより得られる可変電圧・可変周波数の交流出力にてモータを駆動するモータインバータ装置に関する。

従来のモータインバータ装置の概略構成を図１３に示す。図１３に示す従来のモータインバータ装置は、単相交流電源１０１の出力を全波整流する整流回路１０２と、この整流回路１０２による整流出力をスイッチング動作により得られた可変電圧・可変周波数の交流出力によりモータ１０３を駆動するインバータ１０４と、を備えている。また、従来のモータインバータ装置は、電圧指令値に基づいて前記インバータ１０４のスイッチング素子をオン・オフさせるためのＰＷＭ信号を発生させる信号発生手段１０５と、前記ＰＷＭ信号のパルス幅の増大制御では前記電圧指令値に相当したインバータ出力電圧が得られない飽和状態となったときに、そのＰＷＭ信号の出力タイミングを早めてインバータ出力電圧の位相を進ませる制御を行う制御手段１０６と、を備えている。

このように整流回路１０２からの脈動電圧をインバータ１０４によりスイッチング動作を行って得られた交流出力によりモータ１０３の駆動を行う場合、その脈動電圧の瞬時電圧値が所定レベルより低くなる期間には、ＰＷＭ信号のパルス幅を増大させる制御を行ったとしても、電圧指令値に相当したインバータ出力電圧を得ることができない飽和状態となる。このような飽和状態となったとき、つまり、インバータ出力電圧よりモータ誘起電圧が高くなったときは、制御手段１０６が、前記ＰＷＭ信号の出力のタイミングを早めてインバータ出力電圧の位相を進ませる制御（位相進み制御）を行う（特許文献１参照）。

このような位相進み制御が行われたときには、モータ１０３の端子電圧が下がるという現象（弱め界磁状態）が引き起こされる。このため、モータ１０３の端子電圧が下がった期間には、モータ１０３にインバータ１０４からの出力電流が流れ込むようになり、これによりトルク発生する期間が拡大することになる。この結果、モータ１０３のトルク脈動が抑制されると共に、その効率が改善されることになる。

特開平１０−１５０７９５号公報

従来のモータインバータ装置では、インバータ印加電圧が所定レベルより低くなると、回生電流により単相交流電源１０１からモータ１０３へのトルク供給が遮断される期間において、インバータ１０４の出力電圧位相を進めてインバータ出力からモータ１０３に強制的に電流が流れるように構成されている。このため単相交流電源１０１の半周期毎にインバータ出力からモータ１０３に強制的に電流が流れることになり、モータ１０３の実効電流値が増加してモータ損失が増加する。

特に、インバータ１０４の入力側に挿入される平滑コンデンサの容量が十分大きく脈動の少ない安定した直流電圧がインバータ１０４に印加されるようなエアコン等の圧縮機用モータインバータ装置では、シーズンを通して運転期間の長い低速回転数域での効率向上を図るため、より誘起電圧の高いモータ１０３を用いることが一般的である。このようなモータ１０３を用いたモータインバータ装置において、単相交流電源１０１を入力として、全波整流した出力が十分平滑されていないモータインバータ装置では、単相交流電源１０１の半周期毎にインバータ出力からモータ１０３へ強制的に電流を流す量が増加する。このため、このようなモータインバータ装置においては、著しくモータ損失が増加する。

また、従来のモータインバータ装置においては、ＰＷＭ信号の出力のタイミングを早めて、インバータ出力電圧の位相を進ませ、モータ１０３へ強制的に電流を流す弱め界磁制御を行わないと、単相交流電源１０１の半周期毎にモータ１０３から回生電流が流れ込み、インバータ１０４およびコンデンサにおいて、回生電流による回路損失が増加する。一方、回生電流が生じないようにインバータ出力電圧の位相を進ませて、弱め界磁制御を行うと、モータ１０３へ強制的に大きな電流を流すことになり、効率が悪くなるという課題を有していた。また、モータ１０３へ間欠的に電力を供給して必要トルクを確保する場合には、モータ１０３の実効電流値が増加するため、モータ損失が増加する。一方、単純に誘起電圧の低いモータを用いた場合には、インバータ損失の増加や出力トルクが不足するという課題を有していた。

本発明は、負荷であるモータにおいて必要とされるモータ出力トルクを維持しつつ、モータ損失をはじめとする各部損失を抑制し、効率の高いモータインバータ装置を提供することを目的とする。

本発明のモータインバータ装置は、前記の目的を達成するために、
単相交流電源を入力とする整流回路と、
前記整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータをＰＷＭ駆動制御する制御部と、
共振周波数が前記単相交流電源の周波数の４０倍以上に設定され、前記単相交流電源から前記インバータへの接続ライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサとで構成された平滑部と、
前記インバータにより駆動制御され、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータであるモータと、
前記制御部から出力されるＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置と、を備え、
前記進角調整装置は、前記単相交流電源から前記モータへのトルクが遮断されたときに前記モータから回生される回生電流が進角調整により所定範囲内の値となるよう構成されている。

本発明によれば、負荷であるモータにおいて必要とされるモータ出力トルクを維持しつつ、モータ損失をはじめとする各部損失を抑制した、効率の高いモータインバータ装置を提供するができる。

本発明に係る実施の形態１のモータインバータ装置の概略構成を一部ブロックで示す図 モータインバータ装置における電圧、電流を説明するための概略構成を示す図 モータインバータ装置において説明するためのインバータ印加電圧波形Ｖｄｃ（ａ）、入力電流波形Ｉａｃ（ｂ）、およびインバータ母線電流波形Ｉｉｎｖ（ｃ）の各波形図 モータインバータ装置における「力行状態」において電流が流れる状態（ａ）、および「回生状態」において電流が流れる状態（ｂ）を示す概略構成図 電流が一定状態で電流位相角βを変化させたときのマグネットトルクτｍ、リラクタンストルクτｒ、全合成出力トルクτｔを示すグラフ 電流位相（進角）βとトルク指令値Ｔｒｑ＊との関係の一例を示す特性図 本発明に係る実施の形態２のモータインバータ装置の概略構成を一部ブロックで示す図 （ａ）インバータ印加電圧Ｖｄｃの波形の一例と、（ｂ）調整された調整進角値（β）の状態の一例を示す図 本発明に係る実施の形態３のモータインバータ装置の概略構成を一部ブロックで示す図 （ａ）単相交流電源の電圧波形Ｖａｃの一例を示す波形図、（ｂ）インバータへの印加電圧Ｖｄｃを示す図 本発明に係る実施の形態４のモータインバータ装置の概略構成を一部ブロックで示す図 （ａ）インバータ印加電圧Ｖｄｃの一例を示す波形図、（ｂ）インバータ印加電圧Ｖｄｃと単相交流電源の電圧の絶対値ＡＢＳ（Ｖａｃ）との差分電圧（Ｖｄｃ−ＡＢＳ（Ｖａｃ））の一例を示す波形図 従来のモータインバータ装置の概略構成を示す図 図面の一部又は全部は、図示を目的とした概要的表現により描かれており、必ずしもそこに示された要素の実際の相対的大きさや位置を忠実に描写しているとは限らないことは考慮願いたい。

