JP5721355B2

JP5721355B2 - 電源回路

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Inventors: 武井出; 関島　大志郎; 大志郎関島
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Description

本発明は、スイッチング動作により発生する高周波ノイズを抑制する電源回路に関するものである。

従来、電子機器には、入力される任意の電源から電子機器内部の各種デバイス用の電源へ周波数や電圧を変換するために電力変換回路が設けられている。特に、小型化・効率化のためにスイッチング方式が広く用いられている。しかし、スイッチング方式を適用した電源回路においては、スイッチング動作により高周波のスイッチングノイズが発生し、このノイズが端子雑音や不要電磁波の原因となる。

このような不要電磁波を低減するノイズフィルタとして一般的にラインバイパスコンデンサ（以下、「Ｙコン」という）が用いられる（特許文献１参照）。図９は、従来のスイッチング電源回路に用いられるフィルタ回路図の例である。図９に示すフィルタ回路１９０は、一対の供給ラインのそれぞれの供給ラインとグラウンド（以下、「ＧＮＤ」という）との間に接続されたＹコン１２１，１２２を備えている。Ｙコン１２１，１２２はスイッチング素子から発生した高周波スイッチングノイズのコモンモード成分をＧＮＤに落とし、端子雑音や不要電磁波を抑制する働きを持つ。

ここで、ＧＮＤに対する入力電源から繋がる２本の供給ラインのインピーダンスは、２本の供給ラインがＧＮＤに対して平衡となるよう、等しくすることが一般的である。例えば図９に示すフィルタ回路１９０では、２つのＹコン１２１，１２２の容量値を同一値として平衡を保っている。

特開２００８−１８２７８４号公報

しかしながら、スイッチング電源には、回路素子の故障を防ぐため、入力電源から繋がる２本の供給ラインの一方の供給ラインにおけるＹコンの入力側に過電流保護素子（例えばヒューズ）が設けられる。この過電流保護素子は、回路配線と比較して大きなインダクタンスを持っている。そのため、スイッチング電源の更なる小型化・効率化に伴いスイッチング周波数が高周波化すると、過電流保護素子のインダクタンスによるインピーダンスが大きくなり、２本の供給ラインの不平衡度が大きくなる。２本の供給ラインが不平衡であると、２本の供給ラインに流れる高周波ノイズのノーマルモード成分がコモンモード成分に変換されてしまい、コモンモードノイズが増大する。

そこで、本発明は、過電流保護素子による回路の不平衡を低減し、コモンモードノイズを抑制する電源回路を提供することを目的とするものである。

本発明は、一対の供給ラインを介して入力した交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換し、所定値の直流電圧又は前記交流電源からの交流電圧とは別の周波数の交流電圧にスイッチング動作により変換する電力変換回路と、前記一対の供給ラインのうち、一方の供給ラインに設けられた過電流保護素子と、を備えた電源回路において、前記一方の供給ラインとグラウンドとの間に接続された第１のラインバイパスコンデンサと、前記一対の供給ラインのうち、他方の供給ラインと前記グラウンドとの間に接続された第２のラインバイパスコンデンサと、前記他方の供給ラインに設けられたインダクタと、を備え、前記第１のラインバイパスコンデンサの容量値をＣ_１［Ｆ］、前記第２のラインバイパスコンデンサの容量値をＣ_２［Ｆ］、前記過電流保護素子のインダクタンス成分を含む前記一方の供給ラインのインダクタンス値をＬ_１［Ｈ］、前記インダクタのインダクタンス成分を含む前記他方の供給ラインのインダクタンス値をＬ_２［Ｈ］、抑制対象とするノイズの角周波数をω［ｒａｄ／ｓ］としたとき、

の関係式を満たすように、前記インダクタのインダクタンス値、並びに前記第１のラインバイパスコンデンサ及び前記第２のラインバイパスコンデンサの容量値が設定されていることを特徴とするものである。

