JP5631485B2 - 送信機および送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、定包絡線信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機に関する。

信号のピーク電力と平均電力の比をＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）と呼ぶ。送信機において電力増幅器の動作効率を向上させるためには、電力増幅器でのバックオフを小さくする必要があり、そのためには送信信号のＰＡＰＲは小さいことが望ましい。このために、例えば送信信号を振幅一定の定包絡線信号とすれば、信号電力は常に一定であるため、ＰＡＰＲを０ｄＢにできる。

一方、送信機は信号をオーバーサンプリングし、帯域制限処理を実施後に送信されるのが一般的である。具体的には特許文献１，２などに記載されているように、信号の各サンプル間にＶ−１個の０を挿入し、信号長をＶ倍にする（Ｖ倍オーバーサンプリング）。その後、帯域制限フィルタによる帯域制限処理を実施する。帯域制限フィルタとしてはルートロールオフフィルタがしばしば用いられる。

特開２００１−３５８５６１号公報 特開２００９−２３２４２６号公報

しかし、上記のようにしてオーバーサンプリング後に帯域制限を行う場合、定包絡線信号の実現は難しい。実際、オーバーサンプリング処理を行う前の信号を定包絡線信号とすることは容易である。しかしながら、オーバーサンプリング処理を行った後に帯域制限を行うと、帯域外信号が除去され、その結果、信号振幅は変化する。すなわち、図１２に示すとおり帯域制限後の信号は定包絡線信号とはならず、ＰＡＰＲは０ｄＢより大きくなる。このように、帯域制限後の信号を定包絡線信号とすることは一般に困難である。

この様子を周波数領域で図示したものが図１３である。オーバーサンプリング前の定包絡線信号の周波数スペクトルが図１３（ａ）のようであるとき、この信号を２倍オーバーサンプリングすると、図１３（ｂ）のような周波数スペクトルを持つ信号となり、この時点ではまだ定包絡線信号である。しかし、図１３（ｃ）のようなフィルタによる帯域制限が行われることで、帯域外信号が除去され、定包絡線信号ではなくなってしまう。その結果、ＰＡＰＲが大きくなる。

例えば、振幅一定を特徴とするＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation）系列と呼ばれる系列がある。しかし、本系列が振幅一定となるのはオーバーサンプリング処理前であり、オーバーサンプリング後に帯域制限を行うことで振幅一定では無くなり、ピーク電力が大きくなる問題がある。この問題は文献「3GPP、R1-061284、Fujitsu、"Cubic Metric properties of CAZAC sequences"、2006/5」にて報告されている。

このように、オーバーサンプリング前は振幅一定の信号であるが、オーバーサンプリング後に帯域制限を行うことで振幅一定では無くなる問題は、一般的なＰＳＫ、ＦＳＫ信号でも起こる現象である。そのため、ＰＡＰＲを小さくして電力増幅器の動作効率を向上させるために定包絡線信号を生成しても、その信号を特許文献１，２のように０信号を挿入してオーバーサンプリングし、帯域制限フィルタにより帯域制限を行えば、振幅一定の信号では無くなる。つまり、ピーク電力が大きくなりＰＡＰＲが大きくなることになり、電力増幅器の動作効率は悪くなる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＰＡＰＲを低く抑えた信号を生成する送信機および送信方法を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、変調信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機であって、情報系列に対して変調処理を実施して定包絡線信号を生成する変調手段と、前記定包絡線信号の各信号点の間に、当該信号点と振幅が同一の所定数の信号を、元の信号点を含む各信号点が等間隔となるように挿入する補間手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、振幅一定の定包絡線信号をオーバーサンプリングし、その結果得られた信号をさらに帯域制限して送信信号を生成する場合でも、ＰＡＰＲを低く抑えた送信信号を生成できる。その結果、電力増幅部でのバックオフを小さくすることが可能となり、電力増幅部の動作効率を向上させることができる。