本発明に係る第１の態様のモータインバータ装置は、
単相交流電源を入力とする整流回路と、
前記整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータをＰＷＭ駆動制御する制御部と、
共振周波数が前記単相交流電源の周波数の４０倍以上に設定され、前記単相交流電源から前記インバータへの接続ライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサとで構成された平滑部と、
前記インバータにより駆動制御され、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータであるモータと、
前記制御部から出力されるＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置と、を備え、
前記進角調整装置は、前記単相交流電源から前記モータへのトルクが遮断されたときに前記モータから回生される回生電流が進角調整により所定範囲内の値となるよう構成されている。

上記のように構成された本発明に係る第１の態様のモータインバータ装置は、単相交流電源からモータへの供給トルクが遮断される期間を抑制することができる。即ち、間欠的なトルク供給によるモータ電流増加を抑え、モータ損失を抑制することができる。さらに、リラクタンストルクの活用により回生電流を抑制することによりモータ駆動に寄与しない回生電流によるコンデンサへの充放電を抑制できるため、インバータ、コンデンサでの回路損失を抑制することができ、モータインバータ装置のシステム効率低下の抑制を図ることができる。

本発明に係る第２の態様のモータインバータ装置においては、前記の第１の態様の前記進角調整装置は、
インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
前記電流検出部と前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
前記進角調整部は、任意のモータ回転数において、前記電流検出部の検出値に基づいて前記モータから前記コンデンサへ充電電流が流れる期間（回生期間；トルク遮断期間）が前記単相交流電源の半周期の略四分の一未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう設定されている。

上記のように構成された本発明に係る第２の態様のモータインバータ装置においては、モータ駆動に必要なトルクをマグネットトルクに加えリラクタンストルクにより確保しつつ、永久磁石の影響により生じる回生電流によるインバータ、コンデンサでの回路損失を抑制して、さらにリラクタンストルクを最大限に活用して、効率の低下を抑制することができるモータ駆動を行うことができる。

本発明に係る第３の態様のモータインバータ装置においては、前記の第１の態様の前記進角調整装置は、
インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
前記電流検出部と前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
前記進角調整部は、任意のモータ回転数において、前記モータから前記コンデンサへ流れる充電電流の平均的な電流値が前記コンデンサの容量と前記単相交流電源の実効電圧値の積を前記単相交流電源の半周期の１０倍値で除した値未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう調整されている。

上記のように構成された本発明に係る第３の態様のモータインバータ装置においては、モータ駆動に必要なトルクをマグネットトルクに加えリラクタンストルクにより確保しつつ、永久磁石の影響により生じる回生電流によるインバータ、コンデンサでの回路損失を抑制して、さらにリラクタンストルクを最大限に活用して、効率の低下を抑制することができるモータ駆動を行うことができる。

本発明に係る第４の態様のモータインバータ装置においては、前記の第１の態様の前記進角調整装置は、
インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
前記単相交流電源１もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
前記インバータに印加される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
前記進角調整部は、任意のモータ回転数において、前記直流電圧検出部により検出される平均電圧値が前記単相交流電源の実効電圧値未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう調整されている。

上記のように構成された本発明に係る第４の態様のモータインバータ装置においては、モータ駆動に必要なトルクをマグネットトルクに加えリラクタンストルクにより確保しつつ、永久磁石の影響により生じる回生電流によるインバータ、コンデンサでの回路損失を抑制して、さらにリラクタンストルクを最大限に活用して、効率の低下を抑制することができるモータ駆動を行うことができる。

本発明に係る第５の態様のモータインバータ装置においては、前記の第１の態様の前記進角調整装置は、
インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
前記インバータに印加される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
前記単相交流電源の電圧を検出する交流電圧検出部と、
前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部と前記直流電圧検出部と前記交流電圧検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
前記進角調整装置は、任意のモータ回転数において、前記直流電圧検出部により検出されるインバータに印加される直流電圧値と前記交流電圧検出部により検出される前記単相交流電源の電圧値を基に算出した絶対値との差により算出される平均電圧値が、前記単相交流電源の実効電圧値の１割未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう調整されている。

上記のように構成された本発明に係る第５の態様のモータインバータ装置においては、モータ駆動に必要なトルクをマグネットトルクに加えリラクタンストルクにより確保しつつ、永久磁石の影響により生じる回生電流によるインバータ、コンデンサでの回路損失を抑制して、さらにリラクタンストルクを最大限に活用して、効率の低下を抑制することができるモータ駆動を行うことができる。

本発明に係る第６の態様のモータインバータ装置においては、前記の第１の態様の前記進角調整装置は、
インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
前記インバータに印加される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
前記単相交流電源の電圧を検出する交流電圧検出部と、
前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部と前記直流電圧検出部と前記交流電圧検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
前記進角調整部は、任意のモータ回転数において、前記直流電圧検出部により検出されるインバータに印加される直流電圧値が前記交流電圧検出部により検出される前記単相交流電源の電圧値を基に算出した絶対値より大きくなる期間が前記単相交流電源の半周期の略半分未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう調整されている。

上記のように構成された本発明に係る第６の態様のモータインバータ装置においては、モータ駆動に必要なトルクをマグネットトルクに加えリラクタンストルクにより確保しつつ、永久磁石の影響により生じる回生電流によるインバータ、コンデンサでの回路損失を抑制して、さらにリラクタンストルクを最大限に活用して、効率の低下を抑制することができるモータ駆動を行うことができる。

本発明に係る第７の態様のモータインバータ装置においては、前記の第１の態様乃至第６の態様の前記進角調整装置は、前記進角調整装置は、前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相に基づいて調整進角量を変更するよう構成されている。このように構成された本発明に係る第７の態様のモータインバータ装置においては、回生電流を効果的に抑え、インバータ、コンデンサでの回路損失を抑制し、トルク遮断期間が短く、効率低下を抑制したモータ駆動を行うことができる。

本発明に係る第８の態様のモータインバータ装置においては、前記の第１の態様乃至第７の態様の前記モータが空気調和機に具備される圧縮機駆動用である。このように構成された本発明に係る第８の態様のモータインバータ装置においては、空気調和機に具備される圧縮機駆動用のモータインバータ装置に適用されることにより、小型・軽量・低コスト・省資源でかつ年間を通じての消費電力量を抑制することができる。

以下、本発明に係る実施の形態のモータインバータ装置について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、本発明は、以下に説明する実施の形態の具体的な構成によって限定されるものではなく、以下の実施の形態において説明する技術的思想と同等の技術的思想に基づいて構成されるモータインバータ装置を含むものである。