本発明によれば、過電流保護素子による一対の供給ラインの不平衡が平衡化され、不平衡によって発生するコモンモードノイズを抑制することができる。

本発明の第１実施形態に係る電源回路の概略構成を示す説明図であり、（ａ）は電源回路の概略の電気回路図、（ｂ）は（ａ）の電源回路をブリッジ回路に置き換えた電気回路図である。本発明の第１実施形態に係る電源回路の構成を示す電気回路図である。本発明の第１実施形態に係る電源回路のＧＮＤに流れる電流スペクトラムを示す図であり、（ａ）はインダクタを挿入していない不平衡な状態を示す図、（ｂ）はインダクタを挿入した平衡な状態を示す図である。本発明の第１実施形態に係る電源回路のインダクタのインダクタンス値とノイズの電流量との関係を示す図である。本発明の第２実施形態に係る電源回路の概略構成を示す説明図であり、（ａ）は電源回路の概略の電気回路図、（ｂ）は（ａ）の電源回路をブリッジ回路に置き換えた電気回路図である。本発明の第２実施形態に係る電源回路の構成を示す電気回路図である。本発明の第２実施形態に係る電源回路のＧＮＤに流れる電流スペクトラムを示す図であり、（ａ）はＹコンの値を調整していない不平衡な状態を示す図、（ｂ）はＹコンの値を調整した平衡な状態を示す図である。本発明の第２実施形態に係る電源回路のＹコンの容量値の比率とノイズの電流量との関係を示す図である。従来の電源回路のフィルタ回路を示す電気回路図である。

以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る電源回路の概略構成を示す説明図である。図１（ａ）は、電源回路の概略の電気回路図である。図１（ａ）において、電源回路１は、交流電源２に接続された一対の供給ライン３，４と、一対の供給ライン３，４を介して交流電源２からの交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路としてのスイッチング回路８と、を備えている。交流電源２は、例えば商用電源である。また、電源回路１は、一対の供給ライン３，４のうち、一方の＋極の供給ライン３に設けられた過電流保護素子としてのヒューズ５を備えている。このヒューズ５は、例えば管ヒューズである。ヒューズ５は、供給ライン３，４を構成する配線よりもインダクタンス値が高い。また、電源回路１は、＋極の供給ライン３とグラウンド（ＧＮＤ）１０との間に接続された第１のラインバイパスコンデンサ（以下、「第１のＹコン」という）６を備えている。また、電源回路１は、一対の供給ライン３，４のうち、他方の−極の供給ライン４とＧＮＤ１０との間に接続された第２のラインバイパスコンデンサ（以下、「第２のＹコン」という）７を備えている。本第１実施形態では、電源回路１は、−極の供給ライン４に設けられた誘導性素子であるインダクタ９を備えている。

図１（ｂ）は図１（ａ）の電源回路１をブリッジ回路に置き換えた電気回路図である。図１（ｂ）では、電力変換回路であるスイッチング回路８の代わりにノイズ電圧源１１を接続し、スイッチング回路８で発生するノイズを模擬している。このように電源回路１は、スイッチング回路８をノイズ電圧源１１としたヒューズ５、Ｙコン６，７及びインダクタ９のブリッジ回路とみなすことができる。図１（ｂ）において、端子雑音や不要電磁波の原因となるノイズはＧＮＤ１０を流れる電流である。

ここで、ヒューズ５のインダクタンス成分（インダクタンス値Ｌ_Ｆ）を含む＋極の供給ライン３のインダクタンス値をＬ_１［Ｈ］とする。また、＋極の供給ライン３に接続された第１のＹコン６の容量値をＣ_１［Ｆ］、−極の供給ライン４に接続された第２のＹコン７の容量値をＣ_２［Ｆ］とする。また、インダクタ９のインダクタンス成分（インダクタンス値Ｌ）を含む−極の供給ライン４のインダクタンス値をＬ_２［Ｈ］、ノイズ電圧源１１のノイズの電圧をＶ［Ｖ］、ノイズの角周波数をω［ｒａｄ／ｓ］とする。ＧＮＤ１０に流れる電流Ｉ［Ａ］は以下の（式１）で表される。

