JP5968805B2 - モータ装置およびモータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータの直流母線電流検出値を用いて三相のモータ電流を演算し、モータ制御するモータ装置およびモータ駆動装置に関する。

同期モータを使用するモータ装置では、三相のモータ電流を検出する電流センサを削減するため、インバータの直流母線電流を検出する方法が知られている。この方法では、モータ電流を適切に制御するため、インバータの直流母線電流から三相のモータ電流を演算し、モータ印加電圧の大きさと位相を適切に制御してモータ駆動することが望まれている。

特許文献１と特許文献２には、直流母線電流を検出する際にインバータのＰＷＭキャリア周波数を可変にして直流母線電流の検出精度を向上する技術が記載されている。

特許３６６５８１２号公報 特許４６７１０００号公報

特許文献１では、インバータ装置のＰＷＭパルスとインバータに流入するパルス状の直流母線電流（以下、単に直流電流と呼ぶ）の関係を用いて、直流電流の瞬時値を検出して三相のモータ電流を演算する方式が記載されている。特に、直流電流のサンプリング期間を十分確保するため、三相のうち少なくとも２相のＰＷＭパルスの信号差（線間電圧のパルス幅）が０近傍である（インバータ出力の線間電圧が小さい）とき、前記キャリア信号の周波数を低くすることでＰＷＭパルスの信号差（線間電圧のパルス幅）を大きくして必要な線間電圧のパルス幅を確保する方式が記載されている。

また、特許文献２では、直流電流を検出する電流検出期間のＰＷＭキャリア周波数を下げることで線間電圧のパルス幅を大きくして必要な線間電圧のパルス幅を確保する方式が記載されている。

しかしながら、キャリア周波数を低くすると人の可聴周波数により近づくこととなり、キャリア周波数の騒音が問題になる。一方、線間電圧のパルス幅が小さくなる状況はモータ出力が小さいため、モータ動作音に対してキャリア周波数の騒音が相対的に大きく聞こえてしまうといった課題があった。また、電流検出のタイミングでキャリア周波数を可変にすると、電流検出の周期に相当する比較的低周波の騒音が増大すると言った課題があった。

本発明の目的は、電流検出精度を向上させるとともに、キャリア周波数の騒音を低減するモータ装置およびモータ駆動装置を提供することにある。

上記課題を解決する本発明は、インバータの直流母線電流検出値を用いてモータ電流を演算し、モータの印可電圧の大きさと位相を制御してモータ駆動するモータ装置およびモータ駆動装置であって、
直流電流の平均値，瞬時値またはモータの駆動状態を示す値が比較的大きい領域ではインバータのキャリア周波数を低くし、直流電流の平均値，瞬時値またはモータの駆動状態を示す値が比較的小さい領域では、インバータのキャリア周波数を高くするキャリア調整器と、前記キャリア周波数に応じてＰＷＭパルスの相間波形をシフト変化させるパルスシフト調整器と、を有することを特徴としている。

本発明のモータ装置およびモータ駆動装置によれば、電流検出精度を向上させるとともに、キャリア周波数の騒音を低減することができる。

本発明のモータ装置の構成を示すブロック図である。 直流電流とモータ電流の関係を示す図である。 電流検出タイミングを示す波形図である。 実施形態におけるパルスシフト動作を示す波形図である。 実施形態における電流検出回路の検出動作を示す波形図である。 実施形態におけるキャリア周波数動作を示す波形図である。 実施形態のモータ装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図である。 実施形態のモータ装置が適用された電動ブレーキ装置の構成図である。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は、本実施形態のモータ駆動装置を有するモータ装置の構成を示すブロック図である。

モータ装置５００は、モータ出力に応じてインバータのＰＷＭキャリア周波数を切替えて、インバータの直流母線電流の検出精度を向上させることによりモータを高効率に駆動するものである。

モータ装置５００は、モータ３００と、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を備えたモータ駆動装置１００と、を有している。

モータ駆動装置１００は、インバータ回路１３０、インバータ回路１３０の直流母線電流を検出するシャント抵抗Ｒｓｈ、電流検出器１２０、パルスシフト調整器２３０、キャリア調整器２４０、ｄｑ変換器１１１、電流制御器１１０、ＰＷＭ生成器２２０、回転位置検出器１５０を有している。