図１は、実施の形態１の送信機の構成例を示す図である。 図２は、位相補間部による補間処理の例を示す図である。 図３は、定包絡線信号をオーバーサンプリングして得られた信号のスペクトルの例を示す図である。 図４は、実施の形態２の送信機の構成例を示す図である。 図５は、帯域制限フィルタの周波数特性例を示す図である。 図６は、自己折り返し操作の例を示す図である。 図７は、オーバーサンプル数が２の場合の自己折り返し操作の例を示す図である。 図８は、オーバーサンプル数が４の場合の自己折り返し操作の例を示す図である。 図９は、自己折り返し操作の例を示す図である。 図１０は、ＧＩが挿入された送信信号の例を示す図である。 図１１は、送信信号に挿入するＣＰの例を示す図である。 図１２は、オーバーサンプリング処理の概要を示す図である。 図１３は、定包絡線信号に対してオーバーサンプリングおよび帯域制限を行う場合の周波数スペクトルの変化の一例を示す図である。 図１４は、ＢＥＲ特性の試験条件を示す図である。 図１５は、ＢＥＲ特性を示す図である。

以下に、本発明にかかる送信機および送信方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。なお、本発明は、無線通信と有線通信のいずれにも適用が可能である。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる送信機の実施の形態１の構成例を示す図である。図示したように、本実施の形態の送信機は、変調部１１、位相補間部１２、帯域制限フィルタ１３、Ｄ／Ａ変換部１４、電力増幅部１５およびアンテナ１６を備える。

上述したように、従来のオーバーサンプリングでは各サンプル間に０を挿入するようにしていたが、本実施の形態の送信機では位相補間によりオーバーサンプリングを行うことを特徴とする。以下に、送信機の各構成要素の説明を示す。

変調部１１は、入力された情報系列に対して変調処理を行い、送信信号を生成する。本実施の形態では変調後の信号は振幅一定の定包絡線信号とし、以下の式（１）のように表現する。ただし、ｊは虚数単位、ｓ(n)は変調後の送信信号、Ｃは振幅、θ(n)は位相、Ｎは信号の長さである。

位相補間部１２は、変調部１１で生成された送信信号に対し補間処理を行い、Ｖ倍オーバーサンプリング（Ｖ≧２）を実施する。即ち各サンプル間にＶ−１個の信号を挿入し、長さＶＮの信号を生成する。このとき、以下のようなＶ−１個の信号を各サンプル間に挿入するようにする。
（ａ）挿入する信号の振幅はＣとする。即ち、オーバーサンプリング前の信号と同じ振幅の信号を挿入する。
（ｂ）ｓ(n)とｓ(n+1)の間を補間する際は、ＩＱ平面上でｓ(n)、ｓ(n+1)を両端とする弧のうち短い方をＶ等分するようにＶ−１個の点を挿入する。

このとき、ｓ(n)とｓ(n+1)の間に挿入するｖ番目（１≦ｖ＜Ｖ）の信号点ｓ＿ａｄｄ(n,v)は次式（２）で表される。次式（２）において、＊は複素共役を表し、ｆ＿ａｒｇ(x)はｘの偏角を［−π、π］の範囲で返す関数とする。

一例としてＶ＝２、４の場合の補間の様子を図２に示す。図２では補間の様子をＩＱ平面上で示している。なお、黒丸で示したナイキスト点とは、オーバーサンプリング前の信号に存在する点（つまり、ｓ(n)）を意味する。

このような補間方法にてオーバーサンプリングすることで、オーバーサンプリング後の信号ｓ＿ｏｖｓ(n)は、ｋを０以上の整数として次式（３）で表される。この信号ｓ＿ｏｖｓ(n)の長さはＶＮである。

このような補間方法を行う理由を以下に説明する。上記（ａ）のように振幅Ｃの信号を挿入することで、補間処理後の信号もまた振幅一定の定包絡線信号とすることができる。しかし、その後帯域制限フィルタによる帯域制限を行うと、帯域外信号が除去される影響で、時間領域信号の振幅は変化し、振幅一定ではなくなる（つまり、ＰＡＰＲは０ｄＢより大きくなる）。このとき、フィルタにより除去される帯域外信号を可能な限り小さくすることができれば、フィルタ通過後の信号のＰＡＰＲを０ｄＢに近づけられる。