（実施の形態１）
図１は本発明に係る実施の形態１のモータインバータ装置の概略構成を一部ブロックで示す図である。
図１に示すように、実施の形態１のモータインバータ装置は、単相交流電源１を入力とするダイオードブリッジなどで構成される整流回路２と、整流回路２の出力直流電力を交流電力に変換する複数の半導体スイッチ素子で構成されるインバータ４と、インバータ４をＰＷＭ駆動制御するマイコン等の制御部６と、共振周波数が単相交流電源１の周波数の４０倍以上に設定された平滑部７と、制御部６からのＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置８０と、を備えている。実施の形態１のモータインバータ装置において、平滑部７は、インバータ４と単相交流電源１のライン上に配置されたリアクタ７ａと、インバータ４の入力側に並列接続されたコンデンサ７ｂとで構成されている。インバータ４からの駆動電力により負荷であるモータ３が駆動制御されている。また、整流回路２は全波整流回路である。

実施の形態１のモータインバータ装置においては、単相交流電源１を入力電源として、共振周波数が単相交流電源１の周波数の４０倍以上に設定された平滑部７を用いて構成されている。実施の形態１のモータインバータ装置においては、単相交流電源１の入力を全波整流して得られた脈動電圧を、小容量の平滑部７により必要最小の平滑化を行って、スイッチングすることにより、モータ駆動用の所望の周波数を有する交流電力を形成している。このため、実施の形態１のモータインバータ装置においては、モータ３に対して間欠的に電力が供給される構成である。

実施の形態１のモータインバータ装置においては、モータ３を効率高く駆動するために、回生電流が所定範囲内となるように抑制して、その範囲内で、指定されたる条件で駆動されるモータ３において必要とされる後述するトルク指令値（Ｔｒｑ＊）が略最小となるよう進角調整が行われている。

次に、以上のように構成された実施の形態１のモータインバータ装置における動作および作用について説明する。
まず、単相交流電源１に周波数５０Ｈｚの電源を用いた場合、平滑部７を構成するリアクタ７ａの容量Ｌ１とコンデンサ７ｂの容量Ｃ１は、電源高調波電流特性の高性能化を図るため、共振周波数ｆｃ＝１／（２π×√（Ｌ１×Ｃ１））が単相交流電源周波数の４０倍以上、すなわち２０００Ｈｚ以上になるように設定される。このため、例えば、リアクタンス値Ｌ１＝０．５ｍＨのリアクタ７ａ、およびキャパシタンス値Ｃ１＝１０μＦのコンデンサ７ｂを用いることにより、共振周波数ｆｃは２０００Ｈｚ以上に設定される（≒２２５０Ｈｚ）＞（４０×５０Ｈｚ（単相交流電源周波数））、（４０×５０Ｈｚ＝２０００Ｈｚ）。平滑部７を構成するリアクタ７ａとコンデンサ７ｂが上記のような値に設定された場合、インバータ４により永久磁石モータを駆動させると、インバータ印加電圧波形Ｖｄｃ、入力電流波形Ｉａｃ、インバータ母線電流波形Ｉｉｎｖは以下に示すような関係になる。

図２はモータインバータ装置の概略構成を示す図である。図２に示す構成において、インバータ印加電圧波形Ｖｄｃ、入力電流波形Ｉａｃ、およびインバータ母線電流波形Ｉｉｎｖを示している。図３は、インバータ印加電圧波形Ｖｄｃ（図３の（ａ））、入力電流波形Ｉａｃ（図３の（ｂ））、およびインバータ母線電流波形Ｉｉｎｖ（図３の（ｃ））の各波形を示す図である。

ここで、単相交流電源１の半周期をＴ、単相交流電源１からモータ３へトルクが供給される期間をＴｏｎ（トルク供給期間）、単相交流電源１からモータ３へのトルクが遮断される期間をＴｏｆｆ（トルク遮断期間）、モータ３から回生電流が流れコンデンサが充電される期間をＴｒ（充電期間）、コンデンサからモータ３へ放電される期間をＴｄ（放電期間）とする。

図４は、モータインバータ装置における「力行状態」において電流が流れる状態（図４の（ａ））、および「回生状態」において電流が流れる状態（図４の（ｂ））を示している。実施の形態１のモータインバータ装置の構成において、図４の（ａ）に示す「力行状態」で単相交流電源１からモータ３へトルクが供給される状態（図３におけるトルク供給期間Ｔｏｎ）と、図４の（ｂ）に示す「回生状態」でモータ３が発電機として作用して、モータ３より発生する回生電流によりコンデンサ７ｂを充放電する状態（図３における充電期間Ｔｒ）とが、単相交流電源１の半周期毎に繰り返えされている。「力行状態」と「回生状態」の割合は、モータ３の誘起電圧とインバータ４の印加電圧の大小関係に依存するため、単相交流電源１とモータ３の仕様、インバータ制御によるモータ回転数、および進角設定状態により異なっている。

回生電流が多くなると、充電期間Ｔｒおよび放電期間Ｔｄ、すなわちトルク遮断期間Ｔｏｆｆは長くなり、トルク供給期間Ｔｏｎは短くなる。一方、回生電流が少なくなると、充電期間Ｔｒおよび放電期間Ｔｄ、すなわちトルク遮断期間Ｔｏｆｆは短くなり、トルク供給期間Ｔｏｎは長くなる。このように回生電流が生じるような場合においては、限られたトルク供給期間Ｔｏｎにモータ３の駆動に必要なトルクを間欠的に供給することになる。このため、回生電流を発生させることなく連続的にトルクをモータ３に供給することができる場合と比較して、回生電流が生じるような場合においては、モータ３の実行電流値が増加し、モータ損失が増加する。

また、指示回転数で回転するモータ３に対して間欠的にトルクを供給する場合において、トルク供給が遮断されるトルク遮断期間Ｔｏｆｆが長くなるほど、トルク供給期間Ｔｏｎにおける電力を大きくする必要があるため、モータ３の実効電流値が増加し、モータ損失が増加する。

さらに、回生電流によるコンデンサ７ｂへの充電動作は、モータ駆動に寄与しない無駄な電力エネルギーをモータ３からインバータ４を通してコンデンサ７ｂへ移動させることになる。このため、回生電流が増加するとコンデンサ（コンバータ）７ｂ、インバータ４のそれぞれにおける回路損失（コンバータ損失、インバータ損失）も増加することになる。

また、前述のように、回生電流が生じないようにインバータ出力電圧の位相を進ませて、弱め界磁制御を行った場合には、モータ３へ強制的に大きな電流を流すことになり、効率の点で問題を有している。このため、モータ３を効率高く駆動するためには、回生電流が所定範囲内となるように制御することが重要な条件となる。

このように回生電流は、コンバータ損失、インバータ損失、およびモータ損失に大きく影響を与えるため、回生電流を所定範囲内に抑制することは、システム全体の損失抑制を達成するためには、特に重要な課題である。