バッテリ２００は、モータ装置５００の直流電圧源であり、バッテリ２００の直流電圧ＶＢは、モータ駆動装置１００のインバータ回路１３０によって可変電圧、可変周波数の３相交流に変換され、モータ３００に印加される。

モータ３００は、３相交流の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３００には回転位置センサ３２０が取り付けられている。ここで、回転位置センサ３２０は、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサや、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。

回転位置検出器１５０は、モータ３００の誘起電圧の位相に合わせて３相交流の印加電圧の位相を制御するために、回転位置センサ３２０の入力信号から回転角度θを演算すると共に回転速度ωｒを演算する。

電流検出器１２０は、インバータ回路１３０に流入するパルス状の直流母線電流（以下、単に直流電流と呼ぶ）をシャント抵抗Ｒｓｈの両端の電圧（電流検出値Ｉｄｃ）として検出し、電流検出値ＩｄｃとＰＷＭパルスとから三相のモータ電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算する。

ｄｑ変換器１１１では、三相のモータ電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと回転位置θとからｄｑ変換した電流検出値Ｉｄ，Ｉｑを演算する。電流制御器１１０は、このｄｑ変換した電流検出値Ｉｄ，Ｉｑと、目標トルクに応じて作成された電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、が一致するように電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する。

ＰＷＭ生成器２２０では、電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と回転角度θとから３相のモータの印加電圧に一度変換した後、パルス幅変調（ＰＷＭ）したドライブ信号によって、インバータ回路１３０の半導体スイッチ素子をオン／オフ制御して出力電圧を調整する。

なお、モータ装置５００において、モータ３００の回転速度を制御する場合には、回転速度ωｒを回転角度θの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ出力トルクを制御する場合には、モータ電流Ｉｄ，Ｉｑとモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を作成する。

キャリア調整器２４０は、回転位置検出器１５０から出力された回転速度ωｒとモータトルクとを乗算したモータ出力と予め設定された閾値とを比較し、モータ出力が閾値以下の時にキャリア周波数Ｆｃを高く設定し、モータ出力が閾値以上の時にキャリア周波数Ｆｃを低く設定する。

パルスシフト調整器２３０は、前記キャリア周波数Ｆｃに応じてＰＷＭパルスの相間波形を可変にする。パルスシフト調整器２３０については後述する。

次に、図２と図３を用いて、直流電流Ｉｄｃを検出して三相のモータ電流を演算する動作について説明する。図２はインバータの出力電圧のベクトル（ＰＷＭパターン）とモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗ及び直流電流Ｉｄｃの関係を示している。

ＰＷＭパターンに従ってインバータ回路１３０のスイッチ素子をＯＮ／ＯＦＦ制御することによりインバータ回路１３０から電圧ベクトル（Ｖ０〜Ｖ７）が出力される。それぞれのＰＷＭパターンによって、三相のモータ巻線に電流が流れる方向と、直流電流Ｉｄｃは対応しており、パルス状の直流電流を検出することで三相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算することが可能になる。

図３はキャリア周波数の１周期（ＰＷＭ１周期）分のＰＷＭパターンとパルス状の直流電流Ｉｄｃを示している。（ａ）はＰＷＭ生成タイマ動作で、のこぎり波あるいは三角波と電圧指令値とが一致するタイミングで、（ｂ）のＰＷＭパルスを生成する。図３では、電圧指令Ｖｕ１とノコギリ波状のタイマカウント値が一致するタイミングＴ１でＵ相のＰＷＭパルスが立ち上がり、Ｕ相のインバータ出力として電圧Ｖｕが出力され、電圧指令Ｖｕ２とノコギリ波状のタイマカウント値が一致するタイミングでＵ相のＰＷＭパルスが立ち下がる。Ｖ相、Ｗ相においても同様である。（ｃ）は、このときの直流電流Ｉｄｃを示しており、ＰＷＭ１周期内で２回の電流サンプリングを行うことで２つの相のモータ電流を検出することができ、残り１相分はＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係から演算によって求めることができる。

この時、パルス状の直流電流のピークを確実に検出するには、最小パルス幅ＴＰＳ（例えば、５μｓ）が必要となる。また、より細いＰＷＭパルスに対して検出精度を向上するために、パルスシフト調整器２３０にて２つの相のＰＷＭパルスの信号差（線間電圧のパルス幅）を予め演算し、電流検出器１２０の適切な検出タイミングＴｒｉｇで電流サンプリングする。