そこで、本実施の形態の送信機において、位相補間部１２は、上記（ｂ）のような方法で振幅Ｃの信号を挿入する。補間処理前の信号ｓ(n)の１サンプル当たりの位相の変化量Δθ₁は−π≦Δθ₁＜πであるため、補間処理後の信号ｓ＿ｏｖｓ(n)の１サンプル当たりの位相の変化量Δθ＿ｏｖｓは−π／Ｖ≦Δθ＿ｏｖｓ＜π／Ｖを満たす。一般に、定包絡線信号の１サンプル当たりの位相の変化量Δθは−π≦Δθ＜πであるため、ｓ＿ｏｖｓ(n)の１サンプル当たりの位相の変化量は、通常の定包絡線信号の１／Ｖとなっている。１サンプル当たりの位相の変化量をこれ以上小さくすることはできないため、この補間方法は、１サンプル当たりの位相の変化量を最も小さくする補間方法であると言える。

一方、位相を時間微分したものは角周波数となる。よって、単位時間当たりの位相の変化量が小さい信号ほど、その信号の持つ高周波成分は小さい。前述の通り、本実施の形態の補間方法は１サンプル当たりの位相の変化量を最も小さくできる方法であるため、オーバーサンプル後の信号の持つ高周波成分を最も小さくする方法であると言い換えることができる。すなわち、後段の帯域制限フィルタで除去される帯域外信号を最も小さくできる方法である。その結果、フィルタ通過後の信号のＰＡＰＲを０ｄＢ近くにすることが可能となる。

一例として、次式（４）で表される信号ｓ(n)をオーバーサンプリングする場合について考える。

この信号ｓ(n)に対し、(i)従来例のように０信号を挿入することでオーバーサンプリングした場合、(ii)位相補間によりオーバーサンプリングした場合の信号のスペクトルを図３に示す。ただし、図はｓ＿ｏｖｓ(n)、つまり帯域制限フィルタに入力される前の信号のスペクトルである。また、オーバーサンプル数Ｖは４である。

図示したように、位相補間によりオーバーサンプリングを行った場合、信号の高周波成分は、０信号を挿入してオーバーサンプリングを行った場合よりも非常に小さくなる。４倍オーバーサンプリングをしているため、帯域制限フィルタでは、信号は図示した範囲の１／４の帯域、つまり横軸が−4096〜4096の範囲に制限される。このときフィルタにより除去される帯域外信号は０信号を挿入する場合よりも十分小さいことがわかる。

このように、位相補間部１２が行うオーバーサンプリングによれば、後段のフィルタリング処理で除去される帯域外信号を小さくすることができる。

帯域制限フィルタ１３は、送信信号の帯域外信号を除去するためのフィルタであり、位相補間部１２から出力された信号を対象としてフィルタリングを行う。一般的にはルートロールオフフィルタが用いられることが多いが、本実施の形態においては、フィルタの種類は特に限定しない。

Ｄ／Ａ変換部１４は、帯域制限フィルタ１３からの出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。

電力増幅部１５は、Ｄ／Ａ変換部１４から出力されたアナログ送信信号の電力を増幅する。本実施の形態の送信信号のＰＡＰＲは小さいため、この電力増幅部１５でのバックオフは十分に小さくすることが可能である。

アンテナ１６は、電力増幅部１５で増幅された後のアナログ送信信号を対向装置（受信機）に向けて送信する。

なお、既に説明したとおり、位相補間部１２での位相補間処理により十分に帯域外電力の小さい信号を作ることが可能である。そのため、帯域制限フィルタ１３は必ずしも必要ではなく、本フィルタを設けないようにすることも可能である。この場合、位相補間部１２からの信号は直接Ｄ／Ａ変換部１４へ入力される。このような構成にすると、フィルタにより帯域外信号が除去されることがないため、ＰＡＰＲを完全に０ｄＢとすることができる。

また、本実施の形態では変調後の信号に対してオーバーサンプリングを行う場合について説明してきた。しかし、本実施の形態の方法は変調後の信号のみならず、様々な信号に使用可能である。例えば振幅一定の系列（例えばＣＡＺＡＣ系列）をパイロット信号としてそのまま送信するような場合にも本実施の形態の方法は使用可能である。この場合、図１に示した変調部１１が不要となり、送信したい系列を直接位相補間部１２に入力し、以降の処理を実施すればよい。