この（式１）より、ＧＮＤ１０に流れる電流を抑制するための関係式は以下の（式２）のようになる。

よって、ヒューズ５が設けられた側の＋極の供給ライン３のインダクタンス値Ｌ_１に対してＣ_１、Ｃ_２、Ｌ_２の値を、

を満足する値にすることで、コモンモードノイズが最も抑制される。

次に、具体的な構成の電源回路についてコモンモードノイズの抑制効果について説明する。図２は、電源回路の構成を示す電気回路図である。スイッチング回路８は、スイッチング動作するあらゆる方式のものが適用可能であるが、一例としてフライバック方式について説明する。図２に示すスイッチング回路８は、ブリッジダイオードからなる整流回路８Ａと、平滑コンデンサ８Ｂと、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路８Ｃとを有して構成される。整流回路８Ａは、交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ８Ｂは、整流回路８Ａにより変換された直流電圧を平滑化する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路８Ｃは、スイッチング素子８１、スイッチング制御回路８２、トランス８３、ダイオード８４、及びコンデンサ８５を有している。スイッチング素子８１は、例えばバイポーラトランジスタやＦＥＴであり、スイッチング制御回路８２が出力するパルス信号によってＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子８１がＯＮの時、トランス８３にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子８１がＯＦＦの時、ダイオード８４を通じてエネルギーを負荷８６に供給する。なお、スイッチング素子８１がＯＮの時は、コンデンサ８５により放電され、エネルギーが負荷８６に供給される。これにより所定値の直流電圧が負荷８６に印加される。

このフライバック方式の電源回路１において、回路シミュレーションを用いてノイズ電流量を算出した。交流電源２から５０［Ｈｚ］、１００［Ｖ］の交流電圧を入力し、スイッチング素子８１に周波数５３［ｋＨｚ］、立ち上がり時間４０［ｎｓ］、デューティー比２５［％］の矩形波のスイッチング信号を入力している。

図３はＧＮＤ１０に流れる電流スペクトラムの結果を表している。なお、各供給ライン３，４の配線そのもののインダクタンス値は０としている。図３（ａ）では＋極，−極の供給ライン３，４に接続されるＹコン６，７の容量値をそれぞれ１０００［ｐＦ］、ヒューズ５のインダクタンス値Ｌ_Ｆ（＝Ｌ_１）を２０［ｎＨ］とし、インダクタ９を挿入しない不平衡な状態としている。図３（ｂ）ではインダクタ９を追加し、Ｙコン６，７の値を調整した平衡な状態としている。このとき、Ｙコン６の容量値Ｃ_１を１５００［ｐＦ］、Ｙコン７の容量値Ｃ_２を１０００［ｐＦ］とした。そして、（式３）を満たすように、追加したインダクタ９のインダクタンス値Ｌ（＝Ｌ_２）を３０［ｎＨ］に設定している。なお、Ｙコン６，７はインダクタ９のインダクタンス値Ｌが設定可能な値に調整されている。図３（ａ），（ｂ）に示す結果より、挿入したインダクタ９の値を（式３）を満たすように設定したので、ヒューズ５の不平衡によって発生したコモンモードノイズの電流のスペクトラムが低減していることがわかる。なお、以上の説明では、配線のインダクタンス値を０としたが、インダクタンス値Ｌ_１，Ｌ_２には配線のインダクタンス値を含めてもよい。

