JP6075161B2 - スイッチトリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数の突極を有する固定子と、前記固定子に対して相対回転可能に軸支された回転子と、前記固定子の有する前記複数の突極のうち対向する突極のそれぞれに巻回された同相コイルと、を備えるスイッチトリラクタンスモータに適用されるスイッチトリラクタンスモータの制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、３相のそれぞれについて対向する突極を２組有する固定子と、対向する突極のそれぞれに巻回された単一の同相コイルとを備えるスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータ）に適用されるものが知られている。

詳しくは、この装置は、対向する同相コイルのそれぞれに対応した個別のコイル駆動回路（ヒステリシスコンパレータ回路）を備えている。そして、３相のそれぞれについて、２組の対向する同相コイルのうち一方に対応するコイル駆動回路の励磁動作及び消磁動作の位相と、他方に対応するコイル駆動回路の励磁動作及び消磁動作の位相とを異ならせている。こうした構成により、同相コイルに並列接続されたコンデンサに流れる電流リプルの低減を図っている。

特許第５０５０４５５号公報

ここで、上記特許文献１に記載された制御装置では、コンデンサに流れる電流リプルを低減させることはできるものの、コイル駆動回路の励磁動作及び消磁動作が交互に行われることにより、コイルの鎖交磁束波形が歪み得る。この場合、コイルの鎖交磁束波形に高調波成分が多く含まれることとなり、ＳＲモータの高調波鉄損が増大するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＳＲモータの高調波鉄損を好適に低減できるＳＲモータの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、本発明は、複数の突極（１８￥１，１８￥２：￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を有する固定子（１２）と、前記固定子に対して相対回転可能に軸支された回転子（１４）と、前記固定子の有する前記複数の突極のうち対向する突極のそれぞれに巻回された同相コイル（２０￥１〜２０￥４）と、を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１０）に適用される。こうした構成を前提として、本発明では、前記固定子の有する前記複数の突極のそれぞれに、複数個の前記同相コイルが巻回されている。そして、本発明は、前記複数の突極のそれぞれにおいて、複数個の前記同相コイルのそれぞれに対応して個別に設けられた駆動手段（Ｓ￥１〜Ｓ￥４，Ｄ￥１〜Ｄ￥４、Ｓｕ１〜Ｓｕ８，Ｄｕ１〜Ｄｕ８）を備え、前記駆動手段は、変調波及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によって前記同相コイルの印加電圧を指令電圧に制御する電圧制御手段を備え、複数の前記同相コイルのうち対となる同相コイルのそれぞれに対応する前記電圧制御手段同士の前記キャリア信号の位相をずらす位相シフト手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、変調波及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によって電圧印加対象の印加電圧を指令電圧に制御している。こうした構成では、キャリア信号周波数の整数倍近傍の周波数成分を含む高調波成分が同相コイルの鎖交磁束波形に含まれることとなり、ＳＲモータの高調波鉄損が増大する懸念がある。

ここで、上記発明では、複数の同相コイルのそれぞれに対応して個別に駆動手段が設けられている。このため、位相シフト手段により、複数の同相コイルのうち対となる同相コイルのそれぞれに対応する電圧制御手段同士のキャリア信号の位相をずらすことができる。これにより、複数の同相コイル同士の合成鎖交磁束の変化を滑らかにすることができる。

特に、上記発明では、固定子の有する複数の突極のそれぞれに複数の同相コイルが巻回されていることから、１つの突極に対して互いに磁気結合する対となる同相コイルを備えることとなる。対となる同相コイルに電圧を印加する場合、対となる同相コイルが共有する磁気回路が形成されることとなる。ここで、１つの突極に対となる同相コイルを備えることから、上記磁気回路における鎖交磁束であってかつ、同相コイルの合成鎖交磁束の変化を滑らかにすることに寄与する鎖交磁束の数を増大させることができる。このため、位相シフト手段によってキャリア信号の位相をずらす場合における複数の同相コイル同士の合成鎖交磁束の変化をより滑らかにすることができる。これにより、同相コイルの鎖交磁束に含まれる高調波成分を好適に低減させることができ、ひいてはＳＲモータの高調波鉄損を好適に低減させることができる。

第１の実施形態にかかるＳＲモータの構成図。 同実施形態にかかるＳＲモータの制御システムの構成図。 同実施形態にかかるスイッチング素子の操作に関するブロック図。 同実施形態にかかる指令電圧の設定手法を示す図。 同実施形態にかかる変調波生成処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる電圧制御処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる正電圧印加時に形成される閉回路を示す図。 同実施形態にかかるゼロ電圧印加時に形成される閉回路を示す図。 同実施形態にかかる負電圧印加時に形成される閉回路を示す図。 同実施形態にかかるゼロ電圧を用いた場合の効果を示す図。 同実施形態にかかるキャリア信号の生成手法を示す図。 同実施形態にかかるＳＲモータにおける磁束経路を示す図。 同実施形態にかかるキャリア信号のシフトによる効果を示す図。 同実施形態にかかるキャリア信号のシフトによる効果を示す図。 同実施形態にかかるキャリア信号のシフトによる高調波鉄損の低減効果を示す図。 同実施形態にかかるキャリア信号のシフトによる渦電流損の低減効果を示す図。 第２の実施形態にかかるＳＲモータの制御システムの構成図。 同実施形態にかかるスイッチング素子の操作に関するブロック図。 同実施形態にかかるキャリア信号の生成手法を示す図。 同実施形態にかかるキャリア信号のシフトによる効果を示す図。 第３の実施形態にかかるキャリア信号の生成手法を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてのスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータ）に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、ＳＲモータ１０は、固定子（ステータ１２）及び回転子（ロータ１４）を備え、車載主機としてのモータジェネレータである。本実施形態では、ＳＲモータとして、３相ＳＲモータを用いている。

ロータ１４は、回転軸１６に固定され、ステータ１２に対して相対回転可能とされている。ロータ１４は、その周方向に等間隔（９０度）をなして複数個（４個）の突極を有している。

ステータ１２は、その周方向に等間隔（６０度）をなして複数個（６個）の突極（ステータティース）を有している。本実施形態では、複数のステータティースのうち、Ｕ相に関して対向するものを、第１のＵ相ティース１８ｕ１及び第２のＵ相ティース１８ｕ２と称すこととし、Ｖ相に関して対向するものを、第１のＶ相ティース１８ｖ１及び第２のＶ相ティース１８ｖ２と称すこととし、Ｗ相に関して対向するものを、第１のＷ相ティース１８ｗ１及び第２のＷ相ティース１８ｗ２と称すこととする。