このように、本実施の形態の送信機は、情報系列を変調して得られた振幅一定の定包絡線信号をオーバーサンプル数Ｖでオーバーサンプリングする際、定包絡線信号の各サンプル点の間に、この定包絡線信号と振幅が同一のＶ−１個の信号を、等間隔に（定包絡線信号の各サンプル点を含む各信号の位相変化量が同一となるように）、それぞれ挿入することとした。これにより、振幅一定の定包絡線信号をオーバーサンプリングし、その結果得られた信号をさらに帯域制限して送信信号を生成する場合でも、ＰＡＰＲを低く抑えた送信信号を生成できる。その結果、電力増幅部でのバックオフを小さくすることが可能となり、電力増幅部の動作効率を向上させることができる。

実施の形態２．
図４は、実施の形態２の送信機の構成例を示す図である。本実施の形態の送信機は、実施の形態１で説明した送信機（図１参照）の帯域制限フィルタ１３を、ＤＦＴ部２１、帯域制限フィルタ２２、自己折り返し操作部２３およびＩＤＦＴ部２４に置き換えたものである。これら以外の各部は実施の形態１の送信機と同様であるため、同じ符号を付して説明を省略する。

実施の形態１の送信機によれば、ＰＡＰＲの小さい送信信号を生成することが可能となる。しかし、従来の０信号を挿入するオーバーサンプリング方法は後段の帯域制限フィルタにより波形歪みが生じない唯一の方法であり、実施の形態１の送信機によるオーバーサンプリングでは後段の帯域制限フィルタにより波形歪みが生じる。よって、実施の形態１の送信機によるオーバーサンプリングを適用すると、ＰＡＰＲを低く抑えることが可能である一方、受信機での感度特性が劣化し、誤り率特性が劣化する問題がある。そこで、本実施の形態ではこの誤り率特性の劣化を低減可能な送信機を説明する。

本実施の形態の送信機では、位相補間部１２から出力された位相補間後の信号をＤＦＴ部２１にて、ＶＮポイントＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）により周波数領域の信号に変換し、周波数領域で帯域制限フィルタ２２による帯域制限を行う。ここで、実施の形態１と同様に位相補間後の時間領域信号をｓ＿ｏｖｓ(n)とする。このとき、ＤＦＴ後の信号をＳ＿ＯＶＳ[k]、帯域制限フィルタ２２による帯域制限後の信号をＳ＿ＦＩＬ[k]、帯域制限フィルタ２２により除去される信号をＳ＿ＣＵＴ[k]とすると、これらは、周波数領域の信号として、次式（５）で表される。

Ｓ＿ＯＶＳ[k]＝Ｆ[ｓ＿ｏｖｓ(n)]
Ｓ＿ＦＩＬ[k]＝Ｓ＿ＯＶＳ[k]Ｈ[k]
Ｓ＿ＣＵＴ[k]＝Ｓ＿ＯＶＳ[k](Ｈ_max−Ｈ[k]) …（５）
ただし、Ｈ[k]は帯域制限フィルタ２２の周波数特性、Ｈ_maxは｜Ｈ[k]｜の最大値、Ｆ[ｘ(n)]はｘ(n)のＤＦＴを表す。｜Ｈ[k]｜の例を図５に示す。図示したように、Ｈ[k]は−ＶＮ／２≦ｋ＜ＶＮ／２で定義される。

つまり、帯域制限フィルタ２２では、ＤＦＴ後信号Ｓ＿ＯＶＳ[k]に対しフィルタ周波数特性Ｈ[k]を掛けることで、帯域制限後信号Ｓ＿ＦＩＬ[k]を得る。また、ＤＦＴ後信号Ｓ＿ＯＶＳ[k]にＨ_max−Ｈ[k]を掛けることで帯域制限処理により除去される信号Ｓ＿ＣＵＴ[k]も得る。帯域制限フィルタ２２は、これらの信号Ｓ＿ＦＩＬ[k]およびＳ＿ＣＵＴ[k]を自己折り返し操作部２３へ出力する。

