JP5458591B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力電源の電圧を安定化して負荷に供給する電源装置に関するものである。

近年、停車時にエンジンを停止し、再走行時にエンジンを始動することにより、停車中の燃料消費を抑制し、省燃費を達成するアイドリングストップ機能付きの車両が開発されている。このような車両はエンジンの再始動時にスタータを駆動することで、バッテリの電圧が大きく低下し、電装品からなる負荷の動作が一時的に停止してしまう可能性がある。そこで、スタータ駆動時でも負荷の動作を継続することができる電源回路が、例えば特許文献１に提案されている。このような電源回路のブロック回路図を図５に示す。

車両に搭載されたメインバッテリ１１０には、オルタネータ１１２、スタータ１１４、および第１グループ補機１１６が接続されている。なお、第１グループ補機１１６はスタータ１１４の駆動によるメインバッテリ１１０の電圧降下が発生して動作が停止しても、問題のない負荷のことである。

さらに、メインバッテリ１１０には、電圧低下保護回路１１８を介して第２グループ補機１２０が接続されている。第２グループ補機１２０はスタータ１１４の駆動によるメインバッテリ１１０の電圧降下が発生しても、動作を継続する必要がある負荷のことである。ここでは、第２グループ補機１２０の動作を継続させるために必要な下限電圧を１１．５Ｖとする。また、電圧低下保護回路１１８は例えば昇圧コンバータで構成される。昇圧コンバータの動作時はメインバッテリ１１０の定格電圧（１２Ｖ）とほぼ同じ電圧を出力するように制御する。ここでは、例えば１２．５Ｖに制御されるものとする。また、電圧低下保護回路１１８にはバイパスリレー１２２が並列接続されている。バイパスリレー１２２のオンオフ制御は制御装置１２４により行われる。

次に、このような電源回路の動作を説明する。アイドリングストップによるエンジン停止時は、オルタネータ１１２による発電が行われないので、第１グループ補機１１６、および第２グループ補機１２０には、メインバッテリ１１０の電力が供給される。この時、電圧低下保護回路１１８による損失を回避するために、制御装置１２４はバイパスリレー１２２をオンにしている。また、電圧低下保護回路１１８は停止した状態である。

アイドリングストップが終了し、スタータ１１４が駆動すると、制御装置１２４はバイパスリレー１２２をオフにするとともに、電圧低下保護回路１１８をオンにする。これにより、スタータ１１４の駆動でメインバッテリ１１０の電圧が低下しても、電圧低下保護回路１１８が昇圧して第２グループ補機１２０に電力を供給するので、第２グループ補機１２０は動作を継続する。

エンジンの再始動が完了し、スタータ１１４が停止すると、制御装置１２４はバイパスリレー１２２をオンにするとともに、電圧低下保護回路１１８をオフにする。これにより、第２グループ補機１２０にはバイパスリレー１２２を介してメインバッテリ１１０の電力が直接供給される。

以上の動作を繰り返すことで、スタータ１１４が駆動してメインバッテリ１１０の電圧が低下しても、第２グループ補機１２０は動作し続けられる。また、スタータ１１４の非駆動時はバイパスリレー１２２によりメインバッテリ１１０の電力が直接第２グループ補機１２０に供給されるので、効率を向上できる。
特開２００５−１１２２５０号公報

上記の電源回路によると、確かにスタータ１１４の駆動時でも第２グループ補機１２０が動作し続けられる上、スタータ１１４の非駆動時はバイパスリレー１２２により高効率が得られるのであるが、第２グループ補機１２０に対し、電圧低下保護回路１１８による電力供給と、バイパスリレー１２２による電力供給を切り替える際に、以下のような課題があった。

図６は上記切り替え時における各種特性図であり、（ａ）はメインバッテリ１１０の電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｂ）はバイパスリレー１２２のタイミングチャートを、（ｃ）は電圧低下保護回路１１８のタイミングチャートを、（ｄ）は出力電圧Ｖｏｕｔの経時変化図を、それぞれ示す。なお、いずれの図も横軸は時刻ｔを示す。

まず、時刻ｔ２０で車両がアイドリングストップ状態であるとする。この時、図示しないエンジンは停止中であるので、オルタネータ１１２は発電を行っていない。従って、メインバッテリ１１０の電圧Ｖｂは図６（ａ）に示すように、定格電圧である１２Ｖを維持する。従って、第２グループ補機１２０が動作するために十分な電圧をメインバッテリ１１０から供給できるので、図２（ｂ）、（ｃ）に示すように、制御装置１２４はバイパスリレー１２２をオンに、電圧低下保護回路１１８をオフにしている。その結果、図２（ｄ）に示すように、電圧低下保護回路１１８とバイパスリレー１２２の接続点における電圧（以下、出力電圧Ｖｏｕｔという）はメインバッテリ１１０と同じ１２Ｖになる。これにより、アイドリングストップ中は、メインバッテリ１１０の電力がバイパスリレー１２２を介して第２グループ補機１２０に供給される。

その後、時刻ｔ２１で制御装置１２４がアイドリングストップ後のエンジン再始動時であると判断する。これにより、上記したように、制御装置１２４はバイパスリレー１２２をオフにするとともに、電圧低下保護回路１１８をオンにするように制御する。この時、制御装置１２４が同時にバイパスリレー１２２と電圧低下保護回路１１８を制御したとしても、電圧低下保護回路１１８である前記昇圧コンバータは起動までに時間がかかる。その結果、図６（ｂ）に示すようにバイパスリレー１２２がオフになっても、図６（ｃ）に示すように電圧低下保護回路１１８は時刻ｔ２１よりも後の時刻ｔ２２でオン状態となる。従って、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２の期間はバイパスリレー１２２と電圧低下保護回路１１８の両方がオフになっている。

ここで、前記昇圧コンバータは一般に、入力端子にコイルが接続され、前記コイルにダイオードのアノードが接続され、前記ダイオードのカソードに出力端子が接続されるとともに、前記コイルと前記ダイオードの接続点、およびグランドの間にスイッチング素子（例えばトランジスタ）が、前記ダイオードと前記出力端子の接続点、および前記グランドの間にコンデンサが、それぞれ接続された構成を有する。従って、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２の期間は電圧低下保護回路１１８がオフ状態であるので、前記スイッチング素子はオフである。ゆえに、電圧低下保護回路１１８の前記入力端子と前記出力端子の間には前記コイルと前記ダイオードが直列に接続された状態となる。

これらのことから、時刻ｔ２１でバイパスリレー１２２がオフになると、メインバッテリ１１０からの電力は、電圧低下保護回路１１８を構成する前記コイルと前記ダイオードの直列回路を介して第２グループ補機１２０に供給される。この時、前記ダイオードは約０．７Ｖの電圧降下を発生する。さらに、バイパスリレー１２２をオフにした瞬間に、前記コイル、コンデンサ、および第２グループ補機１２０に流れる電流ｉによって起こる共振による電圧降下（以下、共振電圧という）が発生する。なお、共振電圧は約０．３Ｖである。従って、バイパスリレー１２２をオフにした時刻ｔ２１では、図６（ｄ）に示すように、前記ダイオードの電圧降下と共振電圧を合計した約１Ｖ分、電圧が低下し、出力電圧Ｖｏｕｔは約１１Ｖまで低下する。その後、共振電圧はすぐになくなるものの、前記ダイオードの電圧降下は継続するので、電圧低下保護回路１１８が起動する時刻ｔ２２までは出力電圧Ｖｏｕｔは約１１．３Ｖとなる。その結果、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２の期間は第２グループ補機１２０の下限電圧１１．５Ｖを下回ることになり、第２グループ補機１２０が停止してしまう可能性があるという課題があった。

その後、時刻ｔ２２で電圧低下保護回路１１８が起動完了し、オンになると、電圧低下保護回路１１８は上記したように１２．５Ｖを出力するので、図６（ｄ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは１２．５Ｖとなる。従って、第２グループ補機１２０を動作させることができる。