次に、図１（ｂ）に示す電源回路１について、回路シミュレーションを用いてノイズ電流量を算出した。ノイズ電圧源１１からは１［Ｖ］のガウシアンパルスを入力している。＋極、−極に接続されるＹコン６，７の容量値をそれぞれＣ_１＝Ｃ_２＝１０００［ｐＦ］、ヒューズ５のインダクタンス値をＬ_１＝２０［ｎＨ］とし、インダクタ９のインダクタンス値Ｌ_２をパラメータとした。この状態において、横軸をインダクタ９のインダクタンス値Ｌ_２、縦軸を（式１）から算出したＧＮＤ１０に流れる１００［ＭＨｚ］のノイズ電流の絶対値を表したグラフを図４に実線で示す。この図４より、インダクタンス値Ｌ_２が（式３）で求まる２０［ｎＨ］のとき、ノイズ電流量は最小となる。

それ以上にインダクタンス値Ｌ_２（＞＞Ｌ_１）を大きくすると、電流量は（式１）より、

で定まる値に収束する。図４で、点線で示した直線が漸近線である。半値幅の定義より、電流値が（式４）の値の半分になるときのＬ_２を求めると、

となる。図４で、一点鎖線で示した直線が（式５）の半値となる値である。よって、インダクタンス値Ｌ_２である実線と一点鎖線とが交わる２つの交点の間のインダクタンス値Ｌ_２の範囲は、

である。このように、インダクタンス値Ｌ_２が（式６）を満たすようにインダクタ９のインダクタンス値Ｌ（供給ライン４の配線そのもののインダクタンスが無視できる場合はＬ_２＝Ｌ）を設定することで、コモンモードノイズの抑制効果が期待できる。このように（式６）を満たすようにインダクタ９のインダクタンス値Ｌを設定することで、ヒューズ５による一対の供給ライン３，４の不平衡が平衡化され、不平衡によって発生するコモンモードノイズを抑制することができる。上述した各素子の数値例（供給ライン３，４のインダクタンスを０とした場合）を代入すると、１３．８［ｎＨ］＜Ｌ_２＜４１．４［ｎＨ］となる。なお、ノイズの周波数（つまり、ノイズの角周波数ω）は、予め実験によりノイズのスペクトラムを測定し、この測定により得られる１つのピーク値に設定すればよい。そして、（式６）の範囲内であって、（式３）を満たすようにインダクタンス値Ｌ_２を設定することによって、コモンモードノイズを最も効果的に抑制することができる。

そして、本第１実施形態では、ヒューズ５とＹコン６，７とインダクタ９とでブリッジ回路が形成されるため、ヒューズ５による２本の供給ライン３，４の不平衡が平衡化され、不平衡によって発生するコモンモードノイズを抑制することができる。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態に係る電源回路について詳細に説明する。図５は、本発明の第２実施形態に係る電源回路の概略構成を示す説明図である。図５（ａ）は、電源回路の概略の電気回路図である。図５（ａ）において、電源回路１Ａは、交流電源２に接続された一対の供給ライン３，４と、一対の供給ライン３，４を介して交流電源２からの交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路としてのスイッチング回路８と、を備えている。交流電源２は、例えば商用電源である。また、電源回路１Ａは、一対の供給ライン３，４のうち、一方の＋極の供給ライン３に設けられた過電流保護素子としてのヒューズ５を備えている。このヒューズ５は、例えば管ヒューズである。ヒューズ５は、供給ライン３，４を構成する配線よりもインダクタンス値が高い。また、電源回路１Ａは、＋極の供給ライン３とグラウンド（ＧＮＤ）１０との間に接続された第１のラインバイパスコンデンサ（以下、「第１のＹコン」という）６を備えている。また、電源回路１Ａは、一対の供給ライン３，４のうち、他方の−極の供給ライン４とＧＮＤ１０との間に接続された第２のラインバイパスコンデンサ（以下、「第２のＹコン」という）７を備えている。本第２実施形態の電源回路１Ａは、＋極の供給ライン３に設けられた第１のチョークコイルである第１のノーマルモードチョークコイル１３と、−極の供給ライン４に設けられた第２のチョークコイルである第２のノーマルモードチョークコイル１４とを備えている。これら２つのノーマルモードチョークコイル１３，１４でノーマルモードチョークコイル対１５が構成されている。ノーマルモードチョークコイル１３，１４は、交流電源２とスイッチング回路８との間であって、Ｙコン６，７よりも交流電源２側に配置されている。本第２実施形態では、第１のノーマルモードチョークコイル１３と第２のノーマルモードチョークコイル１４とのインダクタンス値は、同一の値Ｌに設定されている。