第１の￥相ティース１８￥１（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）には、第１の￥相コイル２０￥１と、第２の￥相コイル２０￥２とが巻回されている。これら￥相コイル２０￥１，２０￥２の巻方向は、互いに同じである。また、第２の￥相ティース１８￥２には、第３の￥相コイル２０￥３と、第４の￥相コイル２０￥４とが巻回されている。これら￥相コイル２０￥３，２０￥４の巻方向は、互いに同じである。

なお、本実施形態において、Ｕ相を例にすると、第１〜第４のＵ相コイル２０ｕ１〜２０ｕ４が、複数のステータティース１８ｕ１，１８ｕ２，１８ｖ１，１８ｖ２，１８ｗ１，１８ｗ２のうち対応するステータティース１８ｕ１，１８ｕ２のそれぞれに巻回された「同相コイル」に相当する。また、本実施形態において、Ｕ相を例にすると、第１のＵ相コイル２０ｕ１及び第２のＵ相コイル２０ｕ２（又は第３のＵ相コイル２０ｕ３及び第４のＵ相コイル２０ｕ４）のそれぞれが「複数の電圧印加対象のそれぞれ」に相当する。また、図中、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の一端に表記された「＋」は、後述する高電圧バッテリ３０の正極端子側に接続されることを示し、「−」は、高電圧バッテリ３０の負極端子側に接続されることを示す。

続いて、図２を用いて、ＳＲモータ１０の制御システムについて説明する。

図示されるように、「直流電源」としての高電圧バッテリ３０は、端子電圧が例えば百Ｖ以上（２８８Ｖ）となる２次電池である。なお、高電圧バッテリ３０としては、例えば、リチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池を用いることができる。

高電圧バッテリ３０には、平滑コンデンサ３２を介して、Ｕ相電力変換回路４０ｕ、Ｗ相電力変換回路４０ｗ及びＷ相電力変換回路４０ｗの並列接続体が接続されている。

Ｕ相電力変換回路４０ｕは、第１のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１及び第２のＵ相ダイオードＤｕ２の直列接続体、第１のＵ相ダイオードＤｕ１及び第２のＵ相スイッチング素子Ｓｕ２の直列接続体、第３のＵ相スイッチング素子Ｓｕ３及び第４のＵ相ダイオードＤｕ４の直列接続体、及び第３のＵ相ダイオードＤｕ３及び第４のＵ相スイッチング素子Ｓｕ４の直列接続体を備えている。ここで、本実施形態では、第１〜第４のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４として、ＩＧＢＴを用いている。

詳しくは、第１のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１及び第２のＵ相ダイオードＤｕ２の接続点と、第１のＵ相ダイオードＤｕ１及び第２のＵ相スイッチング素子Ｓｕ２の接続点とは、第１のＵ相コイル２０ｕ１及び第３のＵ相コイル２０ｕ３の並列接続体によって接続されている。第１のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１のエミッタ及び第２のＵ相ダイオードＤｕ２のカソード同士は接続され、第１のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１のコレクタは、高電圧バッテリ３０の正極端子に接続されている。また、第２のＵ相ダイオードＤｕ２のアノードは、高電圧バッテリ３０の負極端子に接続されている。一方、第１のＵ相ダイオードＤｕ１のアノード及び第２のＵ相スイッチング素子Ｓｕ２のコレクタ同士は接続され、第１のＵ相ダイオードＤｕ１のカソードは、高電圧バッテリ３０の正極端子に接続されている。また、第２のＵ相スイッチング素子Ｓｕ２のエミッタは、高電圧バッテリ３０の負極端子に接続されている。

一方、第３のＵ相スイッチング素子Ｓｕ３及び第４のＵ相ダイオードＤｕ４の接続点と、第３のＵ相ダイオードＤｕ３及び第４のＵ相スイッチング素子Ｓｕ４の接続点とは、第２のＵ相コイル２０ｕ２及び第４のＵ相コイル２０ｕ４の並列接続体によって接続されている。第３のＵ相スイッチング素子Ｓｕ３のエミッタ及び第４のＵ相ダイオードＤｕ４のカソード同士は接続され、第３のＵ相スイッチング素子Ｓｕ３のコレクタは、高電圧バッテリ３０の正極端子に接続されている。また、第４のＵ相ダイオードＤｕ４のアノードは、高電圧バッテリ３０の負極端子に接続されている。一方、第３のＵ相ダイオードＤｕ３のアノード及び第４のＵ相スイッチング素子Ｓｕ４のコレクタ同士は接続され、第３のＵ相ダイオードＤｕ３のカソードは、高電圧バッテリ３０の正極端子に接続されている。また、第４のＵ相スイッチング素子Ｓｕ４のエミッタは、高電圧バッテリ３０の負極端子に接続されている。

なお、Ｖ相電力変換回路４０を構成する第１〜第４のＶ相スイッチング素子Ｓｖ１〜Ｓｖ４及び第１〜第４のＶ相ダイオードＤｖ１〜Ｄｖ４の接続態様と、Ｗ相電力変換回路４０ｗを構成する第１〜第４のＷ相スイッチング素子Ｓｗ１〜Ｓｗ４及び第１〜第４のＷ相ダイオードＤｗ１〜Ｄｗ４の接続態様とは、Ｕ相電力変換回路４０ｕと同様である。このため、本実施形態では、Ｖ相及びＷ相についての接続態様の詳細な説明を省略する。

ちなみに、本実施形態において、第１，第３の￥相ダイオードＤ￥１，Ｄ￥３が「上アーム整流素子」に相当し、第２，第４の￥相ダイオードＤ￥２，Ｄ￥４が「下アーム整流素子」に相当する。また、本実施形態において、第１，第３の￥相スイッチング素子Ｓ￥１，Ｓ￥３が「上アームスイッチング素子」に相当し、第２，第４の￥相スイッチング素子Ｓ￥２，Ｓ￥４が「下アームスイッチング素子」に相当する。さらに、本実施形態において、第１，第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥１，Ｓ￥２、第１，第２の￥相ダイオードＤ￥１，Ｄ￥２が、「電圧印加対象」としての第１，第３の￥相コイル２０￥１，２０￥３に対応して個別に設けられた「駆動手段」を構成する。加えて、第３，第４の￥相スイッチング素子Ｓ￥３，Ｓ￥４、第３，第４の￥相ダイオードＤ￥３，Ｄ￥４が、「電圧印加対象」としての第２，第４の￥相コイル２０￥２，２０￥４に対応して個別に設けられた「駆動手段」を構成する。