その後、時刻ｔ２３でスタータ１１４が駆動すると、図６（ａ）に示すようにメインバッテリ１１０の電圧Ｖｂは急激に低下し、時刻ｔ２４で最低電圧（約６Ｖ）に至る。その後、エンジンの初期始動とともに電圧Ｖｂは上昇する。時刻ｔ２５以降はエンジンがかかり始めるため、スタータ１１４の消費電流が減少してゆき、電圧Ｖｂは緩やかに上昇する。時刻ｔ２６でエンジンの始動が完了すると、スタータ１１４に流れる電流は急激に小さくなるので、電圧Ｖｂも素早く定格電圧（１２Ｖ）に至る。時刻ｔ２７以降は電圧Ｖｂが再び定格電圧を維持する。ここで、エンジンが始動すると、オルタネータ１１２による発電も可能になるが、ここではエンジン始動直後で回転数が低いため、オルタネータ１１２の発電を止めてエンジンの負担を軽くし、省燃費化を図るものとする。従って、エンジン始動後の時刻ｔ２７以降もメインバッテリ１１０の電圧Ｖｂは再び定格電圧を維持している。

この時刻ｔ２３から時刻ｔ２７までの期間は、図６（ｂ）、（ｃ）に示すように、バイパスリレー１２２がオフで、電圧低下保護回路１１８がオンの状態を維持する。ゆえに、この間は図６（ｄ）の点線で示したように電圧Ｖｂが大きく変動するが、メインバッテリ１１０の電圧Ｖｂを電圧低下保護回路１１８が１２．５Ｖに昇圧して第２グループ補機１２０に電力を供給するので、第２グループ補機１２０は動作し続ける。

その後、エンジン再始動が完了した後の時刻ｔ２８で、制御装置１２４はバイパスリレー１２２をオンにするとともに、電圧低下保護回路１１８をオフにするように制御する。この時、制御装置１２４が同時にバイパスリレー１２２と電圧低下保護回路１１８を制御したとしても、バイパスリレー１２２は磁力により機械的に接点を動かしてオンになるため、その動作が完了するまでに時間がかかる。その結果、図６（ｃ）に示すように、時刻ｔ２８で電圧低下保護回路１１８がオフになっても、図６（ｂ）に示すようにバイパスリレー１２２は時刻ｔ２８よりも後の時刻ｔ２９でオン状態となる。従って、時刻ｔ２８から時刻ｔ２９の期間は、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２の期間と同様に、バイパスリレー１２２と電圧低下保護回路１１８の両方がオフになっている。

ゆえに、時刻ｔ２８から時刻ｔ２９の期間は、図６（ｄ）に示すように、前記ダイオードの電圧降下分、メインバッテリ１１０の電圧Ｖｂ（時刻ｔ２７以降は定格電圧１２Ｖ）より低い電圧、すなわち１１．３Ｖが第２グループ補機１２０に印加されることになる。従って、この期間も第２グループ補機１２０が停止してしまう可能性があるという課題があった。なお、共振電圧は停止状態の電圧低下保護回路１１８に電流ｉが流れた瞬間に発生するので、時刻ｔ２８のように電圧低下保護回路１１８が動作状態から停止状態になる場合は発生しない。

時刻ｔ２９でバイパスリレー１２２がオンになると、時刻ｔ２０と同じ状態になるので、第２グループ補機１２０にはメインバッテリ１１０の電力がバイパスリレー１２２を介して供給される。

以上のことから、図５の電源回路では、電圧低下保護回路１１８とバイパスリレー１２２のオンオフ状態を切り替える際に、第２グループ補機１２０への電圧が低下してしまう可能性があるという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、昇圧コンバータとリレーのオンオフ状態を切り替えても、負荷に安定した電圧が供給できる電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、入力電源と、規定電圧（Ｖｒ）以上の電圧で動作する負荷と、前記入力電源に入力端子が、前記負荷に出力端子が、それぞれ電気的に接続され、前記出力端子における出力電圧（Ｖｏｕｔ）が前記規定電圧（Ｖｒ）以上になるように安定化する昇圧コンバータと、前記入力端子と前記出力端子に電気的に接続されるリレーと、前記入力電源、昇圧コンバータ、およびリレーに電気的に接続され、前記昇圧コンバータを動作させて前記入力端子から前記出力端子へ電力を出力する第１状態と、前記リレーをオンにして前記入力端子から前記出力端子へ電力を出力する第２状態とを切り替える際に、前記昇圧コンバータの動作と前記リレーのオン状態が同時に行われるように制御する制御回路と、を備え、前記昇圧コンバータは、前記入力端子、または前記出力端子の電流（Ｉ）が制限値（Ｉｒ）以下になるように制御する電流制御回路を備えるとともに、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が制御目標電圧（Ｖｃ）となるように制御し、前記制御回路は、前記入力電源の電圧（Ｖｂ）が前記規定電圧（Ｖｒ）よりも低下する前に、前記昇圧コンバータを起動してから前記リレーをオフにすることで、前記第２状態から前記第１状態に切り替え、前記昇圧コンバータが起動してから前記リレーがオフするまでの間、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が前記規定電圧（Ｖｒ）より所定電圧（Ｖｓ）だけ高くなるように制御目標電圧（Ｖｃ）を設定するようにしたものである。
また、本発明の電源装置は、入力電源と、規定電圧（Ｖｒ）以上の電圧で動作する負荷と、前記入力電源に入力端子が、前記負荷に出力端子が、それぞれ電気的に接続され、前記出力端子における出力電圧（Ｖｏｕｔ）が前記規定電圧（Ｖｒ）以上になるように安定化する昇圧コンバータと、前記入力端子と前記出力端子に電気的に接続されるリレーと、前記入力電源、昇圧コンバータ、およびリレーに電気的に接続され、前記昇圧コンバータを動作させて前記入力端子から前記出力端子へ電力を出力する第１状態と、前記リレーをオンにして前記入力端子から前記出力端子へ電力を出力する第２状態とを切り替える際に、前記昇圧コンバータの動作と前記リレーのオン状態が同時に行われるように制御する制御回路と、を備え、前記昇圧コンバータは、前記入力端子、または前記出力端子の電流（Ｉ）が制限値（Ｉｒ）以下になるように制御する電流制御回路を備えるとともに、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が制御目標電圧（Ｖｃ）となるように制御し、前記制御回路は、前記入力電源の電圧（Ｖｂ）が前記規定電圧（Ｖｒ）よりも低下する前に、前記昇圧コンバータを起動してから前記リレーをオフにすることで、前記第２状態から前記第１状態に切り替え、前記昇圧コンバータが起動してから前記入力電源電圧（Ｖｂ）が前記規定電圧（Ｖｒ）よりも低下するまでの間、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が前記規定電圧（Ｖｒ）より所定電圧（Ｖｓ）だけ高くなるように制御するようにしたものである。

本発明の電源装置によれば、昇圧コンバータとリレーのオンオフ状態を切り替える際に、両者のオン状態が同時に行われるように制御するので、昇圧コンバータやリレーがオンになるまでに時間がかかっても、その間は他方から負荷に電力を供給することができる。従って、切替に伴う負荷への電圧低下可能性が低減され、安定した電圧が供給できるという効果が得られる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照しながら説明する。なお、ここではアイドリングストップ機能を有する車両に電源装置を適用した場合について説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１における電源装置の昇圧コンバータとリレーのオンオフ状態の切り替え時における各種特性図であり、（ａ）は入力電源電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｂ）はリレーのタイミングチャートを、（ｃ）は昇圧コンバータのタイミングチャートを、（ｄ）は昇圧コンバータの入力端子における電流Ｉの経時変化図を、（ｅ）は昇圧コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの経時変化図を、（ｆ）は制限値Ｉｒを負荷電流Ｉｂと等しくした際の、昇圧コンバータの入力端子における電流Ｉの経時変化図を、それぞれ示す。なお、いずれの図も横軸は時刻ｔを示す。また、図１において、太線は電力系配線を、細線は信号系配線を、それぞれ示す。