最小パルス幅ＴＰＳの決定要因には、インバータの主回路インダクタンスの大きさ、検出回路のスルーレートや応答性、及びＡ／Ｄ変換器のサンプリング時間などがある。Ｖ０、Ｖ７ベクトルの時に電流サンプリングを行うことで電流検出回路のオフセット誤差検出が可能となるため、電流センサのオフセット補正を行うことが好ましい。

次に、図４を用いて最小パルス幅ＴＰＳの生成について説明する。（ａ）はＰＷＭパルス生成用のキャリア周期を示すノコギリ波状のタイマカウント値、（ｂ）は一般的なインバータのＰＷＭパルスで、電圧指令０Ｖ（ｄｕｔｙ５０％）時を示しており、（ｃ）はその時のインバータ出力のＵ相とＶ相の線間電圧波形Ｖｕ−ｖを示している。

インバータ出力ベクトルはＶ０とＶ７ベクトルで、線間電圧Ｖｕ−ｖは零であり、実際にはモータ電流が流れていても直流電流Ｉｄｃは検出できない。また、微少なモータ電流を流すときには（ｂ）の三相各相のＰＷＭパルスに信号差が生じて、線間電圧がモータに印可されてモータ電流が流れるが、最小パルス幅ＴＰＳを満たしていない場合には直流電流Ｉｄｃを検出できずに、適切なモータ電流の制御ができない。そこで、（ｄ）に示すように、ＰＷＭパルスの相間波形を位相シフトすることにより、最小パルス幅ＴＰＳを生成することで直流電流Ｉｄｃを検出可能とする。また、Ｖ１〜Ｖ６の期間も、パルス幅が最小パルス幅ＴＰＳに満たない場合は、ＰＷＭパルスの相間波形を位相シフトして、最小パルス幅ＴＰＳを生成することにより直流電流Ｉｄｃを検出可能とする。

（ｅ）は、（ｄ）のＰＷＭパルスにおける各線間電圧波形を示している。（ｅ）に示すように、ＰＷＭ１周期内の平均電圧は概略０となっていてモータの印可電圧制御ができている。しかしながら、瞬間的には正負の印可電圧がモータに印可されており、キャリア周波数による騒音を増大させる要因となっている。

また、流れる電流値は可能な限り小さいことが求められるため、検出回路のＳ／Ｎ比の影響が大きくなり、微少トルクのモータ制御が困難で、モータ効率の低下に繋がっていた。本実施形態１におけるインバータは、モータの出力が小さい場合にキャリア周波数を上げるため、直流電流検出の時間当たりの回数を増やすことができ、増加した電流検出結果を用いてフィルタ処理した演算値を電流検出値とすることができる。すなわち、直流電流のオーバーサンプリングと同様な効果を得ることができる。その結果、微少トルクのモータ制御に必要な微少電流の電流検出精度を向上させると共に、モータの出力が小さい比較的静音の状況にてキャリア周波数の騒音を高周波数側にシフトすることで静音化することができる。

次に、図５を用いてモータ出力の大きい時の電流検出について説明する。図５は、パルス状の直流電流Ｉｄｃの瞬時値が小さなときの直流電流波形ＩＳと、大きなときの直流電流波形ＩＢを示している。直流電流検出回路はオペアンプなどの特性によってスルーレートが決まっており、小さな直流電流波形ＩＳの時には時間遅れＴＰ１であるのに対し、大きな直流電流波形ＩＢの時には時間遅れＴＰ２となる。

すなわち、モータ出力が比較的大きな場合に合わせて最小パルス幅ＴＰＳを、ＴＰＳ＞ＴＰ２と設定すべきである。好ましくは、モータ出力の大きさに合わせてキャリア周波数を低くすることにより、ＰＷＭ１周期当たりのＰＷＭパルス幅を広げる。その結果、電流検出精度を向上することができる。

本実施形態におけるモータ装置およびモータ駆動装置は、モータ出力が大きい場合にキャリア周波数を低く設定し、最小パルス幅ＴＰＳ＞時間遅れＴＰ２とすることにより、検出回路のスルーレートに起因する時間遅れＴＰ２よりも後のモータ電流を検出することができ、モータ電流の検出精度を向上させることが可能となる。また、インバータ回路１３０のスイッチング回数を削減してインバータ回路１３０の損失を低減することより高効率なモータ装置を提供することができる。