自己折り返し操作部２３は、帯域制限フィルタ２２から入力されたＳ＿ＣＵＴ[k]の一部、または全部をＳ＿ＦＩＬに加算する。このとき、そのまま加算するのではなく、Ｓ＿ＣＵＴ[k]を帯域内（Ｓ＿ＦＩＬの帯域内）に折り返して加算する。これを自己折り返し操作と呼ぶことにする。

ここで、自己折り返し操作について具体的に説明する。
図５に示したように、
｜Ｈ[k]｜＝０となるｋのうち、
ｋ＜０で最大のものをｋ＝−Ｎ／２−ａ、
ｋ＞０で最小のものをｋ＝Ｎ／２＋ｄ、
また、｜Ｈ[k]｜＝Ｈ_maxとなるｋのうち、
ｋ＜０で最小のものをｋ＝−Ｎ／２＋ｂ、
ｋ＞０で最大のものをｋ＝Ｎ／２−ｃ、
とする。ただし、ａ〜ｄは０以上の実数とする。帯域制限フィルタ２２としてルートロールオフフィルタやフルロールオフフィルタを用いる場合は、ａ＝ｂ＝ｃ＝ｄとなる。

自己折り返し操作では、以下の式（６）〜（９）に従い、Ｓ＿ＦＩＬにＳ＿ＣＵＴ[k]を加算する。ただし、自己折り返し操作後の信号をＳ＿ＦＯＬＤ[k]とする。

（Ｉ）ｋ＜０の場合
−Ｎ／２≦ｋ＜０の場合
Ｓ＿ＦＯＬＤ[k+N]＝Ｓ＿ＦＩＬ[k+N]＋Ｓ＿ＣＵＴ[k] …（６）
ｋ＜−Ｎ／２の場合
Ｓ＿ＦＯＬＤ[k+pN]＝Ｓ＿ＦＩＬ[k+pN]＋Ｓ＿ＣＵＴ[k] …（７）
ただし、ｐは整数であり、−Ｎ／２≦ｋ＋ｐＮ＜Ｎ／２となるようにｐは選択される。
（ＩＩ）ｋ≧０の場合
０≦ｋ＜Ｎ／２の場合
Ｓ＿ＦＯＬＤ[k-N]＝Ｓ＿ＦＩＬ[k-N]＋Ｓ＿ＣＵＴ[k] …（８）
ｋ≧Ｎ／２の場合
Ｓ＿ＦＯＬＤ[k-pN]＝Ｓ＿ＦＩＬ[k-pN]＋Ｓ＿ＣＵＴ[k] …（９）
ただし、ｐは整数であり、−Ｎ／２≦ｋ−ｐＮ＜Ｎ／２となるようにｐは選択される。

なお、位相補間によりＶ倍オーバーサンプリングしている場合、各信号のｋの範囲は次式（１０）で示した範囲となる。
−ＶＮ／２≦ｋ＜ＶＮ／２ …（１０）

上記の式（６）〜（９）に従って行う自己折り返し操作を図示したものが図６となる。

また、オーバーサンプル数Ｖ＝２の場合の自己折り返し操作の例を図７に示す。Ｖ＝２のため、信号は上式（１０）より−Ｎ≦ｋ＜Ｎで定義される。また、オーバーサンプル数Ｖ＝４の場合の自己折り返し操作の例を図８に示す。Ｖ＝４のため、信号は式（１０）より−２Ｎ≦ｋ＜２Ｎで定義される。

なお、上述したように、自己折り返し操作部２３では、Ｓ＿ＣＵＴ[k]の一部、または全部をＳ＿ＦＩＬに加算する。つまり、−ＶＮ／２≦ｋ＜ＶＮ／２を満たすｋについて、全てのＳ＿ＣＵＴ[k]をＳ＿ＦＩＬに加算する必要はなく、一部でもよい。一部のｋについて加算する場合、そのｋの選び方はどのような方法でも良い。ただし、多くのｋについて加算するほど、誤り率の劣化を低減できる。