図１において、電源装置１０は次の構成を有する。まず、車両用のバッテリである入力電源１１は、昇圧コンバータ１３を介して負荷１５に電気的に接続されている。具体的には、昇圧コンバータ１３の入力端子１７に入力電源１１が、出力端子１９に負荷１５が、それぞれ接続されている。なお、入力電源１１と負荷１５はグランド端子２１に接続されている。昇圧コンバータ１３は、入力電源１１の電圧（以下、入力電源電圧Ｖｂという）を昇圧して、出力端子１９における出力電圧Ｖｏｕｔが規定電圧Ｖｒ以上になるように安定化する動作を行う。なお、昇圧コンバータ１３の詳細構成については後述する。また、負荷１５は規定電圧Ｖｒ（本実施の形態１では１１．５Ｖとした）以上の電圧で動作する電装品である。

入力端子１７と出力端子１９の間には、リレー２３が電気的に接続されている。リレー２３がオンになることにより、入力電源１１の電力が直接負荷１５に供給される。また、入力電源１１にはエンジン（図示せず）を始動するためのスタータ２５が電気的に接続されている。なお、入力電源１１とスタータ２５の間には、図示しないスイッチが接続されており、前記スイッチによりスタータ２５の駆動、停止が制御される。

入力電源１１、昇圧コンバータ１３、およびリレー２３は、制御回路２７が信号系配線で電気的に接続されている。制御回路２７はマイクロコンピュータと周辺回路から構成され、入力電源電圧Ｖｂを読み込むとともに、昇圧コンバータ１３に対し、その動作、停止を制御する制御信号ｃｏｎｔ、出力電圧Ｖｏｕｔの制御目標電圧Ｖｃ、入力端子１７の電流Ｉの制限値Ｉｒを出力する。さらに、リレー２３に対し、そのオンオフを制御するオンオフ信号ＳＷを出力する。なお、制御目標電圧Ｖｃは規定電圧Ｖｒに基いて設定されるが、その具体例は後述する。また、車両側制御回路（図示せず）との間でデータ信号ｄａｔａにより様々なデータを送受信している。

次に、昇圧コンバータ１３の詳細構成について説明する。まず、昇圧コンバータ１３の昇圧回路部分は非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータで構成される。具体的には、入力端子１７と出力端子１９の間には、インダクタンス素子２９とダイオードからなる整流素子３１が、入力端子１７側からこの順に直列に接続されている。ここで、整流素子３１は出力端子１９側がカソードになるように接続される。また、インダクタンス素子２９と整流素子３１のアノードとの接続点には、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ３３という）と、入力端子１７の電流Ｉに比例した電流を検出する電流検出器３５の直列回路が、前記接続点側からこの順に接続されている。電流検出器３５の他端はグランド端子２１に接続されている。さらに、入力端子１７とグランド端子２１の間、および、出力端子１９とグランド端子２１の間には、それぞれ平滑コンデンサ３７が接続されている。

ここで、電流検出器３５は、例えば抵抗器等を用いて構成されており、前記抵抗器に流れる電流に比例して発生した電圧のピーク値を求めることで、入力端子１７に流れる電流Ｉに比例した電圧を出力するようにしている。

出力端子１９には、出力電圧Ｖｏｕｔを制御目標電圧Ｖｃと比較するための制御目標電圧比較器４１に接続されている。制御目標電圧比較器４１はオペアンプで構成され、その負入力に出力端子１９が、正入力に制御目標電圧出力源４３が、それぞれ接続される。なお、制御目標電圧出力源４３は制御回路２７から出力された制御目標電圧Ｖｃの信号を受信することにより、前記オペアンプの正入力に制御目標電圧Ｖｃを出力する機能を有する。制御目標電圧比較器４１の出力は、出力電圧Ｖｏｕｔの制御目標電圧Ｖｃに対する誤差が大きくなるほど低い電圧となる。

一方、電流検出器３５で検出された電流Ｉの出力信号線は、制限電流比較器４５に接続されている。制限電流比較器４５もオペアンプで構成され、その負入力に前記出力信号線が接続されている。従って、制限電流比較器４５の負入力には、入力端子１７や出力端子１９に流れる電流Ｉに比例した電圧が入力される。また、制限電流比較器４５の正入力には、制限値出力源４７が接続されている。なお、制限値出力源４７は制御回路２７から出力された制限値Ｉｒの信号を受信することにより、制限電流比較器４５の正入力に制限値Ｉｒに相当する電圧を出力する機能を有する。制限電流比較器４５の出力は、電流Ｉの制限値Ｉｒに対する誤差が大きくなるほど低い電圧となる。このように、電流検出器３５、制限電流比較器４５、および制限値出力源４７と、制御回路２７による制限値出力源４７の制御により、電流制御回路が構成される。なお、以下の説明では、電流Ｉは入力端子１７の電流として述べる。

制御目標電圧比較器４１の出力、および制限電流比較器４５の出力は、最小電圧出力回路４９に入力される。最小電圧出力回路４９は、入力された制御目標電圧比較器４１の出力と制限電流比較器４５の出力の内、低い方の電圧を出力する。この出力はパルス波形出力回路５１に入力される。パルス波形出力回路５１は最小電圧出力回路４９の出力に応じたパルス波形信号ＰＷＭをＦＥＴ３３に出力する。これにより、ＦＥＴ３３はパルス波形信号ＰＷＭのオンオフ比（以下、デューティという）に応じたオンオフ動作を繰り返す。

このような回路構成とすることにより、昇圧コンバータ１３は出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｃとなるように、かつ、入力端子１７の電流Ｉが制限値Ｉｒとなるように制御する。ここで、制限値Ｉｒは昇圧コンバータ１３の過電流を抑制するために、通常時に負荷１５に流れる電流Ｉよりも高い値に設定される。従って、制限電流比較器４５の出力は高くなるので、過電流が流れない通常時は、出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｃになるように制御される。また、過電流が流れる状態、すなわち、後述するように昇圧コンバータ１３の動作とリレー２３のオンが同時に行われる状態では、上記した出力電圧Ｖｏｕｔは入力端子１７の電圧に固定され、電圧制御ができなくなるため、入力端子１７の電流Ｉの制御が行われる。この時、出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｃより低い場合は、電流Ｉは制限値Ｉｒになるよう制御される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｃより高い場合は、ＦＥＴ３３はパルス波形信号ＰＷＭのデューティが０になるように制御される。

次に、このような電源装置１０における動作について、図２を用いて説明する。

図２において、時刻ｔ０は車両がアイドリングストップ中である。この時はスタータ２５は停止しているので、入力電源電圧Ｖｂは、図２（ａ）に示すように定格電圧である１２Ｖとなっている。従って、入力電源１１の電力を負荷１５に直接供給することができるので、図２（ｂ）に示すように、リレー２３はオンになっている。また、図２（ｃ）に示すように、昇圧コンバータ１３は停止状態である。これらのことから、図２（ｄ）に示すように、入力端子１７に流れる電流Ｉは０Ａであり、図２（ｅ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電源電圧Ｖｂと等しく１２Ｖとなる。このように、リレー２３をオンにして入力端子１７から出力端子１９へ電力を出力する状態を、以下、第２状態という。