実施の形態１のモータインバータ装置においては、進角調整装置８０が単相交流電源１からモータ３へのトルクが遮断されたときに生じる、モータ３から回生される回生電流が、後述する進角調整処理により所定範囲内の値となるよう構成されている。

以下、実施の形態１のモータインバータ装置において、回生電流を所定範囲内に抑制するための進角調整装置８０における進角βの調整方法について説明する。
モータ駆動時における回生電流による損失への影響は、単相交流電源１からモータ３へトルクが供給されるトルク供給期間Ｔｏｎと単相交流電源１からモータ３へのトルクが遮断されるトルク遮断期間Ｔｏｆｆとの比率に依存する。

回生電流による損失増加の影響を抑制するためには、少なくとも単相交流電源１からモータ３へトルクが供給されるトルク供給期間Ｔｏｎを単相交流電源１からモータ３へのトルクが遮断されるトルク遮断期間Ｔｏｆｆより長く（Ｔｏｎ＞Ｔｏｆｆ）設定する必要がある。そのため、進角調整装置８０においては、充電期間Ｔｒと放電期間Ｔｄであるトルク遮断期間Ｔｏｆｆと、単相交流電源１からモータ３へトルクが供給されるトルク供給期間Ｔｏｎとを検知して、トルク供給期間Ｔｏｎがトルク遮断期間Ｔｏｆｆより長くなるように進角βを調整する。
上記のように、トルク供給期間Ｔｏｎがトルク遮断期間Ｔｏｆｆより長くなるように進角βを調整することにより、回生電流による損失を抑制することが可能となる。

実施の形態１のモータインバータ装置においては、上記のように回生電流による損失を抑制した上で更にモータ損失の抑制を行っている。実施の形態１のモータインバータ装置において、モータ３としては、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータ、例えばＩＰＭを用いている。

ここで、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータ、例えばＩＰＭモータの全出力トルクについて説明する。
図５は電流が一定状態で電流位相角βを変化させたときのマグネットトルクτｍ、リラクタンストルクτｒ、全合成出力トルクτｔを示すグラフである。マグネットトルクτｍは、電流位相角β＝０°において最大となり、電流位相角β＝１８０°においてマイナス方向で最大となる。一方、リラクタンストルクτｒは、電流位相角β＝４５、−１３５°において最大となり、電流位相角β＝−４５°、１３５°においてマイナス方向で最大となる。その結果、全合成出力トルクτｔは電流位相が０°＜β＜４５°の範囲において最大となり、１３５°＜β＜１８０°の範囲においてマイナス方向において最大となる。

トルクと電流位相βとの間には上記のような特性を有するため、所定の負荷および回転数でモータ３を駆動させた場合、進角調整装置８０において調整される進角（電流位相）βと、モータ３を指示回転数で駆動させるために必要なトルクを示すトルク指令値Ｔｒｑ＊との関係の一例を図６に示す。図６において、縦軸がトルク指令値Ｔｒｑ＊であり、横軸が進角調整装置８０において調整される進角βを示す。トルク指令値Ｔｒｑ＊とは、進角調整装置８０において推定されるモータ３の推定回転数に基づいてモータ３を指示された回転数（指示回転数）で駆動させるために必要なトルクを示す。

実施の形態１のモータインバータ装置における進角調整装置８０では、モータ３の推定回転数と指示回転数が概ね等しくなるようにモータ３を駆動させている状態において、進角調整装置８０において演算されたトルク指令値Ｔｒｑ＊が概ね最小となるよう進角βが調整される。図６において、進角βは、トルク指令値Ｔｒｑ＊が略最小値を示すβｓｅｔに設定される。なお、進角調整装置８０においては、前述のように、トルク供給期間Ｔｏｎがトルク遮断期間Ｔｏｆｆより長くなるように進角βが調整されている。

例えば、図６において、回生電流による損失を抑制するために必要な進角βの調整可能範囲がβ＞βａであると仮定すると、進角調整装置８０により演算されるモータの推定回転数と指示回転数が概ね等しくなるようにモータ３を駆動させている状態において、進角調整装置８０においては、トルク指令値Ｔｒｑ＊が概ね最小になるよう進角βをβｓｅｔ（＞βａ）に調整する。

上記のようにマグネットトルクのみの永久磁石モータ（全合成出力トルクが最大となる進角β＝０°）と比較し、実施の形態１のモータインバータ装置においては、リラクタンストルクを含む永久磁石モータ（全合成出力トルクが最大となる進角０°＜β＜４５°）では全合成出力トルクを最大にする進角βに設定することにより、モータ出力を最大にしつつ回生電流を抑制することができる。また、実施の形態１のモータインバータ装置においては、マグネットトルク減少による誘起電圧低下による回生電流の抑制も期待できる。

以上のように、実施の形態１のモータインバータ装置においては、制御部６および進角調整装置８０を設けることにより、負荷であるモータ３において必要とされるモータ出力トルクを維持しつつ、モータ損失をはじめとする各部損失を抑制した、効率の高いモータインバータ装置となる。

（実施の形態２）
次に、本発明に係る実施の形態２のモータインバータ装置について添付の図面を参照しつつ説明する。実施の形態２のモータインバータ装置は、前述の実施の形態１のモータインバータ装置における進角調整装置８０の構成をさらに具体的に示すものである。実施の形態２のモータインバータ装置において、実施の形態１のモータインバータ装置における要素と実質的に同じ機能、構成、動作を有するものには同じ符号を付し、それらの説明は実施の形態１の説明を適用する。

図７は本発明に係る実施の形態２のモータインバータ装置の概略構成を一部ブロックで示す図である。
図７に示すように、実施の形態２のモータインバータ装置は、前述の実施の形態１のモータインバータ装置と同様に、単相交流電源１を入力とするダイオードブリッジなどで構成される整流回路２と、整流回路２の出力直流電力を交流電力に変換する複数の半導体スイッチ素子で構成されるインバータ４と、インバータ４をＰＷＭ駆動制御するマイコン等の制御部６と、共振周波数が単相交流電源１の周波数の４０倍以上に設定された平滑部７と、進角調整を行う進角調整装置８０と、を備えている。実施の形態２のモータインバータ装置において、進角調整装置８０は、制御部６からのＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置８と、インバータ母線電流を検出する電流検出部９と、電流検出部９の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部１０と、指示回転数と回転数推定演算部１０において推定された推定回転数に基づきモータ３を指示回転数で駆動させるのに必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部１１と、単相交流電源電圧１もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部１２と、を備えている。

以下、実施の形態２のモータインバータ装置において、回生電流を所定範囲内に抑制するための進角調整装置８０における進角βの調整方法について説明する。
モータ駆動時における回生電流による損失への影響は単相交流電源１からモータ３へトルクが供給されるトルク供給期間Ｔｏｎと単相交流電源１からモータ３へのトルクが遮断されるトルク遮断期間Ｔｏｆｆとの比率に依存する。