次に、Ｓ＿ＣＵＴ[k]の一部をＳ＿ＦＩＬに加算する例を示す。

図５に示した特性の帯域制限フィルタ２２を用いることで、フィルタ通過後信号Ｓ＿ＦＩＬ[k]の帯域は、−Ｎ／２−ａ≦ｋ＜Ｎ／２＋ｄに制限される。しかし、自己折り返し操作の際に式（６），（８）により信号の加算を行う場合には、Ｓ＿ＦＩＬ[k]のＮ／２＋ｄ≦ｋ＜Ｎ，−Ｎ≦ｋ＜−Ｎ／２−ａの範囲にも信号が加算される可能性があり、その結果、Ｓ＿ＦＯＬＤ[k]の帯域はＳ＿ＦＩＬ[k]の帯域よりも広がってしまう可能性がある。これを防ぐために、Ｎ／２＋ｄ≦ｋ＜Ｎ，−Ｎ≦ｋ＜−Ｎ／２−ａの範囲には信号を加算しないようにするという方法が考えられる（図９参照）。勿論、Ｓ＿ＦＯＬＤ[k]の帯域がＳ＿ＦＩＬ[k]の帯域よりも広がることが問題にならないのであれば、Ｓ＿ＣＵＴ[k]の全部をＳ＿ＦＩＬに加算するようにしてもかまわない。

あるいは、より単純な方法として、ＴＨ＿Ｌ≦ｋ＜ＴＨ＿Ｈの範囲にあるＳ＿ＣＵＴ[k]をＳ＿ＦＩＬに加算するとしてもよい。ここで、ＴＨ＿Ｌ，ＴＨ＿Ｈは任意の実数である。

以上のような自己折り返し操作により、一度帯域制限フィルタ２２により除去された信号を、再び送信信号内に戻すことになるため、実施の形態１で発生する波形歪みを低減することができる。また、あくまで同一信号を帯域内に折り返しているだけであるため、ＰＡＰＲが大きく増加するようなことはなく、実施の形態１と同等のＰＡＰＲを実現可能である。

以上のような自己折り返し操作により作られた信号Ｓ＿ＦＯＬＤ[k]は、ＩＤＦＴ部２４に入力され、ＶＮポイントＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）により時間領域信号に変換される。その後の動作は実施の形態１と同様である。

なお、本実施の形態のＤＦＴ／ＩＤＦＴ処理については、ポイント数が２のべき乗の場合は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴを用いるようにしてもよい。

上述したように、本実施の形態では、周波数領域で帯域制限フィルタ２２による帯域制限を行う。従来、周波数領域ではなく時間領域で帯域制限フィルタによる帯域制限が行われることが多いが、その場合、フィルタにより除去される信号Ｓ＿ＣＵＴ[k]を得ることができない。そのため、本実施の形態では周波数領域にて帯域制限フィルタによる帯域制限を行うようにしている。

なお、ＤＦＴ部２１、帯域制限フィルタ２２、自己折り返し操作部２３、ＩＤＦＴ部２４の処理は長さＶＮの信号に対して行われる。そのため、位相補間部１２から入力される信号の長さをＬとしたときに、ＬがＶＮより大きい場合は、長さＶＮの信号に分割し、分割した信号それぞれに対してＤＦＴ部２１以降の処理を行う。そして、ＩＤＦＴ部２４から出力される長さＶＮの信号を結合し、再度長さＬの信号にする。

ここで、ＩＤＦＴ部２４から出力される長さＶＮの信号を結合する際、信号の不連続性が問題になる可能性がある。そこで、ＩＤＦＴ部２４から出力される長さＶＮの信号を結合する際、図１０に示したように、ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）と呼ばれる信号を挿入するようにしてもよい。このガードインターバルはＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）で一般的に用いられるものと同等である。ガードインターバルは受信機では復調されることなく捨てられるため、中身は何でもよい。オール０としてもよいし、あるいは図１１のように、長さＶＮの信号の終わりの部分をコピーしたものとしてもよい。図１１に示したガードインターバルは特にサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）と呼ばれる。

帯域制限フィルタは一般的にはルートロールオフフィルタが用いられることが多いが、実施の形態１と同様に本実施の形態においても、フィルタの種類は特に限定しない。ここでフィルタの種類に依らず、自己折り返し操作により、帯域制限フィルタによる波形歪みの影響を完全に除去できることを、数式を用いて説明する。以下、簡単のためオーバーサンプル数Ｖ＝２として説明するが、Ｖ＞２の場合も同様に考えることができる。