その後、制御回路２７は、時刻ｔ１で車両側制御回路からエンジンを始動する信号をデータ信号ｄａｔａとして受信する。なお、エンジンの始動は、例えば運転者がブレーキペダルからアクセルペダルに踏み替えた状態を前記車両側制御回路が検出することにより判断する。エンジンの始動信号を受信すると、制御回路２７は、図２（ｂ）に示すように、リレー２３をオンにしたままの状態で、図２（ｃ）に示すように、昇圧コンバータ１３が動作を開始するよう制御信号ｃｏｎｔを送信する。これを受け、昇圧コンバータ１３は時刻ｔ１から昇圧動作を開始する。この時、制御回路２７は制御目標電圧Ｖｃを１２．５Ｖとするよう制御目標電圧出力源４３に信号を送信する。なお、本実施の形態１では、制御目標電圧Ｖｃを常に１２．５Ｖの一定としている。制御目標電圧Ｖｃを１２．５Ｖにした理由は次の通りである。入力電源１１の定格電圧は１２Ｖであり、昇圧コンバータ１３は昇圧しかできないので、定格電圧より高く、かつ、できるだけ昇圧比を小さくして損失を低減できる電圧とすることが望ましい。そこで、そのような電圧として１２．５Ｖと決定した。

また、制御回路２７は制限値出力源４７に対し、電流の制限値Ｉｒを、リレー２３がオンの時の値Ｉ１として出力する。ここで、前記値Ｉ１は負荷１５に流れる負荷電流Ｉｂの最大値と決定し、あらかじめ制御回路２７に記憶してある。なお、制限値Ｉｒは、図示しない負荷電流検出回路により、昇圧コンバータ１３が動作を開始する時の負荷電流Ｉｂを検出し、それに基いて設定するようにしてもよい。

これらにより、昇圧コンバータ１３は入力端子１７の電流Ｉが前記値Ｉ１になるように、かつ、出力電圧Ｖｏｕｔが１２．５Ｖになるように動作する。その結果、時刻ｔ１以降で、図２（ｄ）に示すように、入力端子１７の電流Ｉは経時的に増加する。一方、昇圧コンバータ１３は出力電圧Ｖｏｕｔを１２．５Ｖにするように動作しているものの、時刻ｔ１ではリレー２３がオンのままであるので、出力電圧Ｖｏｕｔは１２Ｖのままである。

次に、時刻ｔ２で、図２（ｄ）に示すように、入力端子１７の電流Ｉが制限値Ｉｒ（＝Ｉ１）に至る。これにより、昇圧コンバータ１３は電流Ｉが制限値Ｉｒを維持するように動作し、過電流を防止する。この状態で昇圧コンバータ１３の起動が完了する。なお、この時点では、図２（ｂ）に示すように、まだリレー２３がオンのままであるので、図２（ｅ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは１２Ｖを維持する。

ここで、図２（ｄ）に示すように、昇圧コンバータ１３は電流Ｉが制限値Ｉｒになるように制御されているが、上記したように制限値Ｉｒは負荷電流Ｉｂの最大値（＝Ｉ１）と設定しているので、前記最大値まで一時的に電流Ｉが増加している。これに対し、制限値Ｉｒを昇圧コンバータ１３が動作を開始した時刻ｔ１における負荷電流Ｉｂに基いて設定した場合を図２（ｆ）により説明する。なお、ここでは、制限値Ｉｒを時刻ｔ１における負荷電流Ｉｂと等しくなるように設定したものとして述べる。また、以下の説明において、特に説明のない部分は、図２（ｄ）と図２（ｆ）における電流Ｉの挙動は同一である。

一般に、負荷１５は、常時最大負荷電流で動作することは少なく、通常は起動時や間欠的に最大負荷電流を消費する動作を行う。従って、ここでは時刻ｔ１における負荷電流Ｉｂが最大負荷電流（本実施の形態１ではＩ１に相当）よりも小さいものとする。これにより、図２（ｆ）に示すように、入力端子１７に流れる電流Ｉは、図２（ｄ）の時刻ｔ２よりも早い段階で制限値Ｉｒ（＝Ｉｂ）に至る。その後は上記したように、昇圧コンバータ１３は電流Ｉが制限値Ｉｒを維持するように動作する。この電流Ｉは負荷電流Ｉｂと等しいので、負荷１５に供給される負荷電流Ｉｂは全て昇圧コンバータ１３を流れる。従って、図２（ｄ）よりも低い電流Ｉが流れることになるので、図２（ｄ）に比較して電流Ｉの増加が抑制され、効率が向上する。

昇圧コンバータ１３の起動完了後である時刻ｔ３で、制御回路２７は図２（ｂ）に示すように、リレー２３をオフにすると同時に、図２（ｄ）の太点線に示すように、電流Ｉの制限値Ｉｒを、リレー２３がオフする前の値Ｉ１より大きい値Ｉ２に設定するよう制限値出力源４７を制御する。その結果、時刻ｔ３における電流ＩはＩ＝Ｉ１であったので、それよりも大きい制限値Ｉｒ（＝Ｉ２）が設定されると、制限電流比較器４５の出力が大きくなる。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは１２Ｖから上昇し、制御目標電圧Ｖｃ（＝１２．５Ｖ）になる。これにより、制御目標電圧比較器４１の出力は制限電流比較器４５の出力よりも小さくなる。ゆえに、昇圧コンバータ１３は、出力電圧Ｖｏｕｔを制御目標電圧Ｖｃにする制御を優先する。これらのことから、図２（ｅ）に示すように、時刻ｔ３で出力電圧Ｖｏｕｔは制御目標電圧Ｖｃ（＝１２．５Ｖ）と等しくなる。

このように、昇圧コンバータ１３は制限値Ｉｒによる電流Ｉの制御から、制御目標電圧Ｖｃによる出力電圧Ｖｏｕｔの制御に切り替わるが、時刻ｔ３の時点では入力端子１７の電圧は１２Ｖであり、出力電圧Ｖｏｕｔは１２．５Ｖであるので、昇圧コンバータ１３の昇圧比が小さい。従って、電流Ｉは時刻ｔ３における負荷電流Ｉｄとほぼ等しい値となる。ここで、時刻ｔ３までは、電流Ｉが制限値Ｉｒ（＝Ｉ１）になるように制御されており、制限値Ｉｒは最大負荷電流であったので、負荷１５に最大負荷電流が流れていなければ、図２（ｄ）の時刻ｔ３に示すように、電流Ｉは低下することになる。

なお、制限値Ｉｒを昇圧コンバータ１３の動作開始時（時刻ｔ１）における負荷電流Ｉｂと設定した場合は、図２（ｆ）に示すように、時刻ｔ３でリレー２３がオフになると、上記したように昇圧コンバータ１３により出力電圧Ｖｏｕｔが１２．５Ｖになるので、その分、電流Ｉが若干上昇する。

このように、制限値Ｉｒをどのような値に設定したか、また時刻ｔ１や時刻ｔ３における負荷電流Ｉｂの大きさに応じて、時刻ｔ３における電流Ｉの上昇や低下が決まる。

以上のことから、時刻ｔ３で入力電源１１の電力は昇圧コンバータ１３を介して負荷１５に供給される。このように、昇圧コンバータ１３を動作させて入力端子１７から出力端子１９へ電力を出力する状態を、以下、第１状態という。

なお、時刻ｔ３で制限値ＩｒをＩ１から、それより大きいＩ２に設定したのは、後述するようにスタータ２５の駆動に伴い、時刻ｔ４以降で入力端子１７の電流ＩがＩ１を超えるためである。すなわち、もし制限値ＩｒをＩ１のままとしていれば、昇圧コンバータ１３はＩ１を超えないように制御するため、その分、出力電圧Ｖｏｕｔが低下してしまう。これを避けるために制限値Ｉｒを変更するようにしている。

なお、制限値Ｉｒを最初から大きい値Ｉ２に設定しておく構成でもよいが、この場合は時刻ｔ２以降も電流Ｉが増加し続けるため、昇圧コンバータ１３での損失が大きくなる。従って、大電流が流れるスタータ２５の駆動時のみ制限値Ｉｒを大きく設定する本実施の形態１の制御が望ましい。

