JP5231532B2 - 無線ネットワーク用の受信機及び無線チャネルのチャネル推定値を決定する方法 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は、受信ユニットを備える無線ネットワーク用の受信機及びユーザに対してチャネル推定値を決定するように構成されたチャネル推定ユニットに関する。

本発明は、また、受信信号内の既知のパイロットに基づいてユーザに対して無線チャネルのチャネル推定値を決定する方法に関する。

背景
現代のセルラー無線システムでは、無線ネットワークは、ネットワーク内の端末の挙動を厳重に制御している。アップリンク送信パラメータ、すなわち、制御対象の端末（ＷＣＤＭＡ用語ではＵＥとも呼ばれる）から基地局（ＷＣＤＭＡ用語ではノードＢとも呼ばれる）への通信チャネルを介した送信のためのパラメータは、例えば、周波数、タイミング及び電力である。アップリンク送信パラメータは、基地局から端末へのダウンリンク制御信号方式を介して調整される。

端末の制御を可能にするためには、アップリンク信号の測定が必要である。タイミングミスアラインメント（timing misalignment）の決定は、基地局が受信信号のタイミングを基地局内の基準クロックからの基準クロック信号と比較することを必要とする。タイミングミスアラインメントは、基地局内の基準クロックと端末内のクロックとの間の予測できない伝搬遅延及び相互ドリフトによって引き起こされる。同様に、送信電力の決定は、所定のしきい値に対する基地局内で受信された信号の信号電力の決定を必要とする。受信電力は、端末の送信電力だけでなく伝搬時の信号の減衰にも左右される。信号の減衰は、経時的に変化する。

端末と基地局との間の通信チャネル上のアップリンク無線通信は、マルチパス伝搬、フェージング、周波数エラー、往復伝搬時間などの問題を抱える。このアップリンク通信チャネルは、多くの場合、エアインタフェースと呼ばれる。上記エアインタフェースを介して送信される情報内にビットエラー及びブロックエラーが発生することは珍しくない。基地局のアップリンク受信機は、ビットエラー及びブロックエラー率を低減するように構成されている。基地局受信機の１つの不可欠な部分は、アップリンク通信チャネルを推定するように構成されたチャネル推定ユニットである。

ＤＦＴ（ＦＦＴとして実施される）が時間領域信号上で基地局受信機によって使用される時はいつでも、上記時間領域信号は、周期的で周期時間がＤＦＴの長さに等しいと仮定する。このことを分散チャネルで送信される信号について確保するために、サイクリックプレフィックス（cyclic prefix）を使用することができる。サイクリックプレフィックスは、アップリンク通信チャネルの遅延拡散より大きいかそれに等しい長さを有していなければならない。また、いかなるタイミングミスアラインメントもサイクリックプレフィックスより低い解像度を有していなければならない。それ故、タイミングミスアラインメントの決定アルゴリズムは、好ましくはこのサイクリックプレフィックスの長さより低い解像度を有する。

概要
先行技術のチャネル推定ユニットの１つの問題は、その中で使用されるアルゴリズムが高い計算の複雑さを有するか、又は大量の事前計算された値を必要とするということである。本発明の１つの目的はこの問題を低減することである。

本発明の一実施形態によれば、これは、無線ネットワーク用の受信機によって達成されている。この受信機は、受信ユニットと、チャネル推定ユニットとを備える。受信ユニットは、複数のシンボルを形成するいくつかの時間領域信号を受信するように構成され、各々のシンボルはサイクリックプレフィックスを有している。チャネル推定ユニットは、受信ユニットによって受信された信号内の既知のパイロットに基づいてユーザに対して時間領域内のチャネル推定値を決定し、ユーザに関連付けられたサブキャリアの数に関連する基本期間を備えたＤＦＴ行列を使用して上記ユーザに対してチャネル推定値を決定するように構成され、上記チャネル推定値は、Ｌ個のタップの長さを有し、Ｌは上記ユーザに関連付けられたサブキャリアの数より小さい。

本発明の利点の１つは、チャネル推定ユニットは、実施が容易であるように、すなわち、計算回数及び予め計算された値の数の両方が小さく維持されるように設計されているという点である。