位相補間前の信号を、上式（１）で表される定包絡線信号ｓ(n)とする。より良いフィルタの条件を考察するために、まずはこの信号を２倍で位相補間し、さらに自己折り返し操作を行う場合の自己折り返し操作後の信号を数式で表現することを考える。

ｓ(n)をＮポイントＤＦＴしたものをＳ[k]とすると、このＳ[k]は次式（１１）のように表される。

ｓ(n)を２倍補間した信号をｓ＿ｏｖｓ(n)とする。ｓ＿ｏｖｓ(n)の２ＮポイントＤＦＴ結果をＳ＿ＯＶＳ[k]とすると、これは長さ２Ｎの系列であり、次式（１２）のように表される。ただし、Ａ[k]はｓ(n)を２倍補間する際に追加したＮ個の信号のみをＮポイントＤＦＴしたものである。

帯域制限フィルタの周波数特性をＨ[k]（０≦ｋ＜２Ｎ）とする。また｜Ｈ[k]｜の最大値をＨ_maxとする。このフィルタによりＳ＿ＯＶＳ[k]を帯域制限した信号をＳ＿ＦＩＬ[k]、フィルタにより除去される信号をＳ＿ＣＵＴ[k]とすると、これらの信号は次式（１３）で表される。
Ｓ＿ＦＩＬ[k]＝Ｓ＿ＯＶＳ[k]Ｈ[k] （０≦ｋ＜２Ｎ）
Ｓ＿ＣＵＴ[k]＝Ｓ＿ＯＶＳ[k](Ｈ_max−Ｈ[k]) （０≦ｋ＜２Ｎ） …（１３）

さらに自己折り返し操作を行った後の信号をＳ＿ＦＯＬＤ[k]とすると、この信号は以下の式（１４）または式（１５）で表される。

次に、ＩＤＦＴ後の信号をs＿fold(n)とすると、次式（１６）のように表される。

ここで、ｎが偶数の場合、奇数の場合に分けると以下のようになる。

ここで、信号は２倍オーバーサンプリングされており、受信側ではダウンサンプリング後に復調処理が行われる。s＿fold(2n+1)はオーバーサンプリングのために挿入した信号に対応するため、受信側ではダウンサンプリング時に除去される。そのため、s＿fold(2n)のみが、受信機での誤り率特性に影響することとなる。

そこで、s＿fold(2n)を導出するため、まずは式（１４）および（１５）から０≦ｋ＜ＮでのS＿FOLD[k]＋S＿FOLD[k+N]を計算すると、以下のようになる。

よって、s＿fold(2n)は以下のようになる。

よって、s＿fold(2n)は位相補間前の信号ｓ(n)の定数倍（＝H_max倍）となっている。つまり、帯域制限フィルタによる波形歪みの影響を受けない。このことから、自己折り返し操作により誤り率特性の劣化を防ぐことが可能なことが分かる。

ここまで、帯域制限フィルタによる波形歪みに起因する誤り率特性の劣化を、自己折り返し操作により防ぐことが可能ことを数式を用いて説明してきた。この数式による説明の中で、位相補間によりオーバーサンプリングすること、及び変調信号ｓ(n)が定包絡線信号であることは、全く用いていない。よって、自己折り返し操作は、オーバーサンプリング後の信号に対しフィルタを適用する場合であれば、どのような場合でも適用可能である。位相補間を用いない場合にも適用可能であり、また、変調信号が定包絡線信号ではない場合にも適用可能である。

例えばＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを抑圧する手法の１つにclip-and-filterと呼ばれるものがある。この手法では、フィルタにより高周波成分を除去する処理を繰り返し行うが、このときに自己折り返し操作を適用し、フィルタで除去した帯域外信号の一部または全てを帯域内に折り返して加算し、誤り率特性の劣化を防ぐことが可能と考えられる。

ここで、一例として、図１４の諸元の場合のＢＥＲ（Bit Error Rate）特性の例を図１５に示す。「実施の形態１」は実施の形態１で述べたように位相補間によりオーバーサンプリングのみを行う場合、「実施の形態２」は本実施の形態で述べたように位相補間によるオーバーサンプリング、及び自己折り返し操作を行う場合である。図１５より、自己折り返し操作を行うことでＢＥＲ特性が向上することが分かる。例えばＢＥＲ＝1.0e−6点では1.6dB向上している。