制御装置５０は、図示しない中央演算装置（ＣＰＵ）及びメモリを備え、メモリに記憶された各種プログラムを中央演算装置によって実行することでＳＲモータ１０の制御量（出力トルク）をその指令値（以下、指令トルクＴｒｑ＊）に制御する。制御装置５０には、平滑コンデンサ３２の端子間電圧（高電圧バッテリ３０の出力電圧，Ｕ〜Ｗ相電力変換回路４０ｕ〜４０ｗの入力電圧）を検出する電圧センサ５２や、ＳＲモータ１０のロータ１４の回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ５４（例えばレゾルバ）の検出値が入力される。制御装置５０は、これら各種センサの検出値に基づき、ＳＲモータ１０の出力トルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御すべく、￥相電力変換回路４０￥を構成する第＃の￥相スイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝１〜４）に対して操作信号ｇ￥＃を出力することで、これらスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する。なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置５０よりも上位の制御装置（例えば、車両の走行制御を統括する制御装置）から制御装置５０に入力される。

続いて、図３を用いて、制御装置５０の行う処理のうち第＃の￥相スイッチング素子Ｓ￥＃の操作処理について説明する。なお、ＳＲモータ１０の各相は独立しており、また、制御装置５０における各相に関する処理のそれぞれは、基本的には同一の処理となる。

電気角速度算出部５０ａは、回転角センサ５４によって検出された電気角θｅの時間微分値として電気角速度ωを算出する。また、変調波生成部５０ｂは、指令トルクＴｒｑ＊、電気角θｅ及び電気角速度ωに基づき各相の変調波α￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を生成する。ここで、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれに対する変調波は、電気角θｅで互いに１２０°ずれた波形として生成される。

第１のＰＷＭコンパレータ５０ｃは、その非反転入力端子に変調波生成部５０ｂから出力される変調波α￥が入力され、反転入力端子にキャリア信号生成部５０ｄから出力される第１のキャリア信号ＣＡが入力される。第１のＰＷＭコンパレータ５０ｃは、変調波α￥及び第１のキャリア信号ＣＡの大小比較に基づくパルス幅変調により、第１，第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥１，Ｓ￥２を操作するための操作信号ｇ￥１，ｇ￥２を生成する。

一方、第２のＰＷＭコンパレータ５０ｅは、その非反転入力端子に変調波生成部５０ｂから出力される変調波α￥が入力され、反転入力端子にキャリア信号生成部５０ｄから出力される第２のキャリア信号ＣＢが入力される。第２のＰＷＭコンパレータ５０ｅは、変調波α￥及び第２のキャリア信号ＣＢの大小比較に基づくパルス幅変調により、第３，第４の￥相スイッチング素子Ｓ￥３，Ｓ￥４を操作するための操作信号ｇ￥３，ｇ￥４を生成する。ここで、本実施形態では、第１のキャリア信号ＣＡ及び第２のキャリア信号ＣＢとして、三角波信号を用いている。また、本実施形態において、第１のキャリア信号ＣＡ及び第２のキャリア信号ＣＢのそれぞれは、その最小値が「−１」に設定されてかつ最大値が「１」に設定され、キャリア周波数（例えば２０ｋＨｚ）が互いに同じである。なお、キャリア信号生成部５０ｄにおける第１のキャリア信号ＣＡ及び第２のキャリア信号ＣＢの生成手法については、後に詳述する。

続いて、図４を用いて、本実施形態にかかる第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の指令電圧の設定手法について説明する。ここで、図４（ａ）は、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の指令電圧Ｖ￥＊の推移を示し、図４（ｂ）は、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の鎖交磁束ψ￥の推移を示す。なお、図４は、電気角速度ωが一定となる場合における推移を示している。

図示されるように、本実施形態では、指令電圧Ｖ￥＊の立ち上がり期間（時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ４〜ｔ５）及び立ち下がり期間（時刻ｔ２〜ｔ４）の双方における指令電圧Ｖ￥＊を徐変させて設定し、また、電気角θｅの１周期（時刻ｔ１〜ｔ６）において指令電圧Ｖ￥＊の描く波形が連続するように指令電圧Ｖ￥＊を設定する。ここで、立ち上がり期間とは、指令電圧Ｖ￥＊が上昇する期間（換言すれば、指令電圧Ｖ￥＊の変化速度が０よりも高い期間）のことであり、立ち下がり期間とは、指令電圧Ｖ￥＊が下降する期間（換言すれば、指令電圧Ｖ￥＊の変化速度が０よりも低い期間）のことである。

特に、本実施形態では、電気角θｅの１周期に含まれる期間であってかつ第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４に対する通電を指示する通電指示期間（時刻ｔ１〜ｔ５）において、指令電圧Ｖ￥＊の描く第１の正弦波形（時刻ｔ１〜ｔ３までに指令電圧Ｖ￥＊の描く波形であり、「第１の波形」に相当）の後に、指令電圧Ｖ￥＊の「０」を規定する第１の軸線Ｌ１及び第１の軸線Ｌ１と直交してかつ通電指示期間の中央を通る第２の軸線Ｌ２の交点γに対して第１の波形と点対称である第２の正弦波形（時刻ｔ３〜ｔ５までに指令電圧Ｖ￥＊の描く波形であり、「第２の波形」に相当）を隣接させるように指令電圧Ｖ￥＊を設定する。ここで、第１の正弦波形及び第１の軸線Ｌ１によって囲まれる面積と、第２の正弦波形及び第１の軸線Ｌ１によって囲まれる面積とは等しくなる。

指令電圧Ｖ￥＊の上記設定は、ＳＲモータ１０の高調波鉄損を低減させることを目的としてなされる。つまり、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の鎖交磁束ψ￥の変化を緩やかにすることで、ＳＲモータ１０の高調波鉄損を低減させることができる。ここで、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の印加電圧の時間積分値が第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の鎖交磁束ψ￥となる関係から、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の印加電圧の立ち上がり期間や立ち下がり期間において第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の印加電圧を徐変させることで、鎖交磁束ψ￥の変化を緩やかにできる。特に、指令電圧Ｖ￥＊の描く波形が正弦波形（理想的な正弦波）となるように指令電圧Ｖ￥＊を設定することで、図４（ｂ）に示すように、電気角θｅの１周期において鎖交磁束ψ￥の描く波形を正弦波形とすることができ、高調波鉄損の低減効果を大きくすることができる。なお、図４（ａ）では、電気角θｅの１周期において指令電圧Ｖ￥＊が「０」に設定される期間（時刻ｔ５〜ｔ６）をゼロ電圧期間として表記している。

図５に、上記指令電圧Ｖ￥＊を高電圧バッテリ３０から出力される直流電圧Ｖｄｃで除算した値である変調波α￥の生成処理の手順を示す。この処理は、制御装置５０の備える変調波生成部５０ｂによって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において指令トルクＴｒｑ＊、電気角θｅ及び電気角速度ωを取得する。