また、制限値Ｉｒについては、最大負荷電流より小さく、かつ時刻ｔ１における負荷電流Ｉｂに基いて、それより大きく（例えば一定比率で大きく）設定する構成としてもよいが、負荷電流Ｉｂより小さく設定する構成は以下の理由で望ましくない。すなわち、もし制限値Ｉｒを負荷電流Ｉｂより小さく設定すると、時刻ｔ３でリレー２３をオンにした時に、昇圧コンバータ１３は負荷１５に十分な電力を供給するために、電流Ｉを急激に大きくする必要がある。しかし、昇圧コンバータ１３の応答性によっては動作が遅れ、出力電圧Ｖｏｕｔが若干低下する可能性がある。従って、制限値Ｉｒの設定は負荷電流Ｉｂを考慮して行っている。

次に、時刻ｔ４で、車両側制御回路がエンジンを始動するために、入力電源１１の電力でスタータ２５を駆動する。その結果、図２（ａ）に示すように、入力電源電圧Ｖｂは急激に低下する。そして、図２（ｅ）の太点線に示すように、入力電源電圧Ｖｂは規定電圧Ｖｒを下回る。これに対し、昇圧コンバータ１３は出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｃ（＝１２．５Ｖ）になるように制御しているので、図２（ｅ）に示すように、入力電源電圧Ｖｂが急減しても出力電圧Ｖｏｕｔは制御目標電圧Ｖｃを維持する。その結果、スタータ２５が駆動しても、負荷１５への電圧は制御目標電圧Ｖｃのままであるので、負荷１５を安定して動作させ続けられる。なお、時刻ｔ４以降では、入力電源電圧Ｖｂが低下するため、昇圧コンバータ１３の昇圧比が大きくなる。その結果、パルス波形信号ＰＷＭのデューティが大きくなるため、図２（ｄ）に示すように、入力端子１７の電流Ｉも増加する。

次に、図２（ａ）に示すように、時刻ｔ５で入力電源電圧Ｖｂが最小となり、その後、時刻ｔ６まで段階的に入力電源電圧Ｖｂが上昇する。時刻ｔ６では、入力電源電圧Ｖｂが定格電圧（１２Ｖ）に戻り、エンジンの再始動が完了する。なお、本実施の形態１においても、図６の時刻ｔ２７の説明で述べたように、エンジン再始動直後はオルタネータ（図示せず）による発電を行わないようにしている。従って、エンジン再始動後も入力電源電圧Ｖｂはアイドリングストップ時と同じ定格電圧（＝１２Ｖ）になる。

この時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間は昇圧コンバータ１３が動作し、リレー２３がオフの第１状態であるので、図２（ｅ）の太点線に示すように入力電源電圧Ｖｂが大きく変動しても、出力電圧Ｖｏｕｔは安定した制御目標電圧Ｖｃを出力し続ける。なお、この期間は、入力電源電圧Ｖｂの上昇に伴い、昇圧コンバータ１３の昇圧比が小さくなるため、パルス波形信号ＰＷＭのデューティが小さくなり、図２（ｄ）に示すように、入力端子１７の電流Ｉは低下する。

次に、時刻ｔ６で入力電源電圧Ｖｂが定格電圧に戻ると、時刻ｔ３から時刻ｔ４までと同じ状態になり、負荷１５への電力は昇圧コンバータ１３を介して供給される。

その後、制御回路２７は、時刻ｔ７でエンジン再始動完了信号をデータ信号ｄａｔａにより受信すると、図２（ｂ）に示すように、リレー２３をオンにすると同時に、図２（ｄ）の太点線に示すように、電流Ｉの制限値ＩｒをＩ２からＩ１に下げるよう制限値出力源４７を制御する。これにより、図２（ｅ）に示すように、時刻ｔ７以降では、出力電圧Ｖｏｕｔはリレー２３により入力電源電圧Ｖｂと等しい１２Ｖとなる。この状態は時刻ｔ１から時刻ｔ２と同じであるので、図２（ｄ）に示すように、入力端子１７の電流Ｉは経時的に上昇し、時刻ｔ８で制限値Ｉｒ（＝Ｉ１）に至ると、その値を維持する。

なお、上記したように、制限値Ｉｒを時刻ｔ１における負荷電流Ｉｂと等しく設定した場合は、図２（ｄ）の時刻ｔ７から時刻ｔ８における電流Ｉの上昇はなく、図２（ｆ）に示すように、時刻ｔ７で電流Ｉが負荷電流Ｉｂになるように若干低下し、その後、負荷電流Ｉｂを維持する。

次に、時刻ｔ９で、制御回路２７は図２（ｃ）に示すように、昇圧コンバータ１３の動作を停止する。その結果、図２（ｄ）に示すように、入力端子１７の電流Ｉは０Ａとなり、時刻ｔ０と同じ状態に戻る。

このような動作から、図２（ｅ）に示すように、アイドリングストップ後にスタータ２５が駆動して入力電源電圧Ｖｂが大きく変動しても、出力電圧Ｖｏｕｔは常に規定電圧Ｖｒを下回ることがない。その結果、負荷１５の安定動作が可能となる。

以上の動作をまとめると、次のようになる。制御回路２７は第１状態と第２状態とを切り替える際に、昇圧コンバータ１３の動作とリレー２３のオン状態が同時に行われるように制御する。

具体的には、第２状態から第１状態に切り替える際には、制御回路２７は昇圧コンバータ１３を起動してからリレー２３をオフにする。従って、昇圧コンバータ１３が停止し、かつ、リレー２３がオフになる期間がなくなるので、負荷１５への電力供給が途切れない。なお、この時に、入力電源電圧Ｖｂが規定電圧Ｖｒよりも低下する前、すなわちスタータ２５を駆動する前に、昇圧コンバータ１３を起動してからリレー２３をオフにする動作を行っている。これにより、昇圧コンバータ１３による昇圧動作が必要な時、すなわちスタータ２５の駆動時には、すでに起動が完了しており、かつ、リレー２３がオフであるので、昇圧コンバータ１３により昇圧された電圧のみが負荷１５に印加される。これにより、さらに負荷１５の安定動作が可能となる。

なお、スタータ２５の駆動と関係なく、例えばアイドリングストップが行われていれば直ちに第２状態から第１状態に切り替えてもよいが、この場合は、入力電源電圧Ｖｂがスタータ２５の駆動により降下するよりも以前から継続して昇圧コンバータ１３を動作させ続けることになるので、その分の損失が大きくなる。ゆえに、本実施の形態１で述べたように、入力電源電圧Ｖｂが規定電圧Ｖｒよりも低下する、できるだけ直近で第２状態から第１状態に切り替える方がよい。

また、第１状態から第２状態に切り替える際には、制御回路２７は、昇圧コンバータ１３を停止する際に、あらかじめリレー２３をオンにする。この場合も、昇圧コンバータ１３が停止し、かつ、リレー２３がオフになる期間がなくなるので、負荷１５への電圧低下が起こらない。

以上の構成、動作により、第１状態と第２状態とを切り替える際に、昇圧コンバータ１３の動作とリレー２３のオン状態が同時に行われるので、負荷１５への電圧低下が起こらず、安定した動作が可能となる電源装置１０を実現できる。

なお、本実施の形態１では、入力端子１７の電流Ｉが制限値Ｉｒに至るように電流制御回路が制御する場合について説明したが、これは出力端子１９の電流に対する制御であってもよい。

また、本実施の形態１では、入力端子１７の電流ＩをＦＥＴ３３のソースとグランドの間に設けた電流検出器３５によって検出しているが、この電流検出器３５はインダクタンス素子２９と直列に接続する構成としてもよい。この場合は、電流検出器３５における電流のピーク値検出が不要となり、電流検出器３５を簡単な構成とすることができる。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２における電源装置の昇圧コンバータとリレーのオンオフ状態の切り替え時における各種特性図であり、（ａ）は入力電源電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｂ）はリレーのタイミングチャートを、（ｃ）は昇圧コンバータのタイミングチャートを、（ｄ）は昇圧コンバータの入力端子における電流Ｉの経時変化図を、（ｅ）は昇圧コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの経時変化図を、それぞれ示す。図４は、本発明の実施の形態２における電源装置の入力電源の通常時電圧が高い場合の昇圧コンバータとリレーのオンオフ状態の切り替え時における各種特性図であり、（ａ）は入力電源電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｂ）はリレーのタイミングチャートを、（ｃ）は昇圧コンバータのタイミングチャートを、（ｄ）は昇圧コンバータの入力端子における電流Ｉの経時変化図を、（ｅ）は昇圧コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの経時変化図を、それぞれ示す。なお、いずれの図も横軸は時刻ｔを示す。