一実施例では、受信機は基地局内に提供されるが、端末又はその他の装置内に実施することもできる。

本発明の一実施形態によれば、チャネル推定ユニットは、チャネル推定値を

として推定するように構成されたチャネル推定部を備える。一実施例では、基本期間（Ｎ_ｃ・ｋ）は、ユーザに関連付けられたサブキャリアの数にオーバーサンプリング係数ｋを乗算して得た値に等しい。オーバーサンプリング係数ｋが＞１の場合、オーバーサンプリングされたチャネルモデルが提供され、これは、さらなる性能の向上を意味する。

本発明の一実施形態によれば、ＤＦＴ行列（Ｖ）内の行数は、検索ウィンドウの長さＬに等しい。しかし、この数は、チャネルタップ低減推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}（以下、文字の前に記号＾が記載されている場合は、本来当該文字の上に記載される記号＾を、便宜上当該文字の前にずらして記載したものとする。）を形成するようにチャネル推定値

内の行のサブセットを選択するように構成されたチャネルタップ低減部によってさらに低減することができる。一実施例では、チャネルタップ低減部は、チャネル推定値＾ｈ_ｏｓに対して検索ウィンドウ内の第１の終点＾ｍ_Ｒ（以下、＾ｍ_Ｒと示す）及び第２の終点＾ｍ_Ｌ（以下、＾ｍ_Ｌと示す）を決定し、チャネルタップ低減チャネル推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}が第１及び第２の終点の間の行しか含まないように行のサブセットを選択するように構成されている。従って、チャネルタップ低減部は、一実施例では、第１の方向のチャネル推定値＾ｈ_ｏｓのいくつかの可能な長さの各々の決定値を決定し、最も好適な決定値に関連付けられた長さを選択することで第１の終点＾ｍ_Ｒを決定するように構成された第１の適応チャネル推定器と、第２の方向のチャネル推定値のいくつかの可能な長さの各々の決定値を決定し、最も好適な決定値に関連付けられた長さを選択することで第２の終点＾ｍ_Ｌを決定するように構成された第２の適応チャネル推定器とを備える。

上記チャネルタップ低減ユニットによって、タイミングミスアラインメントの決定が可能になる。従って、受信機は、チャネル推定値＾ｈ_ｏｓの決定されたタイミングと開始値（Ｎ_{ｓｔａｒｔ}）によって定義されるチャネル推定値＾ｈ_ｏｓの予測されたタイミングとの間のタイミングミスアラインメントを決定するように構成されたタイミングミスアラインメント決定ユニットを備える。タイミングミスアラインメント決定ユニットは、一実施例では開始サンプル値（Ｎ_{ｓｔａｒｔ}）と第１及び／又は第２の終点との間の予測された関係に基づいてタイミングミスアラインメントを決定するように構成されている。上記タイミングミスアラインメント決定ユニットを使用することで、タイミングミスアラインメントは高精度に決定することができる。

一実施形態では、受信機は、ＵＭＴＳ規格のリリース８に準拠して動作するように構成されている。

本発明は、添付の特許請求の範囲のいずれかによる無線チャネルのチャネル推定値を決定する方法をさらに備える。本発明は、また、特許請求の範囲に規定されたチャネルタップ除去手順に基づくタイミングミスアラインメント決定の方法に関する。

以下に添付の図面を参照しながら本発明を例示的に説明する。

図面の簡単な説明
図１は、無線ネットワーク内の端末及び基地局の一実施例を概略的に示す。 図２は、図１の端末の送信部の一実施例のブロック図である。 図３は、図１の基地局の受信機の一実施例のブロック図である。 図４は、図３の受信機の受信部の一実施例のブロック図である。 図５は、図３の受信機内のチャネル推定ユニットの一実施例のブロック図である。 図６は、本発明の第１の例によるチャネル推定値の周波数応答を示す概略グラフである。 図７は、本発明の第２の例によるチャネル推定値の周波数応答を示す概略グラフである。 図８は、図５のチャネル推定ユニット内のチャネルタップ低減部が用いる原理の一実施例を概略的に示す。 図９は、図５のチャネル推定ユニット内のチャネルタップ低減部のブロック図である。 図１０は、無線チャネルのチャネル推定値を決定する方法の一実施例の流れ図である。