続くステップＳ１２では、取得された指令トルクＴｒｑ＊、電気角θｅ及び電気角速度ωに基づき、指令変調率α０、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４への通電開始を指示する電気角θｅであるＯＮ位相θｏｎ（先の図４の時刻ｔ１）、及びＯＮ位相θｏｎからの通電継続期間を指示する電気角θｅの幅である通電指示幅θｗ（先の図４の時刻ｔ１〜ｔ５）を設定する。ここで、指令変調率α０とは、正弦波形として設定される指令電圧Ｖ￥＊の振幅を高電圧バッテリ３０から出力される直流電圧Ｖｄｃで除算した値のことである。また、電気角θｅがＯＮ位相θｏｎとなってから、通電指示幅θｗが経過するまでの期間が上記通電指示期間である。なお、指令変調率α０、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗは、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωと関係付けられて指令変調率α０、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗが規定されたマップや数式を用いて設定すればよい。

続くステップＳ１４では、現在の電気角θｅが通電指示期間であるか否かを判断する。具体的には、現在の電気角θｅからＯＮ位相θｏｎを減算した値を分子とし、通電指示幅θｗを分母とする値を判定パラメータと定義すると、判定パラメータが「０」以上であってかつ「１」以下であるか否かを判断する。

ステップＳ１４において否定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間ではないと判断し、ステップＳ１６に進む。ステップＳ１６では、変調波α￥を「０」とする。一方、上記ステップＳ１４において肯定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間であると判断し、ステップＳ１８に進む。ステップＳ１８では、判定パラメータ及び「３６０°」の乗算値を独立変数とする正弦関数に指令変調率α０を乗算することで、変調波α￥を生成する。

なお、ステップＳ１６、Ｓ１８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

続いて、図６に、第１〜第４の￥相コイルの印加電圧を指令電圧Ｖ￥＊に制御する電圧制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置５０によって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態では、第１，第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥１，Ｓ￥２の組と、第３，第４の￥相スイッチング素子Ｓ￥３，Ｓ￥４の組とで操作態様が同じである。このため、図６では、第１，第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥１，Ｓ￥２の組を例にして説明する。また、本実施形態において、図６に示す一連の処理が「電圧制御手段」を構成する。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、変調波α￥が「０」以上であるか否かを判断する。

ステップＳ２０において肯定判断された場合には、ステップＳ２２〜Ｓ２４において、変調波α￥及び第１のキャリア信号ＣＡの大小比較に基づくパルス幅変調によって第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥２をオンオフ操作してかつ、第１の￥相スイッチング素子Ｓ￥１をオン操作固定する。詳しくは、ステップＳ２２において変調波α￥が第１のキャリア信号ＣＡ以上であると判断された場合、ステップＳ２２に進み、第１の￥相スイッチング素子Ｓ￥１及び第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥２の双方をオン操作する。これにより、図７に示すように、高電圧バッテリ３０、第１の￥相スイッチング素子Ｓ￥１、第１の￥相コイル２０￥１及び第３の￥相コイル２０￥３の並列接続体、並びに第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥２を含む閉回路に電流が流れ、第１の￥相コイル２０￥１及び第３の￥相コイル２０￥３のそれぞれに正電圧「Ｖｄｃ」が印加される。

一方、上記ステップＳ２２において否定判断された場合には、ステップＳ２４に進み、第１の￥相スイッチング素子Ｓ￥１をオン操作してかつ第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥２をオフ操作する。これにより、図８に示すように、第１の￥相コイル２０￥１及び第３の￥相コイル２０￥３の並列接続体、第１の￥相ダイオードＤ￥１、並びに第１の￥相スイッチング素子Ｓ￥１を含む閉回路に電流が流れ、第１の￥相コイル２０￥１及び第３の￥相コイル２０￥３のそれぞれにゼロ電圧が印加される。

上記ステップＳ２０において変調波α￥が「０」未満であると判断された場合には、ステップＳ２４〜Ｓ２８において、変調波α￥の符号反転値及び第１のキャリア信号ＣＡの大小比較に基づくパルス幅変調によって第１の￥相スイッチング素子Ｓ￥１をオンオフ操作してかつ、第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥２をオフ操作固定する。詳しくは、ステップＳ２６において変調波α￥の符号反転値が第１のキャリア信号ＣＡ以上であると判断された場合、ステップＳ２８に進み、第１の￥相スイッチング素子Ｓ￥１及び第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥２の双方をオフ操作する。これにより、図９に示すように、高電圧バッテリ３０、第２の￥相ダイオード、第１の￥相コイル２０￥１及び第３の￥相コイル２０￥３の並列接続体、並びに第１の￥相ダイオードＤ￥１を含む閉回路に電流が流れ、第１の￥相コイル２０￥１及び第３の￥相コイル２０￥３のそれぞれに負電圧「−Ｖｄｃ」が印加される。

一方、上記ステップＳ２６において否定判断された場合には、上記ステップＳ２４に進み、第１の￥相コイル２０￥１及び第３の￥相コイル２０￥３のそれぞれにゼロ電圧を印加する。

なお、ステップＳ２２、Ｓ２４、Ｓ２８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

上述した電圧制御処理によれば、第１のキャリア信号ＣＡの各周期における第１の￥相コイル２０￥１及び第３の￥相コイル２０￥３のそれぞれの平均印加電圧を指令電圧Ｖ￥＊に制御することができる。

ちなみに、上述したように本実施形態では、変調波α￥の符号に応じて、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の印加電圧として正電圧及びゼロ電圧の組、又は負電圧及びゼロ電圧の組を使い分けた。このため、図１０に示すように、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４のそれぞれに流れる電流の変化量ΔＩ２は、上記印加電圧として正電圧及び負電圧を用いる場合の上記電流の変化量ΔＩ１よりも小さくなる。これにより、第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢの各周期における第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の平均印加電圧を指令電圧Ｖ￥＊により高精度に制御することができる。したがって、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の鎖交磁束ψ￥の描く波形を正弦波形に近づけることができ、ＳＲモータ１０の高調波鉄損をより低減させることができる。なお、図１０には、コイルに流れる電流のうちキャリア周波数近傍の高調波成分（キャリア１次成分）を示している。

続いて、図１１を用いて、キャリア信号生成部５０ｄによる第１のキャリア信号ＣＡ及び第２のキャリア信号ＣＢの生成手法について説明する。

図示されるように、本実施形態では、「位相シフト手段」を構成するキャリア信号生成部５０ｄにおいて、第１のキャリア信号ＣＡの位相と、第２のキャリア信号ＣＢの位相とを、キャリア信号ＣＡ，ＣＢの半周期「Ｔ／２」だけずらす。こうした設定は、ＳＲモータ１０の高調波鉄損を低減させるためのものである。