本実施の形態２における電源装置１０の構成は、実施の形態１の図１と同じであるので、説明を省略する。すなわち、本実施の形態２の特徴は、昇圧コンバータ１３の制御目標電圧Ｖｃを制御する点である。以下、この特徴となる動作を中心に説明する。

図３において、時刻ｔ４までは図２と同じであるので、詳細な説明を省略する。なお、昇圧コンバータ１３が起動して動作を開始する時刻ｔ１から時刻ｔ４までは、実施の形態１と同様に、制御回路２７は制御目標電圧Ｖｃが１２．５Ｖとなるように制御目標電圧出力源４３を制御している。

時刻ｔ４でスタータ２５が駆動すると、図３（ａ）に示すように、急激に入力電源電圧Ｖｂが低下し、規定電圧Ｖｒよりも低下する。制御回路２７は、入力電源電圧Ｖｂを検出しているので、時刻ｔ４の直後に入力電源電圧Ｖｂが規定電圧Ｖｒよりも低下したことを検出すると、出力電圧Ｖｏｕｔが規定電圧Ｖｒ（＝１１．５Ｖ）になるように制御目標電圧Ｖｃを変更する。具体的には、制御目標電圧Ｖｃが１１．５Ｖとなるように制御目標電圧出力源４３を制御する。その結果、図３（ｅ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは時刻ｔ４で規定電圧Ｖｒ（＝１１．５Ｖ）に低下し、以後、昇圧コンバータ１３はその値を維持するように制御する。

このように動作することにより、時刻ｔ４以降で、昇圧コンバータ１３は出力電圧Ｖｏｕｔが１１．５Ｖになるように入力電源電圧Ｖｂを昇圧するので、実施の形態１のように制御目標電圧Ｖｃが１２．５Ｖのままの場合に比べ、時刻ｔ４以降での昇圧コンバータ１３の昇圧比を下げることができる。従って、昇圧コンバータ１３の損失を低減することができ、かつ、負荷１５を十分に駆動し続けることができる。

その後、スタータ２５が駆動を開始し、図３（ａ）に示すように、時刻ｔ５以降で入力電源電圧Ｖｂが上昇すると、図３（ｅ）に示すように、時刻ｔ１０で出力電圧Ｖｏｕｔ（＝１１．５Ｖ）と一致する。しかし、昇圧コンバータ１３を構成するＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵された整流素子３１の電圧降下（０．７Ｖ）が発生するため、昇圧コンバータ１３は入力電源電圧Ｖｂが１２．２Ｖ（＝１１．５Ｖ＋０．７Ｖ）に至るまでは出力電圧Ｖｏｕｔが１１．５Ｖになるように昇圧動作を継続する。従って、時刻ｔ６で入力電源電圧Ｖｂは定格電圧の１２Ｖで安定し、１２．２Ｖに至ることはないので、時刻ｔ６以降も出力電圧Ｖｏｕｔは１１．５Ｖを維持する。

その後の時刻ｔ７以降の動作は実施の形態１と同じである。また、昇圧コンバータ１３が停止する時刻ｔ９までは、制御目標電圧Ｖｃは規定電圧Ｖｒ（＝１１．５Ｖ）のままとしている。

これまでに述べた本実施の形態２における特徴となる動作をまとめると、昇圧コンバータ１３の制御目標電圧Ｖｃを起動時には１２．５Ｖに設定し、入力電源電圧Ｖｂが規定電圧Ｖｒ（＝１１．５Ｖ）よりも低下すると、それ以降は制御目標電圧Ｖｃを規定電圧Ｖｒに設定する動作となる。これを換言すると、制御回路２７は、昇圧コンバータ１３が起動してから入力電源電圧Ｖｂが規定電圧Ｖｒよりも低下するまでの間、出力電圧Ｖｏｕｔが規定電圧Ｖｒより所定電圧Ｖｓだけ高くなるように制御することになる。ここで、所定電圧Ｖｓは昇圧コンバータ１３の起動時の制御目標電圧Ｖｃ（＝１２．５Ｖ）と規定電圧Ｖｒの差であり、本実施の形態２ではＶｓ＝１Ｖとなる。

以上の構成、動作により、入力電源電圧Ｖｂが規定電圧Ｖｒよりも低下した後は制御目標電圧Ｖｃを規定電圧Ｖｒに下げるので、その分、昇圧比が小さくなり、昇圧コンバータ１３の損失が低減された状態で、負荷１５に安定した電圧を印加することが可能な電源装置１０を実現できる。

なお、以上に述べたように、制御目標電圧Ｖｃを一時的に高くするのではなく、Ｖｃ＝１１．５Ｖ（＝規定電圧Ｖｒ）で一定とすると、時刻ｔ１において昇圧コンバータ１３が起動した時、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電源電圧Ｖｂと等しく１２Ｖであるので、パルス波形出力回路５１のパルス波形信号ＰＷＭはデューティが０となり、ＦＥＴ３３はオフとなる。従って、負荷１５への電流はリレー２３を介して流れ、昇圧コンバータ１３には電流が流れない。この状態で時刻ｔ３においてリレー２３がオフになると出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、制御目標電圧Ｖｃ（＝１１．５Ｖ）を下回るとパルス波形信号ＰＷＭによりＦＥＴ３３がオンオフを開始する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが１１．５Ｖに安定化されるが、この電圧制御に遅れが発生するので、出力電圧Ｖｏｕｔは一時的に不安定になる。従って、本実施の形態２では制御目標電圧Ｖｃを一時的に高くすることにより、時刻ｔ３において、既に昇圧コンバータ１３が起動し、負荷１５に電流を供給している状態となるので、リレー２３をオフにしても出力電圧Ｖｏｕｔは安定する。

また、入力電源電圧Ｖｂが常に、上記した１２．２Ｖ（＝１１．５Ｖ＋０．７Ｖ）を超えない場合は、時刻ｔ３でリレー２３をオフにすると同時に、制御目標電圧Ｖｃを１１．５Ｖ（＝規定電圧Ｖｒ）に設定してもよい。この動作を換言すると、制御回路２７は、昇圧コンバータ１３が起動してからリレー２３がオフするまでの間、出力電圧Ｖｏｕｔが規定電圧Ｖｒより所定電圧Ｖｓだけ高くなるように制御目標電圧Ｖｃを設定することになる。この場合、例えば入力電源電圧Ｖｂが１２．２Ｖより低い１２Ｖであるとすると、時刻ｔ３でリレー２３がオフした後は、出力電圧Ｖｏｕｔが整流素子３１の電圧降下分（＝０．７Ｖ）低下し、１１．３Ｖとなる。この電圧は制御目標電圧Ｖｃ（＝１１．５Ｖ）を下回るため、パルス波形信号ＰＷＭによりＦＥＴ３３がオンオフ動作を行い、出力電圧Ｖｏｕｔが１１．５Ｖになるように制御される。従って、時刻ｔ４で入力電源電圧Ｖｂが低下しても出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させることができる。

以上に説明した本実施の形態２では入力電源電圧Ｖｂの定格電圧が１２Ｖの場合について説明したが、次に、これが例えば１３Ｖまで上がっていた場合について図４により説明する。なお、図４において、制御回路２７により行われる制御目標電圧Ｖｃや電流Ｉの制御値Ｉｒの変更動作は、図３の動作と全く同じである。

まず、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの動作は実施の形態１の図２と同じである。なお、この時点での昇圧コンバータ１３の制御目標電圧Ｖｃは、実施の形態１と同様に１２．５Ｖとする。