詳細な説明
図１を参照すると、セルラー無線システムは、いくつかの端末１（図１には１つだけ示す）と基地局２とを備える。無線ネットワークは、ネットワーク内の端末１の挙動を厳重に制御している。端末１は、ＷＣＤＭＡ用語ではユーザ装置（ＵＥ）と呼ばれる。基地局は、ＷＣＤＭＡ用語ではノードＢと呼ばれる。端末は、端末１から基地局２へ通信チャネル３上で送信可能なように信号を処理するように構成された送信部１２を備える。送信部について以下に詳細に説明する。アップリンク送信パラメータ、すなわち、無線ネットワークによって制御される端末１から基地局２への通信チャネル３を介した送信のためのパラメータは、例えば、周波数、タイミング及び電力である。

基地局は、アップリンク送信を受信するように構成された受信機３０とダウンリンク送信を送信するように構成された送信機３１とを備える。アップリンク送信パラメータは、ダウンリンク通信チャネル４を介した基地局から端末へのダウンリンク制御信号方式によって調整される。端末は、上記ダウンリンク送信を受信するように構成された受信部１３をさらに備える。

端末１の制御を可能にするためには、アップリンク信号の測定が必要である。タイミングミスアラインメントの決定は、基地局が受信信号のタイミングを基地局内の基準クロック５からの基準クロック信号と比較することを必要とする。タイミングミスアラインメントは、基地局２内の基準クロック５と端末１内の内部クロック６との間の予測できない伝搬遅延及び相互ドリフトによって引き起こされる。同様に、送信電力の決定は、所定のしきい値に対する基地局２内で受信された信号の信号電力の決定を必要とする。受信電力は、端末１の送信電力だけでなく伝搬時の信号の減衰にも左右される。信号の減衰は、経時的に変化する。

図２を参照すると、端末１の送信部１２は、時間領域内の信号ｃ_１（ｔ）を離散周波数領域信号Ｃ_１に変換するように構成されたＤＦＴ変換器７を備える。添え字「１」は、信号が端末に関連付けられたユーザ１に関連することを示す。周波数領域信号は、いくつかのサブキャリア信号Ｃ_１（ｆ_１），Ｃ_１（ｆ_２），Ｃ_１（ｆ_３），．．．，Ｃ_１（ｆ_ｎ）に分割される。ＤＦＴ変換器は、特に周波数信号を１２〜１２００のサブキャリアに分割するように構成されている。使用されるサブキャリアの数は、用途と端末の容量によって変わる。サブキャリアの数の選択については本明細書では説明しない。一実施例によれば、ＤＦＴ変換器７は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）として実施される。

離散周波数領域信号Ｃ_１は、マッピングユニット８に供給される。マッピングユニット８は、１ユーザから離散周波数領域信号Ｃ_１を受信するように構成されている。離散周波数領域信号Ｃ_１（ｆ_１），Ｃ_１（ｆ_２），Ｃ_１（ｆ_３），．．．，Ｃ_１（ｆ_ｎ）は、上記ユーザに関連付けられたいくつかのサブキャリアに関連付けられている。基地局２は、どのサブキャリアが上記ユーザに関連付けられているかについての情報を有する。本明細書に記載するユーザの送信部１２では、他のユーザ（２〜ｍ）の他のすべてのサブキャリアがゼロにセットされる。サブキャリアのこのマッピングは、ユーザ間でサブキャリアの重なりがないように実行される。マッピングユニット８は、マッピング後の離散周波数領域信号をＩＤＦＴ変換器９へ供給するように構成されている。ＩＤＦＴ変換器９は、受信したマッピング後の周波数領域信号に対して逆離散変換動作を実行し、時間領域信号ｃ_ｎ（ｔ）を出力するように構成されている。一実施例によれば、ＩＤＦＴ変換器９は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）として実施される。

ＩＤＦＴ変換器９から受信した時間領域信号ｃ_ｎ（ｔ）は、サイクリックプレフィックスユニット１０に供給される。サイクリックプレフィックスユニット１０は、時間領域信号ｃ_ｎ（ｔ）にサイクリックプレフィックスを追加するように構成されている。言い換えれば、サイクリックプレフィックスユニットは、サイクリックプレフィックスｓ_ｎ（ｔ）を有する出力信号を提供すべく、時間領域信号ｃ_ｎ（ｔ）の先頭に時間領域信号ｃ_ｎ（ｔ）の末尾から得た部分を追加するように構成されている。サイクリックプレフィックスの長さは、アップリンク通信チャネル３の遅延拡散より大きいか、又はそれに等しくなるように選択されるという特徴がある。サイクリックプレフィックスユニットから出力されたサイクリックプレフィックスｓ_ｎ（ｔ）を有する信号は、無線送信機１１に供給されて送信される。