図６は、モータ出力（電流）の大きさに応じてインバータのキャリア周波数Ｆｃと最小パルス幅ＴＰＳを可変にしたキャリア信号とＰＷＭパルスを示す図である。本実施形態では、インバータのＰＷＭ周期に同期してキャリア周波数Ｆｃを変更する。図６では、モータ出力が大きい動作の時にキャリア周期Ｔ２で最小パルス幅ＴＰＳ２とし、モータ出力が小さい動作の時にキャリア周期Ｔ１で最小パルス幅ＴＰＳ１としている。キャリア周期（周波数）の変更は、高いキャリア周波数の１／２の整数倍周期とすることでマイコン制御周期の大幅な変更無しにソフトウェア処理の複雑化を抑制することができる特長がある。

また、キャリア周波数の整数倍周期で電流検出し、電流検出するタイミングでのみＰＷＭパルスの相間波形を変更することにより、演算負荷の低減を図ることができる。

以上示したように、本実施形態によれば、モータ３００の出力が比較的大きい領域ではインバータのキャリア周波数Ｆｃを低くすることで検出回路スルーレートに依存する電流検出精度を向上させる。また、モータの出力が比較的大きい領域ではモータの動作音が大きいため、キャリア周波数を低くしても、キャリア周波数の騒音は相対的に小さくなる。

一方、モータ３００の出力が比較的小さい領域では、インバータのキャリア周波数Ｆｃを高くして電流検出回数を増加させることによって電流検出精度を向上させる。また、ＰＷＭパルスの相間波形を変化させ、最小パルス幅ＴＰＳを確保することにより、電流検出精度を向上させる。さらに、キャリア周波数Ｆｃを高くすることにより、キャリア周波数による騒音を低減することができる。

また、インバータ温度が閾値以上の時に、キャリア周波数Ｆｃを高くしないことにより、インバータ（特に、スイッチング素子）の温度が更に上昇し、熱的ダメージが生じることを抑制することができる。

さらに、キャリア周波数を高く設定することに伴ってサンプリング回数を増加させて、増加した電流検結果を用いて、フィルタ処理した演算値を電流検出値とすることにより、電流検出値の検出精度を向上させることが可能となる。

また、キャリア周波数の整数倍周期で電流検出し、電流検出するタイミングでのみＰＷＭパルスの相間波形を変更することにより、演算負荷の低減を図ることができる。

さらに、キャリア周波数の１／２の整数倍でキャリア周波数を切り替えることにより、演算負荷の低減を図ることが可能となる。

また、閾値にヒステリシスを設けてキャリア周波数を切り替えることにより、頻繁にキャリア周波数が切り替わることを抑制し、モータ制御の安定性を向上させることができる。

また、前記閾値の設定は１つでも複数でも良く、無段階にモータ出力に応じてキャリア周波数Ｆｃを設定しても良い。ただし、閾値を複数設定した場合や、無段階にモータ出力に応じてキャリア周波数Ｆｃを設定するとその分演算負荷が上昇してしまうため、装置の演算能力等に応じて適宜設定することが望ましい。

さらに、前記閾値にヒステリシスを設けてもよい。すなわち、モータ出力が高い値から低い値に遷移する時の閾値と、モータ出力が低い値から高い値に遷移する時の閾値に差を設けることにより、キャリア周波数が頻繁に変更されることを抑制し、モータ制御の安定性を向上させる。

また、図１では、キャリア調整器２４０において、モータ出力と閾値とを比較したが、モータ出力の他にも、回転速度ωｒや、直流電流の平均値または瞬時値でもよい。さらに、回転速度ωｒ，モータ出力トルク，直流電流の平均値または瞬時値は、検出値でも指令値でも良い。

また、前記キャリア調整器２４０は、インバータ温度が所定の温度以上の時は、キャリア周波数Ｆｃを高く設定しないこととする。インバータ温度が所定の温度以上の時にキャリア周波数Ｆｃを高く設定すると、インバータ（特に、スイッチング素子）の温度が更に上昇し、熱的ダメージが生じる恐れがあるためである。

［応用例１］
図７は、実施形態に示したモータ装置５００を適用した電動パワーステアリング装置の構成図である。

図７に示すように、電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１と、操作量指令器９０３と、を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成となっている。