時刻ｔ１で図４（ｃ）に示すように、昇圧コンバータ１３が動作する。この時は図４（ｂ）に示すようにリレー２３がオンであるので、図４（ｅ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは１３Ｖとなる。一方、上記したように、制御目標電圧Ｖｃは１２．５Ｖであるので、出力電圧Ｖｏｕｔの方が高い。その結果、制御目標電圧比較器４１の出力は最小値になるので、パルス波形出力回路５１のパルス波形信号ＰＭＷはデューティが０となり、図４（ｄ）に示すように、入力端子１７の電流Ｉは０を維持する。

その後、時刻ｔ３でリレー２３がオフになると、昇圧コンバータ１３は出力電圧Ｖｏｕｔを制御目標電圧Ｖｃ（＝１２．５Ｖ）にするように制御するのであるが、ここでは入力電源電圧Ｖｂ（＝１３Ｖ）の方が制御目標電圧Ｖｃより高いので、図４（ｅ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが一時的に低下する。この時の電圧低下幅は、図６（ｄ）の時刻ｔ２１で示したものと同様に、昇圧コンバータ１３を構成するＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵された整流素子３１による電圧降下（０．７Ｖ）と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵されるインダクタンス素子２９と出力端子１９側の平滑コンデンサ３７で構成される共振回路における共振電圧（０．３Ｖ）の合計となる。従って、時刻ｔ３で出力電圧Ｖｏｕｔは入力電源電圧Ｖｂ（＝１３Ｖ）から前記電圧低下幅（１Ｖ）だけ小さい１２Ｖまで落ち込む。しかし、落ち込みが発生しても、その電圧は規定電圧Ｖｒ（＝１１．５Ｖ）に対して大きいので、落ち込みによる負荷１５の動作停止等の不具合は発生しない。

このように、入力電源電圧Ｖｂが高く、出力電圧Ｖｏｕｔの落ち込みが発生する場合も想定して、昇圧コンバータ１３が起動してから入力電源電圧Ｖｂが規定電圧Ｖｒよりも低下するまでの間（時刻ｔ１から時刻ｔ４の間）、出力電圧Ｖｏｕｔが規定電圧Ｖｒより所定電圧Ｖｓだけ高くなるように制御している。この時、落ち込み幅に相当する所定電圧Ｖｓを、整流素子３１による電圧降下（０．７Ｖ）と、前記ＬＣ共振回路における共振電圧（０．３Ｖ）に基いて、両者の合計（１Ｖ）として設定している。ゆえに、出力電圧Ｖｏｕｔの落ち込みが発生する時刻ｔ３において、制御目標電圧Ｖｃを規定電圧Ｖｒ（＝１１．５Ｖ）より所定電圧Ｖｓ（＝１Ｖ）だけ高い値（＝１２．５Ｖ）に設定しておくことにより、常に負荷１５に規定電圧Ｖｒ以上の電圧を印加することが可能となる。

ここで、共振電圧は時刻ｔ３でリレー２３をオフにした瞬間に発生するが、整流素子３１の電圧降下は、その後も常に発生するので、入力電源電圧Ｖｂが１３Ｖであっても、電圧降下分を差し引いた１２．３Ｖ（＝１３Ｖ−０．７Ｖ）が実質的な昇圧コンバータ１３への入力電圧に相当する。これに対し、制御目標電圧Ｖｃは１２．５Ｖであるので、昇圧コンバータ１３は時刻ｔ３における出力電圧Ｖｏｕｔの落ち込み直後に１２．３Ｖを１２．５Ｖに昇圧する動作を行う。よって、図４（ｅ）に示すように、時刻ｔ３から時刻ｔ４までは出力電圧Ｖｏｕｔは１２．５Ｖとなる。

なお、時刻ｔ３で昇圧コンバータ１３が上記動作を行うことにより、パルス波形信号ＰＷＭのデューティは０でなくなるので、図４（ｄ）に示すように、入力端子１７の電流Ｉが流れる。この時の電流Ｉの大きさは、図３（ｄ）の時刻ｔ３と同じである。

その後、時刻ｔ４でスタータ２５が駆動し、入力電源電圧Ｖｂが低下する。この時、入力電源電圧Ｖｂが規定電圧Ｖｒよりも低下すると、図３の場合と同様に、制御目標電圧Ｖｃを規定電圧Ｖｒ（＝１１．５Ｖ）に変更する。

次に、時刻ｔ５以降で入力電源電圧Ｖｂが上昇してくるが、入力電源電圧Ｖｂが制御目標電圧Ｖｃ（＝１１．５Ｖ）に整流素子３１の電圧降下（０．７Ｖ）を加えた電圧、すなわち１２．２Ｖに至るまでは、出力電圧Ｖｏｕｔは制御目標電圧Ｖｃ（＝１１．５Ｖ）を維持する。

その後、時刻ｔ１１で入力電源電圧Ｖｂが１２．２Ｖに至り、さらに上昇すると、昇圧コンバータ１３は昇圧動作を行うことができず、実質的に停止した状態となる。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電源電圧Ｖｂより整流素子３１の電圧降下分、低い電圧で入力電源電圧Ｖｂの上昇に追従する。

時刻ｔ６でスタータ２５の駆動が終了し、入力電源電圧Ｖｂが元の値（１３Ｖ）に戻ると、出力電圧Ｖｏｕｔは、それより整流素子３１の電圧降下分（０．７Ｖ）低い１２．３Ｖを維持する。その後、図４（ｂ）に示すように、時刻ｔ７でリレー２３がオンになると、図４（ｅ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電源電圧Ｖｂと等しい１３Ｖになる。この出力電圧Ｖｏｕｔは制御目標電圧Ｖｃ＝（１２．５Ｖ）より高いので、時刻ｔ１で説明したように、制御目標電圧比較器４１の出力は最小値になる。従って、パルス波形出力回路５１のパルス波形信号ＰＭＷはデューティが０となり、図４（ｄ）に示すように、入力端子１７の電流Ｉは０になる。

その後、時刻ｔ９で昇圧コンバータ１３の動作が停止すると、入力端子１７の電流Ｉは流れなくなるが、上記したように、時刻ｔ７で電流Ｉは０であるので、時刻ｔ９以降も電流Ｉ＝０を維持する。時刻ｔ９以降の動作は図３と同じである。

次に、入力電源電圧Ｖｂが、制御目標電圧Ｖｃ（＝１２．５Ｖ）と整流素子３１の電圧降下幅（＝０．７Ｖ）の合計（＝１３．２Ｖ）を超える場合について述べる。この場合、時刻ｔ３で、整流素子３１の電圧降下幅（＝０．７Ｖ）を考慮しても、出力電圧Ｖｏｕｔが１２．５Ｖを超えるので、パルス波形信号ＰＷＭのデューティは０となる。この際、昇圧コンバータ１３に電流が流れてはいるものの、出力電圧Ｖｏｕｔは制御されていない状態となる。従って、時刻ｔ４で入力電源電圧Ｖｂが低下した時に、出力電圧Ｖｏｕｔも低下するが、制御目標電圧Ｖｃを一時的に１２．５Ｖと十分高く設定しているので、結果的に、時刻ｔ４での出力電圧Ｖｏｕｔは高くなる。この時の出力電圧Ｖｏｕｔは、規定電圧Ｖｒ（＝１１．５Ｖ）に対して十分に大きいため、入力電源電圧Ｖｂが１３．２Ｖを超えても、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化が可能である。

なお、この場合、制御目標電圧Ｖｃを１２．５Ｖと高くする期間、すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが規定電圧Ｖｒより所定電圧Ｖｓだけ高くする期間を、時刻ｔ４で入力電源電圧Ｖｂが低下してからも、既定期間（昇圧コンバータ１３の制御応答期間）に亘り、延長するように設定するようにしてもよい。これにより、一時的に、出力電圧Ｖｏｕｔが１２．５Ｖに安定化されるので、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性がさらに高くなる。