図３を参照すると、基地局２の受信機は、受信部とチャネル推定ユニット１８とを備える。受信部１４は、ユーザごとに受信信号ｙ_ｎ（ｔ）内のデータを抽出するように構成されている。端末１と基地局２との間の通信チャネル３上のアップリンク無線通信は、マルチパス伝搬、フェージング、周波数エラー、往復伝搬時間などの問題を抱える。アップリンク通信チャネル３は、多くの場合、エアインタフェースと呼ばれる。上記エアインタフェースを介して送信される情報内にビットエラー及びブロックエラーが発生することは珍しくない。基地局２のアップリンク受信機は、ビットエラー及びブロックエラー率を低減するように構成されている。基地局受信機の１つの不可欠な部分は、アップリンク通信チャネル３を推定するように構成されたチャネル推定ユニット１８である。

図４を参照すると、受信機３０の受信部１４は、アップリンク通信チャネル３上で送信された信号ｙ_ｎ（ｔ）を受信するように構成されている。サイクリックプレフィックスは、上記サイクリックプレフィックスを除去するように構成されたユニット１５内で受信信号ｙ_ｎ（ｔ）から除去される。サイクリックプレフィックス除去ユニット１５は、時間領域内の受信信号を離散周波数領域信号に変換するように構成されたＤＦＴ変換器１６に接続されている。一実施例によれば、ＤＦＴ変換器１６は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）として実施される。ＤＦＴ変換器１６は、抽出ユニット１７に接続されている。抽出ユニット１７は、ユーザごとに、上記ユーザに関連付けられた周波数範囲内にある信号の部分を抽出するように構成されている。抽出されたデータは、所与のユーザｕについてＲ_ｕと呼ばれる。

図５を参照すると、チャネル推定ユニット１８は、既知のパイロットを含むサンプルＲ_ｕを受信するように構成されている。この実施例では、受信したサンプルＲ_ｕは、Ｎ_ｃ×Ｎ_ｒのサイズの行列であるＮ_ｃ個のサブキャリアとＮ_ｒ個の受信機アンテナとを備えた現在のユーザの１つの基準ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに対応する。チャネル推定ユニットは、既知のパイロットを含む受信サンプルＲ_ｕに基づいてアップリンク通信チャネル３のチャネル推定値を決定するように構成されている。

はじめに、本明細書で提案するチャネル推定の理論を説明する。受信サンプルは、
Ｒ_ｕ＝Ｄ_ｕＶ_Ｎｈ＋Ｗ
とモデル化できる。ここで、Ｗは、加法的ガウス雑音を含むＮ_ｃ×Ｎ_ｒのサイズの行列である。
ｈは、時間領域チャネルインパルス応答のモデルを含むＬ×Ｎ_ｒのサイズの行列、Ｌは、チャネルのタップ数で、関連するチャネルタップ数を含む時間領域チャネルインパルス応答のモデルについては以下に詳細に説明する。
Ｖ_Ｎは、基本期間Ｎを備えたＤＦＴを含むＮ_ｃ×Ｌのサイズの行列、添え字Ｎは、ＤＦＴの基本期間を示し、Ｎの適した値については以下に詳細に説明する。
Ｄ_ｕは、所定のユーザｕの主対角の既知のパイロットを含むＮ_ｃ×Ｎ_ｃのサイズの周波数領域内の対角行列である。

ＤＦＴ行列は、

に等しい。このＤＦＴ行列は、以下の説明から分かるように、チャネルモデルｈの推定値の解像度、位置及び長さを設計するために使用される。

まず、Ｎの値について説明する。ＤＦＴ行列Ｖ_Ｎを使用する時の重なるフォールディングを回避するため、基本期間Ｎは、割り当てられたサブキャリアの数Ｎ_ｃより大きいか、又はそれに等しくなければならない。すなわち、Ｎ≧Ｎ_ｃである。

しかし、基本期間Ｎの上限は、最小二乗（ＬＳ）チャネル推定値を考慮することで導出することができる。チャネルｈの最小二乗（ＬＳ）推定値は、

に等しく、^＊は、複素共役及び移項（エルミート演算子）を表す。パイロットシンボルは、周波数領域内で大きさの１単位を有するものと仮定する。すなわち、Ｄ^＊ _ｕＤ_ｕ＝Ｉで、Ｉは恒等行列である。次に、チャネルｈの推定値は、次のように記述することができる。