このように、本実施の形態の送信機は、実施の形態１の送信機と同じ手順で補間処理を実施した後、周波数領域において、帯域制限フィルタで帯域制限を行うとともに、帯域制限実施後の信号に対し、帯域制限フィルタで除去した信号（帯域外信号）の一部または全てを帯域内に折り返して加算することとした。これにより、実施の形態１の構成を採用した場合に生じる波形歪み、すなわち、位相補間後に帯域制限フィルタを適用することで生じる波形歪みを低減することができる。その結果、実施の形態１の送信機において誤り率特性が劣化する問題を低減することが可能である。また、本実施の形態の自己折り返し操作はあくまで同一信号を帯域内に折り返しているだけであるため、この処理によりＰＡＰＲが大きく増加するようなことはなく、実施の形態１と同等のＰＡＰＲを実現できる。

以上のように、本発明にかかる送信機は、ＰＡＰＲを低く抑えた信号を送信する送信機として有用であり、特に、定包絡線信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機に適している。

１１ 変調部、１２ 位相補間部、１３，２２ 帯域制限フィルタ、１４ Ｄ／Ａ変換部、１５ 電力増幅部、１６ アンテナ、２１ ＤＦＴ部、２３ 自己折り返し操作部、２４ ＩＤＦＴ部。

Claims (5)

1. 変調信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機であって、
   情報系列に対して変調処理を実施して定包絡線信号を生成する変調手段と、
   前記定包絡線信号の各信号点の間に、当該信号点と振幅が同一の所定数の信号を、元の信号点を含む各信号点が等間隔となるように挿入する補間手段と、
   前記補間手段による信号挿入処理が実施された後の信号を周波数領域の信号に変換する信号変換手段と、
   前記信号変換手段から出力される周波数領域信号に対して帯域制限を行うとともに、当該帯域制限にて除去された信号である帯域外信号を、当該帯域制限にて除去されなかった信号である帯域内信号に加算する帯域制限フィルタ手段と、を備え、
   前記帯域制限フィルタ手段は、前記帯域外信号の帯域幅Ｗ₁が前記帯域内信号の帯域幅Ｗ₂の２倍を超えている場合、前記帯域内信号の中心周波数を基準として前記帯域外信号を帯域幅Ｗ₂に基づいて複数の信号成分に分割し、分割後の各信号成分を個別に前記帯域内信号に加算する、ことを特徴とする送信機。
2. 前記帯域内信号への加算は、前記帯域外信号の一部で実施することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
3. 前記帯域内信号への加算は、前記帯域外信号成分を、周波数軸上における前記帯域内信号との距離に基づいて個別に周波数シフトさせ、周波数シフト後の信号成分を前記帯域内信号に加算する、ことを特徴とする請求項１または２に記載の送信機。
4. 前記補間手段はＶ倍オーバーサンプリングし、前記信号変換手段及び前記帯域制限フィルタ手段は、前記信号の長さをＮとした場合に、ＶＮ単位で処理を実施することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
5. 変調信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機が実行する送信方法であって、
   情報系列に対して変調処理を実施して定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成ステップと、
   前記定包絡線信号の各信号点の間に、当該信号点と振幅が同一の所定数の信号を、元の信号点を含む各信号点が等間隔となるように挿入する信号挿入ステップと、
   前記信号挿入ステップを実行して得られた信号を周波数領域の信号に変換する信号変換ステップと、
   前記信号変換ステップを実行して得られた周波数領域信号に対して帯域制限を行うとともに、当該帯域制限にて除去された信号である帯域外信号を、当該帯域制限にて除去されなかった信号である帯域内信号に加算する帯域制限ステップと、を含み、
   前記帯域制限ステップは、前記帯域外信号の帯域幅Ｗ₁が前記帯域内信号の帯域幅Ｗ₂の２倍を超えている場合、前記帯域内信号の中心周波数を基準として前記帯域外信号を帯域幅Ｗ₂に基づいて複数の信号成分に分割し、分割後の各信号成分を個別に折り返して前記帯域内信号に加算する、ことを特徴とする送信方法。

Images