図５（ｂ）は図５（ａ）の電源回路１Ａをブリッジ回路に置き換えた電気回路図である。図５（ｂ）では、電力変換回路であるスイッチング回路８の代わりにノイズ電圧源１１を接続し、スイッチング回路８で発生するノイズを模擬している。このように電源回路１Ａは、スイッチング回路８をノイズ電圧源１１としたヒューズ５、Ｙコン６，７及びノーマルモードチョークコイル１３，１４のブリッジ回路とみなすことができる。図５（ｂ）において、端子雑音や不要電磁波の原因となるノイズはＧＮＤ１０を流れる電流である。

ここで、ヒューズ５及び第１のノーマルモードチョークコイル１３のインダクタンス成分（インダクタンス値Ｌ_Ｆ及びＬ）を含む＋極の供給ライン３のインダクタンス値をＬ_１［Ｈ］とする。また、第２のノーマルモードチョークコイル１４のインダクタンス成分（インダクタンス値Ｌ）を含む−極の供給ライン４のインダクタンス値をＬ_２［Ｈ］とする。また、第１のＹコン６の容量値をＣ_１［Ｆ］、第２のＹコン７の容量値をＣ_２［Ｆ］とする。ＧＮＤ１０に流れる電流を抑制するための関係式は（式３）と同様に以下のようになる。

本第２実施形態では＋極，−極の供給ライン３，４のそれぞれにノーマルモードチョークコイル１３，１４を設けたため、各ノーマルモードチョークコイル１３，１４によるインダクタンス成分が存在する。更に、＋極の供給ライン３にはヒューズ５を設けたため、ヒューズ５のインダクタンス成分も存在する。したがってＬ_１≠Ｌ_２であり、使用する素子５，１３，１４によって各インダクタンス値Ｌ_１，Ｌ_２が決まる。よって、各Ｙコン６，７の容量値Ｃ_１，Ｃ_２を（式７）を満足する値に設定することで、コモンモードノイズを最も効果的に抑制することができる。

次に、具体的な構成の電源回路についてコモンモードノイズの抑制効果について説明する。図６は、電源回路の構成を示す電気回路図である。スイッチング回路８は、スイッチング動作するあらゆる方式のものが適用可能であるが、一例としてフライバック方式について説明する。図６に示すスイッチング回路８は、ブリッジダイオードからなる整流回路８Ａと、平滑コンデンサ８Ｂと、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路８Ｃとを有して構成される。整流回路８Ａは、交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ８Ｂは、整流回路８Ａにより変換された直流電圧を平滑化する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路８Ｃは、スイッチング素子８１、スイッチング制御回路８２、トランス８３、ダイオード８４、及びコンデンサ８５を有している。スイッチング素子８１は、例えばバイポーラトランジスタやＦＥＴであり、スイッチング制御回路８２が出力するパルス信号によってＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子８１がＯＮの時、トランス８３にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子８１がＯＦＦの時、ダイオード８４を通じてエネルギーを負荷８６に供給する。なお、スイッチング素子８１がＯＮの時は、コンデンサ８５により放電され、エネルギーが負荷８６に供給される。これにより所定値の直流電圧が負荷８６に印加される。

このフライバック方式の電源回路１Ａにおいて、回路シミュレーションを用いてノイズ電流量を算出した。上記第１実施形態と同様に、交流電源２から５０［Ｈｚ］、１００［Ｖ］の交流電圧を入力し、スイッチング素子８１に周波数５３［ｋＨｚ］、立ち上がり時間４０［ｎｓ］、デューティー比２５［％］の矩形波のスイッチング信号を入力している。