つまり、パルス幅変調に基づき第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の印加電圧を指令電圧Ｖ￥＊に制御する手法では、キャリア周波数のＭ倍近傍（Ｍは１以上の整数）の高調波成分（キャリアＭ次成分）が第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の鎖交磁束波形に含まれ、ＳＲモータ１０の高調波鉄損が増大する懸念がある。ここで、第１のキャリア信号ＣＡの位相と、第２のキャリア信号ＣＢの位相とを、キャリア信号の周期Ｔを２のＭ乗で除算した値だけずらすと、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４に流れる電流からキャリアＭ次成分を除去することができ、ひいては合成鎖交磁束からキャリアＭ次成分を除去することができる。本実施形態では、キャリア信号の半周期（Ｍ＝１）だけ第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢ同士の位相をずらすことから、合成鎖交磁束からキャリア１次成分を除去することができる。

特に、本実施形態では、第１の￥相ティース１８￥１（又は第２の￥相ティース１８￥２）に２個の同相コイル２０￥１，２０￥２（又は同相コイル２０￥３，２０￥４）が巻回されていることから、第１の￥相ティース１８￥１（又は第２の￥相ティース１８￥２）に対して互いに磁気結合する２個の同相コイル２０￥１，２０￥２（又は同相コイル２０￥３，２０￥４）を備えることとなる。そして、これら同相コイル２０￥１，２０￥２（又は同相コイル２０￥３，２０￥４）に電圧を印加する場合、図１２に示すように、これら同相コイル２０￥１，２０￥２（又は同相コイル２０￥３，２０￥４）が共有する磁気回路が形成されることとなる。ここで、図１２には、第１〜第４のＵ相コイル２０ｕ１〜２０ｕ４に通電した場合における磁束をφ１〜φ６にて示した。第１の￥相ティース１８￥１（又は第２の￥相ティース１８￥２）に同相コイル２０￥１，２０￥２（又は同相コイル２０￥３，２０￥４）を備えることから、上記磁気回路における鎖交磁束であってかつ、同相コイル２０￥１，２０￥２（又は同相コイル２０￥３，２０￥４）の合成鎖交磁束の変化を滑らかにすることに寄与する鎖交磁束φ１〜φ４（又はφ１，φ２，φ５，φ６）の数を増大させることができる。これにより、第１，第２のＵ相コイル２０ｕ１，２０ｕ２の組と、第３，第４のＵ相コイル２０ｕ３，２０ｕ４の組とのそれぞれについて、合成鎖交磁束の変化をより滑らかにすることができる。したがって、本実施形態によれば、合成鎖交磁束に含まれるキャリア１次成分を好適に除去することができ、ひいてはＳＲモータ１０の高調波鉄損を好適に低減させることができる。

続いて、図１３〜図１６を用いて、第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢ同士の位相をずらす効果について説明する。

まず、図１３に、（ａ）コイルの印加電圧の推移、（ｂ）起磁力の推移、（ｃ）コイルの鎖交磁束の推移を示す。詳しくは、図１３では、第１のキャリア信号ＣＡを用いる場合の第１，第３の￥相コイル２０￥１，２０￥３に関する推移、第２のキャリア信号ＣＢを用いる場合の第２，第４の￥相コイル２０￥２，２０￥４に関する推移、及びこれら推移の合成波形の推移を示す。なお、図１３には、ＳＲモータ１０のロータ１４の回転速度及び指令トルクＴｒｑ＊を一定にした場合の推移を示す。

図示されるように、本実施形態によれば、第１のキャリア信号ＣＡ及び第２のキャリア信号ＣＢ同士の位相をキャリア信号の半周期「Ｔ／２」だけずらすことにより、起磁力からキャリア１次成分を除去することができる。このため、鎖交磁束波形からもキャリア１次成分を除去することができ、ひいてはＳＲモータ１０の高調波鉄損を低減させることができる。なお、図１４には、起磁力の合成波形の推移を拡大して示した。

図１５に、ＳＲモータ１０における損失の内訳を示す。詳しくは、図１５（ａ）は、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の印加電圧を理想的な正弦波とする場合の内訳を示し、図１５（ｂ）は、本実施形態にかかる内訳を示し、図１５（ｃ）は、第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢ同士を同位相とした場合の内訳を示す。

図示されるように、本実施形態によれば、ＳＲモータ１０における損失のうち、ＳＲモータ１０のステータ１２における渦電流損を大きく低減させることができる。これは、図１６に示すように、ステータ１２における渦電流損のうちキャリア１次成分（２０ｋＨＺ近傍の成分）を大きく低減させることができるためである。なお、図１６は、ステータ１２における渦電流損の周波数解析（ＦＦＴ）結果であり、図１６（ａ）〜図１６（ｃ）の試験条件は、先の図１５（ａ）〜図１５（ｃ）の試験条件に対応している。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）第１の￥相ティース１８￥１（又は第２の￥相ティース１８￥２）に２個の同相コイル２０￥１，２０￥２（又は同相コイル２０￥３，２０￥４）が巻回されるＳＲモータ１０において、第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢ同士の位相をキャリア信号の半周期「Ｔ／２」だけずらした。このため、合成鎖交磁束に含まれるキャリア１次成分を除去することができ、ひいてはＳＲモータ１０の高調波鉄損を好適に低減させることができる。

特に、本実施形態では、１つのステータティースに偶数個の同相コイルを備え、これら同相コイルを２等分したそれぞれに対応する駆動手段同士の第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢの位相をずらしたこと、及び第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢ同士の位相をキャリア信号の半周期「Ｔ／２」だけずらしたことが、合成鎖交磁束の変化を滑らかにしてＳＲモータ１０の高調波鉄損の低減効果を大きくすることに寄与している。

なお、こうした高調波鉄損の低減効果は、キャリア周波数を高周波数化することによる高調波鉄損の低減効果よりも大きい。

（２）第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の印加電圧として、正電圧「Ｖｄｃ」、ゼロ電圧及び負電圧「−Ｖｄｃ」を用いた。こうした構成によれば、鎖交磁束波形を正弦波形に近づけることができることから、ＳＲモータ１０における高調波鉄損の低減効果を大きくするといった効果を得ることができる。さらに、キャリア信号の１周期におけるコイルに流れる電流の変化量を小さくするといった効果を得ることもできる。このため、何らかの要因によって第１のキャリア信号ＣＡの位相と第２のキャリア信号ＣＢの位相とのずれ量が、キャリア信号の半周期「Ｔ／２」からずれた場合であっても、鎖交磁束波形に含まれるキャリア１次成分の除去度合いが過度に低下することを回避するなどの効果が期待できる。

（３）指令電圧Ｖ￥＊の立ち上がり期間及び立ち下がり期間の双方における指令電圧Ｖ￥＊を正弦波形に設定し、また、電気角θｅの１周期において指令電圧Ｖ￥＊の描く波形が連続するように指令電圧Ｖ￥＊を設定した。このため、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の鎖交磁束の変化を緩やかにすることができ、鎖交磁束の高調波成分を低減させることができる。これにより、ＳＲモータ１０の高調波鉄損の低減効果を更に大きくすることができる。