これらの期間（Ｔｏｎ、Ｔｏｆｆ）は、インバータ４の母線電流を検出する電流検出部９により検出される電流値Ｉｉｎｖの符号が負となる期間、すなわち回生電流によりコンデンサ７ｂが充電される充電期間Ｔｒに基づいて推定できる。

コンデンサ７ｂの充放電期間のうち、充電期間Ｔｒと放電期間Ｔｄがほぼ等しいと仮定すると、回生電流によりコンデンサ７ｂに充電される期間Ｔｒの概ね２倍が単相交流電源１からモータへのトルク供給が遮断される期間Ｔｏｆｆに相当することになる。回生電流による損失増加の影響を抑制するためには、少なくとも単相交流電源１からモータ３へトルクが供給されるトルク供給期間Ｔｏｎを単相交流電源１からモータ３へのトルクが遮断されるトルク遮断期間Ｔｏｆｆより長くする（Ｔｏｎ＞Ｔｏｆｆ）必要がある。そのため、進角調整部８は、回生電流によりコンデンサ７ｂを充電する充電期間Ｔｒが単相交流電源１の半周期（Ｔ／２）の少なくとも四分の一未満となるように進角βを調整する（Ｔ／２＞４（Ｔｒ））。

実施の形態２のモータインバータ装置においては、上記のように回生電流による損失を抑制した上で更にモータ損失の抑制動作を行っている。実施の形態２のモータインバータ装置において、モータ３としては、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータ、例えばＩＰＭを用いている。なお、リラクタンストルクを含む永久磁石モータにおけるトルク特性については、前述の実施の形態１おいて説明している。

リラクタンストルクを含む永久磁石モータであるモータ３においては、図５に示したようなトルク特性を有するため、モータ３を所定の負荷および回転数で駆動させた場合、進角調整部８において調整される進角βと、トルク指令演算部１１により演算されるトルク指令値Ｔｒｑ＊の関係は、図６に示したような関係となる。

例えば、回生電流による損失を抑制するために必要な進角βの調整可能範囲がβ＞βａであると仮定すると、回転数推定演算部１０により演算されるモータ３の推定回転数と、トルク指令演算部１１に対して外部から入力された指示回転数が概ね等しくなるようにモータ３を駆動させている状態において、進角調整部８は、トルク指令演算部１１により演算されるトルク指令値Ｔｒｑ＊が略最小になるよう進角βをβｓｅｔ（＞βａ）に調整する。

上記のようにマグネットトルクのみの永久磁石モータ（全合成出力トルクが最大となる進角β＝０°）と比較し、実施の形態２のモータインバータ装置においては、リラクタンストルクを含む永久磁石モータ（全合成出力トルクが最大となる進角０°＜β＜４５°）では全合成出力トルクを最大にする進角に設定することにより、モータ出力を最大にしつつ回生電流を抑制することができる。また、実施の形態２のモータインバータ装置においては、マグネットトルク減少による誘起電圧低下による回生電流の抑制も期待できる。

また、実施の形態２のモータインバータ装置においては、進角調整部８による進角βの調整は、電圧位相検出部１２により検出される単相交流電源１の電源位相θによらず一定となるように調整してもよく、変化させてもよい。図８の（ａ）は、単相交流電源１の電源位相θと同位相であるインバータ印加電圧Ｖｄｃの波形の一例と、図８の（ｂ）は調整された調整進角値（β）の状態の例を示す図である。

進角調整部８により調整される進角βは、図８の（ｂ）において調整進角値β１で示すように、単相交流電源１の電源位相θに関係なく、一定値の進角値となるように調整してもよい。

また、進角調整部８により調整される進角βは、モータ３からの回生電流の抑制およびリラクタンストルクを活用したモータ出力トルクの最大化をより効果的に行うために、図８の（ｂ）に示すように、電源位相θに応じて調整進角βの調整幅（進角β２・位相θａ）を変化させて調整進角値β（θ）としても構わない。

例えば、電圧位相検出部１２で検出される単相交流電源１の電源位相θによらず一定となる調整進角値β１と、電圧位相検出部１２で検出される単相交流電源１の電源位相θに応じて増減する調整幅進角値β２、調整幅位相値θａで脈動する調整進角値β（θ）の合成値としてもよい。特に、回生電流の抑制に必要な進角設定値と、モータ出力トルクの最大化に必要な進角設定値が大きく異なる場合において、上記の進角調整方法（β（θ））は効果的に作用する。

以上のように、実施の形態２のモータインバータ装置においては、制御部６および進角調整装置８０を設けることにより、負荷であるモータ３において必要とされるモータ出力トルクを維持しつつ、モータ損失をはじめとする各部損失を抑制した、効率の高いモータインバータ装置となる。

（実施の形態３）
次に、本発明に係る実施の形態３のモータインバータ装置について添付の図面を参照しつつ説明する。実施の形態３のモータインバータ装置は、前述の実施の形態１のモータインバータ装置における進角調整装置８０の構成をさらに具体的に示すものである。実施の形態３のモータインバータ装置において、実施の形態１および実施の形態２のモータインバータ装置における要素と実質的に同じ機能、構成、動作を有するものには同じ符号を付し、それらの説明は実施の形態１および実施の形態２の説明を適用する。

図９は本発明に係る実施の形態３のモータインバータ装置の概略構成を一部ブロックで示す図である。
図９に示すように、実施の形態３のモータインバータ装置は、前述の実施の形態１のモータインバータ装置と同様に、単相交流電源１を入力とするダイオードブリッジなどで構成される整流回路２と、整流回路２の出力直流電力を交流電力に変換する複数の半導体スイッチ素子で構成されるインバータ４と、インバータ４をＰＷＭ駆動制御するマイコン等の制御部６と、共振周波数が単相交流電源１の周波数の４０倍以上に設定された平滑部７と、進角調整を行う進角調整装置８０と、を備えている。実施の形態２のモータインバータ装置において、進角調整装置８０は、制御部６からのＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置８と、インバータ母線電流を検出する電流検出部９と、電流検出部９の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部１０と、指示回転数と回転数推定演算部１０において推定された推定回転数に基づきモータ３を指示回転数で駆動させるのに必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部１１と、単相交流電源電圧１もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部１２と、インバータ４に印加される直流電圧を検出する直流電圧検出手段１３と、を備えている。実施の形態３のモータインバータ装置において、モータ３としては、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータ、例えばＩＰＭを用いている。

以下、実施の形態３のモータインバータ装置において、回生電流を所定範囲内に抑制するための進角調整装置８０における進角βの調整方法について説明する。
モータ駆動時における回生電流による損失への影響は回生電流の電流量、即ち、単相交流電源１の半周期Ｔ毎にコンデンサ７ｂに充電される電荷量にも依存する。この電荷量は、コンデンサ７ｂの容量Ｃと、インバータ４に印加される電圧を検出する直流電圧検出部１３により検出される直流電圧値Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ（ａｖ）により推定できる。