図７はＧＮＤ１０に流れる電流スペクトラムの結果を表している。なお、各供給ライン３，４の配線そのもののインダクタンス値は０としている。図７（ａ）では＋極，−極の供給ライン３，４に接続されるＹコン６，７の容量値をそれぞれ１０００［ｐＦ］、ヒューズ５のインダクタンス値Ｌ_Ｆを２０［ｎＨ］としている。また、ノーマルモードチョークコイル１３，１４をインダクタに換算したインダクタンス値Ｌをそれぞれ０．８［μＨ］とし、Ｙコン６，７の値を調整しない不平衡な状態としている。また、図７（ｂ）では、Ｙコン６の容量値Ｃ_１を１０００［ｐＦ］，Ｙコン７の容量値Ｃ_２を１０２５［ｐＦ］とし、前述の（式７）を満たすようにしている。図７（ａ），（ｂ）に示す結果より、Ｙコン６，７の容量値Ｃ_１，Ｃ_２を（式７）を満たすように調整したことによりヒューズ５の不平衡によって発生したコモンモードノイズの電流のスペクトラムが低減していることがわかる。なお、以上の説明では、配線のインダクタンス値を０としたが、インダクタンス値Ｌ_１，Ｌ_２には配線のインダクタンス値を含めてもよい。

次に、ノイズ抑制効果のあるＹコン６，７の容量値Ｃ_１，Ｃ_２の範囲について説明する。図５（ｂ）に示すような電源回路１Ａについて、回路シミュレーションを用いてノイズ電流量を算出した。ノイズ電圧源１１からは１［Ｖ］のガウシアンパルスを入力している。ヒューズ５のインダクタンス値Ｌ_Ｆを２０［ｎＨ］、＋極、−極に接続されるノーマルモードチョークコイル１３，１４の値Ｌをそれぞれ０．８［μＨ］とした。この状態において、横軸を２つのＹコン６，７の容量値Ｃ_１，Ｃ_２の比率（Ｃ_１／Ｃ_２）、縦軸をＧＮＤ１０に流れる１００［ＭＨｚ］の電流の絶対値を表したグラフを図８に示す。図８より、比率（Ｃ_１／Ｃ_２）の値が、（式７）で求まる値、Ｌ_２／Ｌ_１＝０．９７５の時、電流量は最小となっている。その値よりもＣ_１／Ｃ_２の値を増やす、もしくは減らしていくと電流量が増加することが分かる。

さらに、図８に示すように、グラフは電流量が最小となるＣ_１／Ｃ_２＝Ｌ_２／Ｌ_１の場合を中心にほぼ左右対称な形をしている。よって、背景技術である平衡を考慮しないＣ_１／Ｃ_２＝１の場合のノイズ電流量と等しくなるＣ_１／Ｃ_２の値は、

により求まる値となる。つまり、Ｃ_１／Ｃ_２の値が（式８）により求まる値未満になると、Ｃ_１／Ｃ_２の値が１の場合のノイズ電流量より増えてしまう。したがって、従来の平衡を考慮しない場合に比べてコモンモードノイズが小さくなるＣ_１／Ｃ_２の値は、

で定まる範囲となる。このように（式９）を満たすように第１のＹコン６及び第２のＹコン７の容量値Ｃ_１，Ｃ_２を設定することで、ヒューズ５による一対の供給ライン３，４の不平衡が平衡化され、不平衡によって発生するコモンモードノイズを抑制することができる。そして、（式９）の範囲内であって、（式７）を満たすように第１のＹコン６及び第２のＹコン７の容量値Ｃ_１，Ｃ_２を設定することによって、コモンモードノイズを最も効果的に抑制することができる。