以上のように、入力電源電圧Ｖｂが高い場合であっても、本実施の形態２の図３で述べた動作と同じ動作を行うことにより、図４（ｅ）に示すように、スタータ２５の駆動前後を含め、常に出力電圧Ｖｏｕｔを規定電圧Ｖｒ以上にすることができ、負荷１５の安定動作が可能となる。

なお、本実施の形態２においても、制御値Ｉｒの設定を、実施の形態１で述べたように、負荷電流Ｉｂに基いて設定する構成としてもよい。この場合の電流Ｉの経時特性図は、図３（ｄ）や図４（ｄ）に替わって図２（ｆ）となる。これにより、昇圧コンバータ１３の電流増加を抑制することができる。

また、本実施の形態１、２において、電源装置１０をアイドリングストップ車に適用した場合について説明したが、これに限らず、電動パワーステアリング等のように大電力を短期間に消費する負荷に対し、他の負荷への安定した電圧供給を必要とする機器に用いてもよい。

本発明にかかる電源装置は昇圧コンバータとリレーの切り替え時に安定した電圧を負荷に供給できるので、特に電圧変動の大きい負荷を搭載する機器の電源装置等として有用である。

本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１における電源装置の昇圧コンバータとリレーのオンオフ状態の切り替え時における各種特性図であり、（ａ）は入力電源電圧Ｖｂの経時変化図、（ｂ）はリレーのタイミングチャート、（ｃ）は昇圧コンバータのタイミングチャート、（ｄ）は昇圧コンバータの入力端子における電流Ｉの経時変化図、（ｅ）は昇圧コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの経時変化図、（ｆ）は制限値Ｉｒを負荷電流Ｉｂと等しくした際の、昇圧コンバータの入力端子における電流Ｉの経時変化図 本発明の実施の形態２における電源装置の昇圧コンバータとリレーのオンオフ状態の切り替え時における各種特性図であり、（ａ）は入力電源電圧Ｖｂの経時変化図、（ｂ）はリレーのタイミングチャート、（ｃ）は昇圧コンバータのタイミングチャート、（ｄ）は昇圧コンバータの入力端子における電流Ｉの経時変化図、（ｅ）は昇圧コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの経時変化図 本発明の実施の形態２における電源装置の入力電源の通常時電圧が高い場合の昇圧コンバータとリレーのオンオフ状態の切り替え時における各種特性図であり、（ａ）は入力電源電圧Ｖｂの経時変化図、（ｂ）はリレーのタイミングチャート、（ｃ）は昇圧コンバータのタイミングチャート、（ｄ）は昇圧コンバータの入力端子における電流Ｉの経時変化図、（ｅ）は昇圧コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの経時変化図 従来の電源回路のブロック回路図 従来の電源回路の電圧低下保護回路とバイパスリレーの切り替え時における各種特性図であり、（ａ）はメインバッテリ１１０の電圧Ｖｂの経時変化図、（ｂ）はバイパスリレー１２２のタイミングチャート、（ｃ）は電圧低下保護回路１１８のタイミングチャート、（ｄ）は出力電圧Ｖｏｕｔの経時変化図

１０ 電源装置
１１ 入力電源
１３ 昇圧コンバータ
１５ 負荷
１７ 入力端子
１９ 出力端子
２３ リレー
２７ 制御回路
２９ インダクタンス素子
３１ 整流素子
３７ 平滑コンデンサ

Claims (8)

1. 入力電源と、
   規定電圧（Ｖｒ）以上の電圧で動作する負荷と、
   前記入力電源に入力端子が、前記負荷に出力端子が、それぞれ電気的に接続され、前記出力端子における出力電圧（Ｖｏｕｔ）が前記規定電圧（Ｖｒ）以上になるように安定化する昇圧コンバータと、
   前記入力端子と前記出力端子に電気的に接続されるリレーと、
   前記入力電源、昇圧コンバータ、およびリレーに電気的に接続され、前記昇圧コンバータを動作させて前記入力端子から前記出力端子へ電力を出力する第１状態と、前記リレーをオンにして前記入力端子から前記出力端子へ電力を出力する第２状態とを切り替える際に、前記昇圧コンバータの動作と前記リレーのオン状態が同時に行われるように制御する制御回路と、を備え、
   前記昇圧コンバータは、前記入力端子、または前記出力端子の電流（Ｉ）が制限値（Ｉｒ）以下になるように制御する電流制御回路を備えるとともに、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が制御目標電圧（Ｖｃ）となるように制御し、
   前記制御回路は、前記入力電源の電圧（Ｖｂ）が前記規定電圧（Ｖｒ）よりも低下する前に、前記昇圧コンバータを起動してから前記リレーをオフにすることで、前記第２状態から前記第１状態に切り替え、
   前記昇圧コンバータが起動してから前記リレーがオフするまでの間、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が前記規定電圧（Ｖｒ）より所定電圧（Ｖｓ）だけ高くなるように前記制御目標電圧（Ｖｃ）を設定するようにした電源装置。
2. 入力電源と、
   規定電圧（Ｖｒ）以上の電圧で動作する負荷と、
   前記入力電源に入力端子が、前記負荷に出力端子が、それぞれ電気的に接続され、前記出力端子における出力電圧（Ｖｏｕｔ）が前記規定電圧（Ｖｒ）以上になるように安定化する昇圧コンバータと、
   前記入力端子と前記出力端子に電気的に接続されるリレーと、
   前記入力電源、昇圧コンバータ、およびリレーに電気的に接続され、前記昇圧コンバータを動作させて前記入力端子から前記出力端子へ電力を出力する第１状態と、前記リレーをオンにして前記入力端子から前記出力端子へ電力を出力する第２状態とを切り替える際に、前記昇圧コンバータの動作と前記リレーのオン状態が同時に行われるように制御する制御回路と、を備え、
   前記昇圧コンバータは、前記入力端子、または前記出力端子の電流（Ｉ）が制限値（Ｉｒ）以下になるように制御する電流制御回路を備えるとともに、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が制御目標電圧（Ｖｃ）となるように制御し、
   前記制御回路は、前記入力電源の電圧（Ｖｂ）が前記規定電圧（Ｖｒ）よりも低下する前に、前記昇圧コンバータを起動してから前記リレーをオフにすることで、前記第２状態から前記第１状態に切り替え、
   前記昇圧コンバータが起動してから前記入力電源電圧（Ｖｂ）が前記規定電圧（Ｖｒ）よりも低下するまでの間、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が前記規定電圧（Ｖｒ）より所定電圧（Ｖｓ）だけ高くなるように制御するようにした電源装置。
3. 前記制御回路は、前記入力電源電圧（Ｖｂ）が前記規定電圧（Ｖｒ）よりも低下後にも既定期間に亘り、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）が前記規定電圧（Ｖｒ）より所定電圧（Ｖｓ）だけ高くするようにした請求項２に記載の電源装置。
4. 前記制御回路は、前記昇圧コンバータを停止する際に、あらかじめ前記リレーをオンにすることで、前記第１状態から前記第２状態に切り替えるようにした請求項１、または２に記載の電源装置。
5. 前記制限値（Ｉｒ）は、前記昇圧コンバータの起動後において、前記リレーがオフする前の値より、オフ後の値が大きくなるように設定される請求項１、または２に記載の電源装置。
6. 前記リレーがオフする前の前記制限値（Ｉｒ）は、前記負荷に流れる負荷電流（Ｉｂ）に基いて設定される請求項５に記載の電源装置。
7. 前記制限値（Ｉｒ）は、前記負荷電流（Ｉｂ）と等しくなるように設定される請求項６に記載の電源装置。
8. 前記昇圧コンバータの昇圧回路部分は非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータで構成され、前記所定電圧（Ｖｓ）は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵される整流素子の電圧降下と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに内蔵されるインダクタンス素子と前記出力端子側の平滑コンデンサにおける共振電圧に基いて設定される請求項１、または２に記載の電源装置。

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