図１０の（ａ）は単相交流電源１の電圧波形Ｖａｃの例を示す波形図であり、図１０の（ｂ）はインバータへの印加電圧Ｖｄｃを示している。
回生電流によるコンデンサ７ｂへの充電がない場合、インバータ４に印加される直流電圧値Ｖｄｃは、単相交流電源１の絶対値ＡＢＳ（Ｖａｃ）と略等しくなる。即ち、図１０の（ａ）に示すように、単相交流電源１の電圧波形Ｖａｃが波高値Ｖｍａｘ（＝√（２）＊Ｖｅ）、実効値Ｖｅの正弦波状の波形ならば、インバータ４に印加される直流電圧波形Ｖｄｃは、図１０の（ｂ）に示すように、その絶対値波形となる。そのため、平均電圧値Ｖｄｃ（ａｖ）は（２√２＊Ｖｅ）／πとなり、実効電圧値Ｖｅのおよそ９０％となる。

それに対し、回生電流によるコンデンサ７ｂへの充電が行われた場合、インバータ４に印加される電圧波形Ｖｄｃは、前述の図３の（ａ）に示すように、正弦波状の波形と異なり、一部が変形した波形となる。図３の（ａ）に示す波形において、斜線部分が回生電流によるコンデンサ７ｂへの充電により生じた電圧である。このため、このときの平均電圧値Ｖｄｃ（ａｖ）（１）は、図１０の（ｂ）に示す平均電圧値Ｖｄｃ（ａｖ）（＝（２√２＊Ｖｅ）／π）、より大きくなる。したがって、回生電流によりコンデンサ７ｂに充電される電荷量は、コンデンサ容量Ｃと、インバータ印加電圧Ｖｄｃの平均値の検出（Ｖｄｃ（ａｖ）（１）−Ｖｄｃ（ａｖ））で推定することができる。

回生電流による損失増加の影響を抑制するためには、発明者は、少なくとも直流電圧検出部１３により検出される平均電圧値Ｖｄｃ（ａｖ）が、（２√２＊Ｖｅ）／πの略１割増し未満、即ち略実効電圧値Ｖｅ未満である必要があることを見つけた。そのため、図３の（ａ）に示す回生電流によるコンデンサへの充電電圧を加味したインバータ印加電圧Ｖｄｃの平均電圧値Ｖｄｃ（ａｖ）（１）が単相交流電源１の略実効電圧値Ｖｅ未満（Ｖｄｃ（ａｖ）（１）＜Ｖｅ）となるよう、進角調整部８により進角βを調整する。

更に、回生電流により容量Ｃのコンデンサ７ｂへの充電による平均電圧値Ｖａｖを単相交流電源１の実効電圧値Ｖｅの略一割未満と制限することは、インバータ４の母線電流を検出する電流検出部９により検出される電流値Ｉｉｎｖの符号が負となる平均電流値Ｉｉｎｖ（ａｖ）をコンデンサ容量Ｃと単相交流電源１の実効電圧値Ｖｅの積を単相交流電源半周期Ｔの１０倍で除した値未満（Ｉｉｎｖ（ａｖ）＜（Ｃ＊Ｖｅ／１０Ｔ））とすることに相当する。このためＩｉｎｖ（ａｖ）＜（Ｃ＊Ｖｅ／１０Ｔ）となるよう進角調整部８により進角βを調整する。

実施の形態３のモータインバータ装置においては、上記のように回生電流による損失を抑制した上で更に、前述の実施の形態２において説明したモータ損失の抑制動作を行っている。

以上のように、実施の形態３のモータインバータ装置においては、制御部６および進角調整装置８０を設けることにより、負荷であるモータ３において必要とされるモータ出力トルクを維持しつつ、モータ損失をはじめとする各部損失を抑制した、効率の高いモータインバータ装置となる。

（実施の形態４）
次に、本発明に係る実施の形態４のモータインバータ装置について添付の図面を参照しつつ説明する。実施の形態４のモータインバータ装置は、前述の実施の形態１のモータインバータ装置における進角調整装置８０の構成をさらに具体的に示すものである。実施の形態４のモータインバータ装置において、実施の形態１から実施の形態３のモータインバータ装置における要素と実質的に同じ機能、構成、動作を有するものには同じ符号を付し、それらの説明は実施の形態１から実施の形態３の説明を適用する。

図１１は本発明に係る実施の形態４のモータインバータ装置の概略構成を一部ブロックで示す図である。
図１１に示すように、実施の形態４のモータインバータ装置は、前述の実施の形態１のモータインバータ装置と同様に、単相交流電源１を入力とするダイオードブリッジなどで構成される整流回路２と、整流回路２の出力直流電力を交流電力に変換する複数の半導体スイッチ素子で構成されるインバータ４と、インバータ４をＰＷＭ駆動制御するマイコン等の制御部６と、共振周波数が単相交流電源１の周波数の４０倍以上に設定された平滑部７と、進角調整を行う進角調整装置８０と、を備えている。実施の形態２のモータインバータ装置において、進角調整装置８０は、制御部６からのＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置８と、インバータ母線電流を検出する電流検出部９と、電流検出部９の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部１０と、指示回転数と回転数推定演算部１０において推定された推定回転数に基づきモータ３を指示回転数で駆動させるのに必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部１１と、単相交流電源電圧１もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部１２と、インバータ４に印加される直流電圧を検出する直流電圧検出手段１３と、単相交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段１４と、を備えている。実施の形態４のモータインバータ装置において、モータ３としては、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータ、例えばＩＰＭを用いている。

以下、実施の形態４のモータインバータ装置において、回生電流を所定範囲内に抑制するための進角調整装置８０における進角βの調整方法について説明する。
モータ駆動時における回生電流による損失への影響は単相交流電源１からモータ３へトルクが供給されるトルク供給期間Ｔｏｎと単相交流電源１からモータ３へのトルクが遮断されるトルク遮断期間Ｔｏｆｆとの比率に依存する。

これらの期間（Ｔｏｎ、Ｔｏｆｆ）は、インバータ４に印加される電圧を検出する直流電圧検出部１３により検出される直流電圧値Ｖｄｃと、単相交流電源１の電圧を検出する交流電圧検出部１４により検出される交流電圧の絶対値ＡＢＳ（Ｖａｃ）の大小比較を行い、Ｖｄｃ＞ＡＢＳ（Ｖａｃ）となる期間が単相交流電源１からモータ３へのトルクが遮断される期間Ｔｏｆｆに相当する。

そのため回生電流による損失増加の影響を抑制するためには、少なくとも単相交流電源１からモータ３へトルクが供給されるトルク供給期間Ｔｏｎを単相交流電源１からモータ３へのトルクが遮断されるトルク遮断期間Ｔｏｆｆより長くする（Ｔｏｎ＞Ｔｏｆｆ）、つまりＶｄｃ＞ＡＢＳ（Ｖａｃ）となる期間が単相交流電源１の半周期Ｔの半分未満となるように進角調整部８により進角βを調整する。