特に、本実施形態では、指令電圧Ｖ￥＊を正弦波形に設定したこと、及び電気角θｅの１周期において指令電圧Ｖ￥＊の描く波形が連続するように指令電圧Ｖ￥＊を設定したことが、高調波鉄損の低減効果を大きくすることに寄与している。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４の鎖交磁束波形から、キャリア１次成分に加えて、キャリア２次成分を除去する。

図１７に、本実施形態にかかるＳＲモータ１０の制御システムを示す。なお、図１７において、先の図２に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。また、本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれで電力変換回路の構成が基本的には同一であることから、Ｕ相を例にして説明する。

図示されるように、本実施形態にかかるＵ相電力変換回路４０ｕは、第１〜第８のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ８、及び第１〜第８のＵ相ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ８を備えている。詳しくは、第１のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１及び第２のＵ相ダイオードＤｕ２の接続点と、第１のＵ相ダイオードＤｕ１及び第２のＵ相スイッチング素子Ｓｕ２の接続点とは、第１のＵ相コイル２０ｕ１によって接続されている。第１のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１のエミッタ及び第２のＵ相ダイオードＤｕ２のカソード同士は接続され、第１のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１のコレクタは、高電圧バッテリ３０の正極端子に接続されている。また、第２のＵ相ダイオードＤｕ２のアノードは、高電圧バッテリ３０の負極端子に接続されている。

なお、Ｕ相電力変換回路４０ｕを構成する第３〜第８のＵ相スイッチング素子Ｓｕ３〜Ｓｕ８及び第３〜第８のＵ相ダイオードＤｕ３〜Ｄｕ８の接続態様は、第１，２のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２及び第１，２のＵ相ダイオードＤｕ２，Ｄｕ３の接続態様と同様である。このため、本実施形態では、第３〜第８のＵ相スイッチング素子Ｓｕ３〜Ｓｕ８及び第３〜第８のＵ相ダイオードＤｕ３〜Ｄｕ８の接続態様の詳細な説明を省略する。

ちなみに、本実施形態において、第１，第３，第５，第７のＵ相スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ３，Ｓｕ５，Ｓｕ７が「上アームスイッチング素子」に相当し、第２，第４，第６，第８のＵ相スイッチング素子Ｓｕ２，Ｓｕ４，Ｓｕ６，Ｓｕ８が「下アームスイッチング素子」に相当する。また、本実施形態において、第１，第３，第５，第７のＵ相ダイオードＤｕ１，Ｄｕ３，Ｄｕ５，Ｄｕ７が「上アーム整流素子」に相当し、第２，第４，第６，第８のＵ相ダイオードＤｕ２，Ｄｕ４，Ｄｕ６，Ｄｕ８が「下アーム整流素子」に相当する。

上述した構成によれば、第１〜第４のＵ相コイル２０u１〜２０ｕ４のそれぞれに対して、「駆動手段」が個別に設けられることとなり、独立した印加電圧の制御が可能となる。

続いて、図１８を用いて、制御装置５０の行う処理のうち第１〜第８の￥相スイッチング素子Ｓ￥１〜Ｓ￥８の操作処理について説明する。なお、図１８において、先の図３に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、第３のＰＷＭコンパレータ５０ｆは、その非反転入力端子に変調波生成部５０ｂから出力される変調波α￥が入力され、反転入力端子にキャリア信号生成部５０ｄから出力される第３のキャリア信号ＣＣが入力される。第３のＰＷＭコンパレータ５０ｆは、変調波α￥及び第３のキャリア信号ＣＣの大小比較に基づくパルス幅変調により、第５，第６の￥相スイッチング素子Ｓ￥５，Ｓ￥６を操作するための操作信号ｇ￥５，ｇ￥６を生成する。

一方、第４のＰＷＭコンパレータ５０ｇは、その非反転入力端子に変調波生成部５０ｂから出力される変調波α￥が入力され、反転入力端子にキャリア信号生成部５０ｄから出力される第４のキャリア信号ＣＤが入力される。第４のＰＷＭコンパレータ５０ｇは、変調波α￥及び第４のキャリア信号ＣＤの大小比較に基づくパルス幅変調により、第７，第８の￥相スイッチング素子Ｓ￥７，Ｓ￥８を操作するための操作信号ｇ￥７，ｇ￥８を生成する。

ここで、本実施形態では、第１〜第４のキャリア信号ＣＡ〜ＣＤとして、三角波信号を用いている。また、本実施形態において、第１〜第４のキャリア信号ＣＡ〜ＣＤのそれぞれは、その最小値が「−１」に設定されてかつ最大値が「１」に設定され、キャリア周波数が互いに同じである。

続いて、図１９を用いて、キャリア信号生成部５０ｄによる第１〜第４のキャリア信号ＣＡ〜ＣＤの生成手法について説明する。

図示されるように、本実施形態では、第３のキャリア信号ＣＣの位相と、第４のキャリア信号ＣＤの位相とを、キャリア信号ＣＣ，ＣＤの半周期「Ｔ／２」だけずらす。こうした設定に加えて、対向する対となるステータティース１８￥１，１８￥２のうち一方の第１，第２の￥相コイル２０￥１，２０￥２に対応する第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢの位相と、他方の第３，第４の￥相コイル２０￥３，２０￥４に対応する第３，第４のキャリア信号ＣＣ，ＣＤの位相とを、キャリア信号の周期Ｔを２のＮ乗（Ｎは２以上の整数）で除算した値「Ｔ／（２＾Ｎ）」だけずらす。特に、本実施形態では、「Ｎ＝２」としている。以下、図２０を用いて、こうした設定の効果について説明する。

図２０は、第１〜第４の￥相コイル２０￥１〜２０￥４に流れる電流に含まれるキャリア２次成分の低減効果を説明するための図である。ここで、図２０（ａ）は、第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢの推移を示し、図２０（ｂ）は、第１，第２の￥相コイル２０￥１，２０￥２に流れる電流に含まれるキャリア２次成分の推移を示す。また、図２０（ｃ）は、第３，第４のキャリア信号ＣＣ，ＣＤの推移を示し、図２０（ｄ）は、第３，第４の￥相コイル２０￥３，２０￥４に流れる電流に含まれるキャリア２次成分の推移を示す。

図示されるように、先の図１９に示したように、第１、第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢの位相と、第３、第４のキャリア信号ＣＣ，ＣＤの位相とをキャリア信号の「１／４」周期だけずらすと、図２０（ｂ），（ｄ）に示すように、コイル電流に含まれるキャリア２次成分の位相が１８０°相違することとなる。キャリア２次成分の位相が１８０°相違すること、及び第１，第２の￥相コイル２０￥１，２０￥２と第３，第４の￥相コイル２０￥３，２０￥４とが磁気結合することにより、鎖交磁束波形から、キャリア１次成分に加えてキャリア２次成分を除去することができる。これにより、ＳＲモータ１０の高調波鉄損に含まれるキャリア１次成分に加えて、キャリア２次成分を更に除去できるといった効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢの生成手法を変更する。