電動アクチュエータは、トルク伝達機構９０２と、モータ３００と、モータ駆動装置１００から構成される。電動アクチュエータでは、トルク指令τ＊をハンドル９００の操舵アシストトルク指令とし、モータ３００の出力を用いて運転者の操舵力を軽減したものである。

電動アクチュエータでは、モータ駆動装置１００において、入力指令として操作量指令器９０３で生成されたアシストトルク指令τ＊を受け、モータ３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するようにモータ電流を制御する。

モータ３００は、ロータに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍを、ウォームホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達して運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）を電動力にて軽減（アシスト）し、車輪９２０，９２１の操舵角を操作する。

このアシスト量は、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵状態を検出する操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクとして操作量を検出し、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊として決定される。

本発明のモータ駆動装置１００は、操舵角が大きい場合にはモータ出力の大きさによらず、予めキャリア周波数を低く設定することでスムースな操舵フィーリングを実現する。

さらに、低車速でかつ操舵量が大きい場合は、より大きなアシスト力を求められる車庫入れなどの据え切り動作を車速やシフトポジション等から予測して、モータ出力の大きな場合に相当するキャリア周波数に設定する方法が考えられる。この方法によれば、キャリア周波数の切替が抑制されることにより切り替えに起因するリプル電流の発生を防止し、ハンドルの切り返し動作による軽負荷と大負荷の繰り返し動作にも滑らかな操舵アシストを実現することができる利点がある。

以上の構成を要約すると、車両のステアリングの操作状態に基づいて、請求項１のインバータ装置により制御されるモータの作動によって操舵アシストを行うパワーステアリング装置において、前記ステアリングの操舵角が所定角度以上のときに、前記キャリア周波数を低くしておくことを特徴とする。

また、車両のステアリングホイールの操作状態に基づいて請求項１のインバータ装置により制御されるモータの作動によって操舵アシストを行うパワーステアリング装置において、前記ステアリングホイールの操舵角と前記車両の速度とにより前記車両が駐車準備（車庫入れ操作）状態にあることを判断し、駐車準備状態にあるときに、前記キャリア周波数の変更を抑制することを特徴とする。

〔応用例２〕
図８は実施形態に示したモータ装置５００を適用した車両用ブレーキ装置の構成を示すシステムブロック図である。

図８におけるアシスト制御ユニット７０６は、前記モータ駆動装置１００と同様の機能を有し、車両用ブレーキ動作を行えるようにマイコンプログラムされている。また、本応用例２におけるモータ７３１は、制動アシスト装置７００に一体取付されている点が応用例１と異なり、更に、ケーシング７１２を介してアシスト制御ユニット７０６と一体構造となる点が、応用例１と異なる。

車両用ブレーキ装置は、ブレーキペダル７０１と、制動アシスト装置７００と、制動調整装置８００と、ホイール制動機構８５０ａ〜８５０ｄと、を備えている。

制動アシスト装置７００は、アシスト機構７２０と、プライマリ液室７２１ａ及びセカンダリ液室７２１ｂを有するマスタシリンダ７２１と、リザーバタンク７１３と、を備えている。運転者が踏み込むブレーキペダル７０１の操作量は、インプットロッド７２２を介してアシスト機構７２０に入力され、マスタしリンダ７２１のプライマリ液室７２１ａに伝達される。

また、ブレーキペダル７０１に取り付けられたストロークセンサ７０２により検出されたブレーキ操作量は、アシスト機構７２０を制御するアシスト制御ユニット７０６へ入力される。アシスト制御ユニット７０６は、入力されたブレーキ操作量に応じた回転位置となるようにモータ７３１を制御する。そして、モータ７３１の回転トルクは、減速機構７２３を介して、回転動力を並進動力に変換する回転−並進変換機構７２５へ伝達される。回転−並進変換機構７２５は、プライマリピストン７２６を押圧し、プライマリ液室７２１ａの液圧を高めると共に、この液圧によりセカンダリピストン７２７を加圧し、セカンダリ液室７２１ｂの液圧を高める。

制動調整装置８００は、マスタシリンダ７２１の液室７２１ａ，７２１ｂで加圧された作動液をマスタ配管７５０ａ、７５０ｂを介して作動液圧を入力し、制動制御ユニット８３０の指令に従って、ホイール制動機構８５０ａ〜８５０ｄに液圧を伝達することで車両の制動力を得るものである。