また、実施の形態３においても説明したように、モータ駆動時における回生電流による損失への影響は回生電流の電流量、即ち、単相交流電源１の半周期Ｔ毎にコンデンサ７ｂに充電される電荷量にも依存する。この電荷量は、コンデンサ７ｂの容量Ｃと、インバータ４に印加される電圧を検出する直流電圧検出部１３により検出される直流電圧値Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ（ａｖ）により推定することができる。

さらに、回生電流によりコンデンサ７ｂに充電される電荷量は別の手段によっても推定することができる。コンデンサ７ｂに充電される電荷量は、コンデンサ７ｂの容量Ｃと、およびインバータ４に印加される電圧を検出する直流電圧検出部１３により検出される直流電圧値Ｖｄｃと単相交流電源１の電圧を検出する交流電圧検出部１４により検出される交流電圧の絶対値ＡＢＳ（Ｖａｃ）との差分電圧値により推定することができる。

図１２の（ａ）は回生電流によるコンデンサ７ｂへの充電電圧を加味したインバータ印加電圧Ｖｄｃの例を示す波形図であり、図１２の（ｂ）にインバータ印加電圧Ｖｄｃと単相交流電源１の電圧の絶対値ＡＢＳ（Ｖａｃ）との差分電圧（Ｖｄｃ−ＡＢＳ（Ｖａｃ））の例を示す波形図である。

回生電流による損失増加の影響を抑制するためには、発明者は、少なくともインバータ印加電圧と単相交流電源１の交流電圧の絶対値との差分平均値Ｖａｖ（＝（Ｖｄｃ−ＡＢＳ（Ｖａｃ））の平均値）が単相交流電源１の実効電圧値Ｖｅの一割未満（１０＊Ｖａｖ（１）＜Ｖｅ）である必要があることを見つけた。

そのため、図１２の（ｂ）に示すインバータ印加電圧Ｖｄｃと単相交流電源電圧の絶対値ＡＢＳ（Ｖａｃ）との差（Ｖｄｃ−ＡＢＳ（Ｖａｃ））の平均値Ｖａｖが単相交流電源１の実効電圧値Ｖｅの略一割未満（１０＊Ｖａｖ（１）＜Ｖｅ）となるよう、進角調整部８により進角βを調整する。ここで、平均値Ｖａｖ（１）は例示としての算出例である。

実施の形態４のモータインバータ装置においては、上記のように回生電流による損失を抑制した上で更に、前述の実施の形態２において説明したモータ損失の抑制動作を行っている。

以上のように、実施の形態４のモータインバータ装置においては、制御部６および進角調整装置８０を設けることにより、負荷であるモータ３において必要とされるモータ出力トルクを維持しつつ、モータ損失をはじめとする各部損失を抑制した、効率の高いモータインバータ装置となる。

なお、前述の各実施の形態の構成においては、リアクタ７ａの挿入位置が整流回路２より単相交流電源側である場合にについて説明したが、本発明はこのような構成に限定されるものではなく、インバータ側（整流回路２とコンデンサの間）に挿入しても同様の効果を奏し、問題はない。

また、前述の各実施の形態の構成においては、回生電流の抑制によるモータインバータ装置全体の損失低減について、インバータ制御における進角調整方法について説明したが、モータにおける誘起電圧、マグネットトルクとリラクタンストルクの比率など使用するモータ仕様を予め調整しておくことも重要である。

本発明をある程度の詳細さをもって各実施の形態において説明したが、これらの実施の形態の開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各実施の形態における要素の組合せや順序の変化は請求された本発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。

また、各実施の形態において説明した進角調整装置８０における各種進角調整方法は、適宜組み合わせて用いることが可能であり、複数の進角調整方法を備えることにより本発明のモータインバータ装置における進角調整をさらに信頼性の高い構成とすることができる。

上記のように、本発明のモータインバータ装置においては、モータとしては、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータが用いられている。

本発明のモータインバータ装置は、任意のモータ回転数において、進角調整装置が以下に示す各種進角調整を実行して、モータインバータ装置において必要とされるモータ出力トルクを維持しつつ、モータ損失をはじめとする各部損失を抑制することができる、負荷であるモータに対して効率の高い駆動制御を行うことができる。

本発明における進角調整装置においては、任意のモータ回転数において、
（１）電流検出部の検出値に基づいてモータからコンデンサへ充電電流が流れる充電期間（Ｔｒ）が単相交流電源の半周期（Ｔ／２）の略四分の一未満とする進角調整処理；Ｔ／２＞４Ｔｒ：あるいは、
（２）電流検出部の検出値に基づいて平均的な回生電流値（Ｉｉｎｖ（ａｖ））がコンデンサ容量（Ｃ）と単相交流電源の実効電圧値（Ｖｅ）の積を単相交流電源の半周期（Ｔ／２）の１０倍値で除した値未満とする進角調整処理；Ｉｉｎｖ（ａｖ）＜（Ｃ＊Ｖｅ／１０Ｔ）：あるいは、
（３）直流電圧検出部により検出される平均電圧値が単相交流電源の実効電圧値未満とする進角調整処理；（Ｖｄｃ（ａｖ）＜Ｖｅ）：あるいは
（４）直流電圧検出部により検出されたインバータに印加された直流電圧値と、交流電圧検出部により検出された単相交流電源の電圧値とを基に算出した絶対値との差により算出される平均電圧値が単相交流電源の実効電圧値の１割未満とする進角調整処理；（１０＊Ｖａｖ＜Ｖｅ）：あるいは
（５）直流電圧検出部より検出されるインバータに印加される直流電圧値が交流電圧検出部により検出される単相交流電源の電圧値を基に算出した絶対値より大きくなる期間が単相交流電源の半周期の略半分未満とする進角調整処理を行っている。

さらに、本発明における進角調整装置においては、上記の少なくとも１つの進角調整処理を行うことを条件として、必要トルクであるトルク指令値（Ｔｒｑ＊）が略最小となるよう進角調整が行って、負荷であるモータ３において必要とされるモータ出力トルクを維持しつつ、モータ損失をはじめとする各部損失を抑制した、効率の高いモータインバータ装置を構成することができる。

以上のように、本発明のモータインバータ装置においては、モータ出力トルクを低下させずに回生電流の抑制が可能なリラクタンストルクモータを用いることにより、コンバータ損失、インバータ損失、およびモータ損失の総和であるシステム損失増加の抑制を図ることができる。即ち、本発明のモータインバータ装置は、回生電流による効率低下を抑制することができる。

本発明においては、リラクタンストルクモータを用い回生電流抑制とモータ出力トルク最大化を実現するように進角調整を行うことで、モータインバータ装置全体の効率低下を最も抑制したシステムを実現することができる。