図２１に、本実施形態にかかる第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢの生成手法を示す。詳しくは、図２１（ａ）は、変調波α￥の推移を示し、図２１（ｂ）は、第１のキャリア信号ＣＡの推移を示し、図２１（ｃ）は、第２のキャリア信号ＣＢの推移を示す。

図示されるように、本実施形態では、電気角θｅの１周期に含まれる期間（時刻ｔ１〜ｔ３）であってかつ通電指示期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢを生成する。そして、キャリア信号生成部５０ｄにおいて、通電指示期間において第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢの位相をキャリア信号の半周期だけずらす。なお、図中、電気角θｅの１周期のうち第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢが生成されない期間（時刻ｔ２〜ｔ３）をキャリア信号休止期間として示した。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・「位相シフト手段」としては、上記各実施形態に例示したものに限らず、例えば以下（Ａ）〜（Ｅ）に説明するものであってもよい。

（Ａ）１つのステータティースに備えられる同相コイルの数としては、２個に限らず、３個以上であってもよい。この場合、「電圧印加対象」としては、２つに限らず３つ以上であってもよい。ここで、１つのステータティースに同相コイルが３個備えられ、電圧印加対象を３つとする場合、「位相シフト手段」としては、３つの電圧印加対象のうち１つに対応するキャリア信号の位相と、残余２つに対応するキャリア信号の位相とをキャリア信号の半周期ずらすものであってもよい。この場合であっても、ＳＲモータ１０の高調波鉄損のうちキャリア１次成分を低減させることはできる。

また、電圧印加対象を３つとする場合、「位相シフト手段」としては、３つの電圧印加対象のうち２つに対応するキャリア信号同士の位相をキャリア信号の半周期ずらしてかつ、残余１つに対応するキャリア信号の位相を、上記２つに対応するキャリア信号の位相のうちいずれかとキャリア信号の「１／４」周期ずらしてもよい。

（Ｂ）１つのステータティースに４個の同相コイルが備えられてもよい。この場合、これら４個の同相コイルのそれぞれを「電圧印加対象」としてもよい。このとき、「位相シフト手段」としては、４つの電圧印加対象を２等分し、上記第２の実施形態で説明したように、２等分されたそれぞれを構成する電圧印加対象同士のキャリア信号の位相をキャリア信号の半周期だけずらしつつ、２等分された電圧印加対象同士の位相をキャリア信号の「１／４」周期だけずらすものであってもよい。この場合、４つの電圧印加対象のそれぞれが共有する磁気回路が形成されることとなるため、ＳＲモータ１０の高調波鉄損に含まれるキャリア２次成分の低減効果が大きくなると考えられる。

（Ｃ）上記第１の実施形態において、第１のキャリア信号ＣＡの位相と第２のキャリア信号ＣＢの位相とを、キャリア信号の周期を２のＮ乗（Ｎは２以上の整数）で除算した値値だけずらしてもよい。ここで、例えば「Ｎ＝３」とする場合、ＳＲモータ１０の高調波鉄損のうちキャリア４次成分（８０ｋＨｚ近傍）の高調波成分を除去することはできる。

（Ｄ）上記第２の実施形態において、対向する対となるステータティース１８￥１，１８￥２のうち一方の第１，第２の￥相コイル２０￥１，２０￥２に対応する第１，第２のキャリア信号ＣＡ，ＣＢの位相と、他方の第３，第４の￥相コイル２０￥３，２０￥４に対応する第３，第４のキャリア信号ＣＣ，ＣＤの位相とを、キャリア信号の周期を２のＬ乗（Ｌは３以上の整数）で除算した値だけずらしてもよい。この場合、キャリア２＾（Ｌ−１）次成分の高調波成分を除去することができる。

（Ｅ）複数の電圧印加対象同士の合成鎖交磁束の変化を滑らかにするようであれば、キャリア信号の半周期以外の周期でキャリア信号の位相をずらしてもよい。この場合であっても、ＳＲモータ１０の高調波鉄損の低減効果を得ることはできる。

・ゼロ電圧の設定手法としては、上記第１の実施形態の図８に示したものに限らない。第１の￥相スイッチング素子Ｓ￥１をオフ操作してかつ、第２の￥相スイッチング素子Ｓ￥２をオン操作することでゼロ電圧を設定してもよい。

・「電圧制御手段」によってゼロ電圧を用いる場合における上アームスイッチング素子（Ｓ￥１）及び下アームスイッチング素子（Ｓ￥２）の操作手法としては、上記第１の実施形態の図６に例示したものに限らない。例えば、通電指示期間の前半において、電圧印加対象の印加電圧として正電圧及びゼロ電圧を用いるべく、上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子のうち一方をパルス幅変調によってオンオフ操作してかつ他方をオン操作固定し、通電指示期間の後半において、電圧印加対象の印加電圧として負電圧及びゼロ電圧を用いるべく、上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子のうち一方をパルス幅変調によってオンオフ操作してかつ他方をオフ操作固定してもよい。

・上記第１の実施形態の図６では、上アームスイッチング素子（Ｓ￥１）及び下アームスイッチング素子（Ｓ￥２）のうちいずれか一方を正電圧及びゼロ電圧を用いる場合におけるパルス幅変調によるオンオフ操作対象とし、他方を負電圧及びゼロ電圧を用いる場合におけるパルス幅変調によるオンオフ操作対象としたがこれに限らない。例えば、正電圧及びゼロ電圧を用いる場合、並びに負電圧及びゼロ電圧を用いる場合の双方において、パルス幅変調によるオンオフ操作対象を上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子のうちいずれか一方に固定してもよい。

・指令電圧Ｖ￥＊の設定手法としては、上記第１の実施形態の図４に例示したものに限らない。例えば、電気角θｅの１周期において指令電圧Ｖ￥＊の描く波形に、正弦波状の波形、三角波状の波形、台形波状の波形及びＰ角形状の波形（Ｐは４以上の整数）のうち少なくとも１つが含まれるように指令電圧Ｖ￥＊を設定してもよい。

また、「指令電圧設定手段」による指令電圧Ｖ￥＊の設定手法としては、さらに、以下（Ｆ）〜（Ｉ）に説明するものであってもよい。

（Ｆ）指令電圧Ｖ￥＊の立ち上がり期間又は立ち下がり期間のいずれかのみにおいて指令電圧Ｖ￥＊を徐変させて設定してもよい。この場合、電気角θｅの１周期において指令電圧Ｖ￥＊の描く波形が不連続となるものの、立ち上がり期間及び立ち下がり期間のうちいずれかにおける鎖交磁束の変化を緩やかにすることができる。このため、ＳＲモータ１０の高調波鉄損を低減させることはできる。