アシスト制御ユニット７０６では、プライマリピストン７２６の押圧量を調整するためにプライマリピストン７２６の変位量を制御する。この応用例２においては、プライマリピストン７２６の変位量は直接検出していないため、駆動モータ７３１内に備えた回転位置センサ（図示省略）からの信号に基づいて、駆動モータ７３１の回転角を算出し、回転−並進変換機構７２５の推進量からプライマリピストン７２６の変位量を演算により求めている。

なお、駆動モータ７３１が故障により停止し、回転−並進変換機構７２５の並進軸の戻し制御が不能となった場合でも、戻しバネ７２８の反力によって回転−並進変換装置７２５の軸を初期位置に戻すことにより運転者の制動操作を阻害しないようになっている。例えば、ブレーキの引きずりによる車両挙動の不安定化を回避することができる。

制動調整機構８０１では、４輪ある内の対角２輪ずつの作動液を調整する２系統の液圧調整機構８１０ａ、８１０ｂを備え、１系統に故障が発生しても安定して車両を停止できるようになっており、対角２輪のホイール機構８５０ａ，８５０ｂの制動力を個々に調整できる。２系統の液圧調整機構８１０ａ、８１０ｂはどちらも同様に動作するため、以下では１系統の液圧調整機構８１０ａを用いて説明する。

液圧調整機構８１０ａには、ホイールシリンダ８５１への供給を制御するゲートＯＵＴ弁８１１と、同じくポンプへの供給を制御するゲートＩＮ弁８１２と、マスタ配管７５０ａからの作動液圧又はポンプから各ホイールシリンダ８５１への作動液の供給を制御するＩＮ弁８１４ａ、８１４ｂと、ホイールシリンダ８５１を減圧制御するＯＵＴ弁８１３ａ，８１３ｂと、マスタ配管７５０ａからの作動液圧で生成されたマスタ圧を昇圧するポンプ８５４と、ポンプ８５４を駆動するポンプモータ８５５を備えている。

例えば、アンチロックブレーキ制御用の液圧制御をする場合には、ホイール機構８５０ａ内の車輪回転センサ８５２からの信号を制動制御ユニット８３０で処理し、制動時の車輪ロックを検知した場合に、各ＩＮ／ＯＵＴ弁（電磁式）とポンプ８５４を作動させて各車輪がロックしない液圧に調整する動作を行う。尚、車両挙動安定化制御用の液圧制御をする場合においても適用できる機構である。

このような車両用ブレーキ装置において、モータ７３１の回転位置センサ信号は、モータ駆動に用いられると共に、プライマリピストン７２６の変位量制御にも用いられる。このため、高精度でありながら、安定して動作し続けると共に、異常を適確に検知できることが求められる。

応用例２におけるアシスト制御ユニット７０６は、ペダル操作量の大きさと変化時間とから急ブレーキ動作を予測し、予めモータ出力の大きな場合、低いキャリア周波数に設定し、キャリア周波数切替を抑制する。また、ＡＢＳ動作時や、自動ブレーキ時においても低いキャリア周波数に固定することでインバータ損失を低減すると共にブレーキ応答時間の短縮を実現することができる車両用ブレーキ装置を提供できる利点がある。

以上の構成を要約すると、請求項１のインバータ装置により制御されるモータの作動によって液圧を発生し、該液圧を車両の複数のホイールシリンダへ供給する液圧発生装置を有し、前記車両の走行状態に応じて前記キャリア周波数の変更を抑制するブレーキ制御装置である。

また、前記車両の速度が所定速度以上のときに、前記キャリア周波数を低くしておくことを特徴とする。

さらに、前記車両のブレーキペダルの操作速度が所定速度以上のときに、前記キャリア周波数を低くしておくことを特徴とする。

また、前記車両のブレーキペダルの操作に基づかないで前記液圧発生装置が作動するときに、前記キャリア周波数を低くしておくことを特徴とする。

さらに、前記車両の停車時に前記液圧供給装置が作動するときには、前記キャリア周波数を高くしておくことを特徴とする。

前記液圧発生装置と前記複数のホイールシリンダとの間に設けられ、前記複数のホイールシリンダへのブレーキ液の供給を制御する液圧制御機構（ＡＢＳ）を有し、該液圧制御機構が作動するときには、前記キャリア周波数を低くしておくことを特徴とする。

なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

１００…モータ駆動装置
１１０…電流制御器
１２０…電流検出器
１３０…インバータ
１５０…回転位置検出器
２００…バッテリ
５００…モータ装置
３００…モータ
３２０…回転位置センサ
２３０…パルスシフト調整器
２４０…キャリア調整器

Claims (11)

1. インバータの直流母線電流に流れる電流を検出してモータ電流検出値を演算し、該モータ電流検出値に基づいてモータの印加電圧の大きさと位相を制御するモータ駆動装置において、
   前記直流母線電流の平均値または瞬時値が閾値以上の時にキャリア周波数を低くし、前記直流母線電流の平均値または瞬時値が閾値以下の時にキャリア周波数を高くするキャリア調整器と、
   ＰＷＭパルスの相間波形を変化させて所定の最小パルス幅を生成するパルスシフト調整器と、を備え、
   前記所定の最小パルス幅は、前記インバータの主回路インダクタンスの値に基づき予め決定されることを特徴とするモータ駆動装置。
2. インバータの直流母線電流に流れる電流を検出してモータ電流検出値を演算し、該モータ電流検出値に基づいてモータの印加電圧の大きさと位相を制御するモータ駆動装置において、
   前記直流母線電流の平均値または瞬時値が閾値以上の時にキャリア周波数を低くし、前記直流母線電流の平均値または瞬時値が閾値以下の時にキャリア周波数を高くするキャリア調整器と、
   ＰＷＭパルスの相間波形を変化させて所定の最小パルス幅を生成するパルスシフト調整器と、を備え、
   前記所定の最小パルス幅は、モータ出力により算出されることを特徴とするモータ駆動装置。
3. インバータの直流母線電流に流れる電流を検出してモータ電流検出値を演算し、該モータ電流検出値に基づいてモータの印加電圧の大きさと位相を制御するモータ駆動装置において、
   モータの駆動状態を示す値が閾値以上の時にキャリア周波数を低くし、モータの駆動状態を示す値が閾値以下の時にキャリア周波数を高くするキャリア調整器と、
   ＰＷＭパルスの相間波形を変化させて所定の最小パルス幅を生成するパルスシフト調整器と、を備え、
   前記所定の最小パルス幅は、前記インバータの主回路インダクタンスの値に基づき予め決定されることを特徴とするモータ駆動装置。
4. インバータの直流母線電流に流れる電流を検出してモータ電流検出値を演算し、該モータ電流検出値に基づいてモータの印加電圧の大きさと位相を制御するモータ駆動装置において、
   モータの駆動状態を示す値が閾値以上の時にキャリア周波数を低くし、モータの駆動状態を示す値が閾値以下の時にキャリア周波数を高くするキャリア調整器と、
   ＰＷＭパルスの相間波形を変化させて所定の最小パルス幅を生成するパルスシフト調整器と、を備え、
   前記所定の最小パルス幅は、モータ出力により算出されることを特徴とするモータ駆動装置。
5. 前記モータの駆動状態を示す値は、モータの回転速度であることを特徴とする請求項３または４記載のモータ駆動装置。
6. 前記モータの駆動状態を示す値は、モータの回転速度とモータトルクの大きさから演算したモータ出力であることを特徴とする請求項３または４記載のモータ駆動装置。
7. 前記キャリア調整器において、
   インバータ温度が閾値以下の時に、キャリア周波数を高くすることを特徴とする請求項１〜６のうち何れか１項に記載のモータ駆動装置。
8. 前記キャリア周波数を高くすることに伴ってサンプリング回数を増加させて、前記増加した電流検出結果を用いてフィルタ処理した演算値をモータ電流検出値とすることを特徴とする請求項１〜７のうち何れか１項に記載のモータ駆動装置。
9. キャリア周波数の整数倍周期で電流検出し、
   前記パルスシフト調整器は、
   電流検出するタイミングでのみ、前記ＰＷＭパルスの相間波形を変化させることを特徴とする請求項１〜８のうち何れか１項に記載のモータ駆動装置。
10. 前記キャリア調整器は、
    キャリア周波数の１／２の整数倍でキャリア周波数を切り替えることを特徴とする請求項１〜９のうち何れか１項に記載のモータ駆動装置。
11. 前記キャリア調整器は、
    前記閾値にヒステリシスを設けて、キャリア周波数を切り替えることを特徴とする請求項１〜１０のうち何れか１項に記載のモータ駆動装置。

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