本発明においては、必要とされる最大トルクを維持しながら回生電流の影響を抑制することができ、特に、回生電流の影響の少ない低速回転数域での効率向上を図ることができるため、出力変化幅が大きいが低速回転数でのモータ駆動が運転期間の大部分を占めるような使われ方をするエアコンや冷蔵庫の圧縮機モータ駆動への適用等が可能であり、汎用性が高い装置である。

１ 単相交流電源
２ 整流回路
３ モータ
４ インバータ
５ 信号発生部
６ 制御部
７ 平滑部
８ 進角調整部
９ 電流検出部
１０ 回転数推定演算部
１１ トルク指令演算部
１２ 電圧位相検出部
１３ 直流電圧検出部
１４ 交流電圧検出部
８０ 進角調整装置

Claims (7)

1. 単相交流電源を入力とする整流回路と、
   前記整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータをＰＷＭ駆動制御する制御部と、
   共振周波数が前記単相交流電源の周波数の４０倍以上に設定され、前記単相交流電源から前記インバータへの接続ライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサとで構成された平滑部と、
   前記インバータにより駆動制御され、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータであるモータと、
   前記制御部から出力されるＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置と、を備え、
   前記進角調整装置は、前記単相交流電源から前記モータへのトルクが遮断されたときに前記モータから回生される回生電流が進角調整により所定範囲内の値となるよう構成され、
   前記進角調整装置は、
   インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
   前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
   前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
   前記電流検出部と前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
   前記進角調整部は、任意のモータ回転数において、前記電流検出部の検出値に基づいて前記モータから前記コンデンサへ充電電流が流れる期間（回生期間；トルク遮断期間）が前記単相交流電源の半周期の略四分の一未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう調整されたモータインバータ装置。
2. 単相交流電源を入力とする整流回路と、
   前記整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータをＰＷＭ駆動制御する制御部と、
   共振周波数が前記単相交流電源の周波数の４０倍以上に設定され、前記単相交流電源から前記インバータへの接続ライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサとで構成された平滑部と、
   前記インバータにより駆動制御され、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータであるモータと、
   前記制御部から出力されるＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置と、を備え、
   前記進角調整装置は、前記単相交流電源から前記モータへのトルクが遮断されたときに前記モータから回生される回生電流が進角調整により所定範囲内の値となるよう構成され、
   前記進角調整装置は、
   インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
   前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
   前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
   前記電流検出部と前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
   前記進角調整部は、任意のモータ回転数において、前記モータから前記コンデンサへ流れる充電電流の平均的な電流値が前記コンデンサの容量と前記単相交流電源の実効電圧値の積を前記単相交流電源の半周期の１０倍値で除した値未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう調整されたモータインバータ装置。
3. 単相交流電源を入力とする整流回路と、
   前記整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータをＰＷＭ駆動制御する制御部と、
   共振周波数が前記単相交流電源の周波数の４０倍以上に設定され、前記単相交流電源から前記インバータへの接続ライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサとで構成された平滑部と、
   前記インバータにより駆動制御され、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータであるモータと、
   前記制御部から出力されるＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置と、を備え、
   前記進角調整装置は、前記単相交流電源から前記モータへのトルクが遮断されたときに前記モータから回生される回生電流が進角調整により所定範囲内の値となるよう構成され、
   前記進角調整装置は、
   インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
   前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
   前記単相交流電源１もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
   前記インバータに印加される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
   前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
   前記進角調整部は、任意のモータ回転数において、前記直流電圧検出部により検出される平均電圧値が前記単相交流電源の実効電圧値未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう調整されたモータインバータ装置。
4. 単相交流電源を入力とする整流回路と、
   前記整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータをＰＷＭ駆動制御する制御部と、
   共振周波数が前記単相交流電源の周波数の４０倍以上に設定され、前記単相交流電源から前記インバータへの接続ライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサとで構成された平滑部と、
   前記インバータにより駆動制御され、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータであるモータと、
   前記制御部から出力されるＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置と、を備え、
   前記進角調整装置は、前記単相交流電源から前記モータへのトルクが遮断されたときに前記モータから回生される回生電流が進角調整により所定範囲内の値となるよう構成され、
   前記進角調整装置は、
   インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
   前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
   前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
   前記インバータに印加される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
   前記単相交流電源の電圧を検出する交流電圧検出部と、
   前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部と前記直流電圧検出部と前記交流電圧検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
   前記進角調整装置は、任意のモータ回転数において、前記直流電圧検出部により検出されるインバータに印加される直流電圧値と前記交流電圧検出部により検出される前記単相交流電源の電圧値を基に算出した絶対値との差により算出される平均電圧値が、前記単相交流電源の実効電圧値の１割未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう調整されたモータインバータ装置。
5. 単相交流電源を入力とする整流回路と、
   前記整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータをＰＷＭ駆動制御する制御部と、
   共振周波数が前記単相交流電源の周波数の４０倍以上に設定され、前記単相交流電源から前記インバータへの接続ライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサとで構成された平滑部と、
   前記インバータにより駆動制御され、出力トルクにリラクタンストルクを含む永久磁石モータであるモータと、
   前記制御部から出力されるＰＷＭ制御信号の位相を調整する進角調整装置と、を備え、
   前記進角調整装置は、前記単相交流電源から前記モータへのトルクが遮断されたときに前記モータから回生される回生電流が進角調整により所定範囲内の値となるよう構成され、
   前記進角調整装置は、
   インバータ母線電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部の検出値に基づきモータ回転数を推定演算する回転数推定演算部と、
   前記モータに対する指示回転数と前記回転数推定演算部より推定される推定回転数に基づいて前記モータを前記指示回転数で駆動させるために必要なトルク指令値を演算するトルク指令演算部と、
   前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相を検出する電圧位相検出部と、
   前記インバータに印加される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
   前記単相交流電源の電圧を検出する交流電圧検出部と、
   前記トルク指令演算部と前記電圧位相検出部と前記直流電圧検出部と前記交流電圧検出部からの情報に基づき進角調整を行う進角調整部と、を備え、
   前記進角調整部は、任意のモータ回転数において、前記直流電圧検出部により検出されるインバータに印加される直流電圧値が前記交流電圧検出部により検出される前記単相交流電源の電圧値を基に算出した絶対値より大きくなる期間が前記単相交流電源の半周期の略半分未満となるよう設定されるとともに、前記トルク指令演算部により演算された前記トルク指令値が略最小となるよう調整されたモータインバータ装置。
6. 前記進角調整装置は、前記単相交流電源もしくはインバータ印加電圧の電圧位相に基づいて調整進角量を変更するよう構成された請求項１乃至５のいずれか１項に記載のモータインバータ装置。
7. 前記モータが空気調和機に具備される圧縮機駆動用である請求項１乃至６のいずれか１項に記載のモータインバータ装置。

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