そして、本第２実施形態では、ヒューズ５とＹコン６，７とノーマルモードチョークコイル１３，１４とでブリッジ回路が形成されるため平衡化用に新たに素子を挿入する必要がない。そのため、安価にヒューズ５による２本の供給ライン３，４の不平衡が平衡化され、不平衡によって発生するコモンモードノイズを抑制することができる。

なお、上記実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。上記実施形態では、一方の供給ラインが＋極であり、他方の供給ラインが−極の場合について説明したが、一方の供給ラインが−極であり、他方の供給ラインが＋極の場合についても適用可能である。

また、上記実施形態では、電力変換回路としてのスイッチング回路が交流電圧を直流電圧に変換する場合について説明したが、入力した交流電圧とは別の周波数の交流電圧に変換する場合であってもよい。この場合、電力変換回路はスイッチング素子を有するインバータを備えてスイッチング動作を行うものであり、ノイズの発生源となるので、この場合についても本願発明は適用可能である。

また、上記実施形態では、過電流保護素子として管ヒューズの場合について説明したが、これに限定するものではなく、本願発明はチップヒューズ等あらゆるヒューズについて適用可能である。また、過電流保護素子としてヒューズ以外にも、例えばＰＴＣ素子など、本願発明はあらゆる過電流保護素子について適用可能である。

１，１Ａ電源回路
２交流電源
３，４供給ライン
５ヒューズ（過電流保護素子）
６第１のラインバイパスコンデンサ
７第２のラインバイパスコンデンサ
８スイッチング回路（電力変換回路）
９インダクタ
１０グラウンド
１３，１４ノーマルモードチョークコイル（チョークコイル）
８１スイッチング素子

Claims

一対の供給ラインを介して入力した交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換し、所定値の直流電圧又は前記交流電源からの交流電圧とは別の周波数の交流電圧にスイッチング動作により変換する電力変換回路と、前記一対の供給ラインのうち、一方の供給ラインに設けられた過電流保護素子と、を備えた電源回路において、
前記一方の供給ラインとグラウンドとの間に接続された第１のラインバイパスコンデンサと、
前記一対の供給ラインのうち、他方の供給ラインと前記グラウンドとの間に接続された第２のラインバイパスコンデンサと、
前記他方の供給ラインに設けられたインダクタと、を備え、
前記第１のラインバイパスコンデンサの容量値をＣ_１［Ｆ］、
前記第２のラインバイパスコンデンサの容量値をＣ_２［Ｆ］、
前記過電流保護素子のインダクタンス成分を含む前記一方の供給ラインのインダクタンス値をＬ_１［Ｈ］、
前記インダクタのインダクタンス成分を含む前記他方の供給ラインのインダクタンス値をＬ_２［Ｈ］、
抑制対象とするノイズの角周波数をω［ｒａｄ／ｓ］としたとき、

の関係式を満たすように、前記インダクタのインダクタンス値、並びに前記第１のラインバイパスコンデンサ及び前記第２のラインバイパスコンデンサの容量値が設定されていることを特徴とする電源回路。
前記関係式を満たす範囲であって、

を満たすように前記インダクタのインダクタンス値、並びに前記第１のラインバイパスコンデンサ及び前記第２のラインバイパスコンデンサの容量値が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
前記一方の供給ラインに設けられた第１のノーマルモードチョークコイルを更に備え、
前記他方の供給ラインに設けられた前記インダクタが第２のノーマルモードチョークコイルであり、
前記インダクタンス値Ｌ _１が、前記第１のノーマルモードチョークコイル及び前記過電流保護素子のインダクタンス成分を含む前記一方の供給ラインのインダクタンス値であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源回路。
前記第１のノーマルモードチョークコイルと前記第２のノーマルモードチョークコイルとが同一のインダクタンス値に設定されており、

の関係式を満たすように、前記第１のラインバイパスコンデンサ及び前記第２のラインバイパスコンデンサの容量値が設定されていることを特徴とする請求項３に記載の電源回路。