（Ｇ）指令電圧Ｖ￥＊の立ち上がり期間又は立ち下がり期間の双方において指令電圧Ｖ￥＊を徐変させずに設定してもよい。この場合、電気角θｅの１周期において指令電圧Ｖ￥＊の描く波形が不連続となるものの、キャリア信号の位相をずらすことによるＳＲモータ１０の高調波鉄損の低減効果を得ることはできる。

（Ｈ）電気角θｅの１周期において指令電圧Ｖ￥＊の描く波形に含まれる波形としては、理想的な正弦波である正弦波形等に限らない。正弦波形に高調波成分が若干含まれる程度の鎖交磁束となるならば、正弦波形が若干歪んだ波形（正弦波状の波形）や、三角波形が若干歪んだ波形（三角波状の波形）、台形波形が若干歪んだ波形（台形波状の波形）であってもよい。この場合であっても、鎖交磁束の変化を緩やかにできることから、ＳＲモータ１０の高調波損失の低減効果を得ることはできる。

（Ｉ）通電指示期間の途中にゼロ電圧波形を挿入するように指令電圧Ｖ￥＊を設定してもよい。

・ステータの突極の数は、６個に限らずそれ以外（例えば１２個）であってもよい。また、ロータの突極の数も、４個に限らずそれ以外（例えば８個）であってもよい。

・「キャリア信号」としては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。

・「上アーム整流素子」としては、ダイオードに限らない。要は、一対の端子のうち一方から他方への電流の流通を許容してかつ逆方向の電流の流通を阻止する機能を有する素子であれば、他の素子であってもよい。なお、「下アーム整流素子」についても同様である。

・「上アームスイッチング素子」及び「下アームスイッチング素子」としては、ＩＧＢＴに限らない。例えば、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタであってもよい。

・「直流電源」としてはバッテリに限らない。例えば、交流電源と、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して出力する整流回路とで直流電源を構成してもよい。

・「駆動手段」としては、上記第１の実施形態の図２に示した非対称Ｈブリッジ駆動回路を備えるものに限らず、他の駆動回路を備えるものであってもよい。ここで、駆動回路としては、例えば、「永久磁石電動機，リラクタンスモータの駆動回路技術と制御技術 電気学会技術報告第１０３４号 ２００５年１０月２５日」のｐ．５４−５６に記載されたものを採用することができる。より具体的に例示すると、上記文献の図４．１１に記載された改良型非対称Ｈブリッジ駆動回路や、図４．１３に記載された汎用インバータを用いた共用形非対称Ｈブリッジ駆動回路、図４．１６に記載されたＣダンプコンバータを採用することができる。これらの場合であっても、パルス幅変調によって電圧印加対象の印加電圧を指令電圧に制御することはできる。

・本発明の適用対象としては、車載主機としてのＳＲモータに限らず、例えば車載補機としてのＳＲモータであってもよい。また、本発明の適用対象としては、車載ＳＲモータに限らない。

１０…ＳＲモータ、１２…ステータ、１４…ロータ、１８￥１，１８￥２（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）…第１，第２の￥相ティース、２０￥１〜２０￥４…第１〜第４の￥相コイル、３０…高電圧バッテリ、Ｓ￥１〜Ｓ￥４…第１〜第４の￥相スイッチング素子、Ｄ￥１〜Ｄ￥４…第１〜第４の￥相ダイオード。

Claims (5)

1. 複数の突極（１８￥１，１８￥２：￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を有する固定子（１２）と、
   前記固定子に対して相対回転可能に軸支された回転子（１４）と、
   前記固定子の有する前記複数の突極のうち対向する突極のそれぞれに巻回された同相コイル（２０￥１〜２０￥４）と、
   を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１０）に適用され、
   前記固定子の有する前記複数の突極のそれぞれには、複数個の前記同相コイルが巻回され、
   複数個の前記同相コイルのそれぞれに対応して個別に設けられた駆動手段（Ｓ￥１〜Ｓ￥４，Ｄ￥１〜Ｄ￥４、Ｓｕ１〜Ｓｕ８，Ｄｕ１〜Ｄｕ８）を備え、
   前記駆動手段は、変調波及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によって前記同相コイルの印加電圧を指令電圧に制御する電圧制御手段を備え、
   複数個の前記同相コイルのうち対となる同相コイルのそれぞれに対応する前記電圧制御手段同士の前記キャリア信号の位相をずらす位相シフト手段を備え、
   前記位相シフト手段は、前記キャリア信号の周期を２のＭ乗（Ｍは１以上の整数）で除算した値だけ該キャリア信号の位相をずらすことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
2. 前記位相シフト手段は、前記キャリア信号の半周期だけ該キャリア信号の位相をずらすことを特徴とする請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
3. 前記位相シフト手段は、前記対向する突極のうち一方の前記同相コイルに対応する前記電圧制御手段の前記キャリア信号の位相と、他方の前記同相コイルに対応する前記電圧制御手段の前記キャリア信号の位相とを、前記キャリア信号の周期を２のＮ乗（Ｎは２以上の整数）で除算した値だけずらすことを特徴とする請求項２記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
4. 前記電圧制御手段は、前記モータの電気角の１周期に含まれる期間であってかつ前記同相コイルに対する通電を指示する通電指示期間において前記キャリア信号を生成し、
   前記位相シフト手段は、前記通電指示期間において前記キャリア信号の位相をずらすことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
5. 前記駆動手段は、
   前記同相コイルの一端及び直流電源（３０）の正極端子の間に接続された上アームスイッチング素子（Ｓ￥１，Ｓ￥３，Ｓｕ１，Ｓｕ３，Ｓｕ５，Ｓｕ７）と、
   前記同相コイルの他端及び前記直流電源の負極端子の間に接続された下アームスイッチング素子（Ｓ￥２，Ｓ￥４，Ｓｕ２，Ｓｕ４，Ｓｕ６，Ｓｕ８）と、
   前記同相コイル及び前記下アームスイッチング素子の接続点、並びに前記上アームスイッチング素子の両端のうち前記同相コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を阻止する上アーム整流素子（Ｄ￥１，Ｄ￥３，Ｄｕ１，Ｄｕ３，Ｄｕ５，Ｄｕ７）と、
   前記同相コイル及び前記上アームスイッチング素子の接続点、並びに前記下アームスイッチング素子の両端のうち前記同相コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を阻止する下アーム整流素子（Ｄ￥２，Ｄ￥４，Ｄｕ２，Ｄｕ４，Ｄｕ６，Ｄｕ８）と、
   を更に備え、
   前記電圧制御手段は、前記パルス幅変調によって前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち少なくとも一方をオンオフ操作することで、前記同相コイルの印加電圧を指令電圧に制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。