最小二乗チャネル推定値に含まれるＬ×Ｌ行列Ｖ^＊ _ＮＶ_Ｎを、Λ＝Ｖ^＊ _ＮＶ_Ｎで示す。ただし、Λの行ｒと列ｑ内の要素は

に等しい。Λのオフ対角要素はゼロである。すなわち、Λ（ｒ，ｑ）＝０（Ｎ_ｃ（ｒ−ｑ）／Ｎ＝Ｋ（ここで、Ｋは整数）の場合、ｒ≠ｑ）である。従って、行列Λは、Ｎ＝Ｎ_ｃ／Ｋならば、スカラー定数と置換することができる。これは、チャネルタップ数Ｌがいくつであってもあてはまる。

Ｎ≧Ｎ_ｃ（重なるフォールディングを回避するため）及びＮ＝Ｎ_ｃ／Ｋ（Λをスカラー定数と置換するため）の２つの要件を組み合わせると、Ｎ＝Ｎ_ｃとなる。

Ｎ＝Ｎ_ｃを選択すると、

となる。従って、チャネルｈの推定値は、

と記述することができる。

しかし、このチャネル推定値

を使用することは、以下に示す１つの欠点を有する。

になるように、＾Ｈ_ＭＦを周波数領域内の一致フィルタチャネル推定値を含む行列Ｎ_ｃ×Ｎ_ｒとして表す。
ここで、行ｋ（周波数インデックスに対応する）及び列ｒ（受信アンテナに対応する）内の要素は、

で表される。

チャネルタップ数を低減しない時間領域チャネル推定値は、周波数領域内の一致したフィルタにＮ_ｃ×Ｎ_ｃのサイズの逆ＤＦＴ行列Ｖ^＊ _Ｎを適用することで達成される。時間領域内のこの一致フィルタチャネル推定値は、

で表されるＮ_ｃ×Ｎ_ｒ行列であり、行ｍ（時間インデックスに対応する）及び列ｒ（受信アンテナに対応する）内の要素は、

に等しい（ｍ＝０，…，Ｎ_ｃ−１、及びｒ＝０，…，Ｎ_ｒ−１の場合）。このチャネル推定値は、Ｎ_ｃ個のチャネルタップを有することに留意されたい。すなわち、チャネルタップ数の低減は行われていない。時間領域内でＬ個のチャネルタップを選択する処理は、一致フィルタチャネル推定値に矩形ウィンドウを適用することで

と表現することができる。
ここで、

である。

上記のように、Ｌ個のタップの選択は、Ｎ_ｃ×Ｎ_ｃの代わりにＬ×Ｎ_ｃのサイズの逆ＤＦＴ行列Ｖ^＊ _Ｎを適用することで実行される。一実施例では、Ｌ個のタップの選択は、上記のように、一致フィルタ＾ｈ_ＭＦにウィンドウを適用することで実行される。

図６にウィンドウ処理の周波数領域解釈を示す。この図で、Ｎ_ｃ＝１２０、Ｎ＝Ｎ_ｃ、及びＬ＝３、６及び１２である。図から分かるように、サブキャリアインデックスの数が大きいチャネルは、サブキャリアインデックスゼロのチャネル推定値に影響する。ここで、時間領域内でチャネルタップ数が低減した推定チャネルは、最大のサブキャリアインデックスの値が最小のサブキャリアインデックスの値にほぼ等しい周波数応答を有する。これは、明らかに推定チャネルに対する不要な制約である。１つの例外は、平坦な周波数応答を有するタップが１つのチャネルであり、その場合、円形畳み込みが当然制約を課さない。しかし、その他のすべてのチャネルでは、この円形畳み込みは望ましくない。

この欠点を克服するために、周波数領域への変換後に、時間領域チャネル推定値を補間してからチャネルタップ数を低減する。上記補間の導入によって円形畳み込みの影響が低減する。時間領域補間を提供する１つの方法は、周波数領域へインパルス応答を変換し、ゼロパディング（zero padding）を追加し、次に、時間領域への変換を行ってからチャネルタップ数を低減する方法である。詳細は、行列表記で表されるこの補間チャネル推定値は、

で表される。ここで、

は、基本期間Ｎ_ｃを含むＤＦＴ行列で、

である。従って、Ｖ^＊ _{ＮｃＫｏｓ}は、基本期間Ｎ_ｃＫ_ｏｓを含む逆ＤＦＴ行列（ただし、Ｋ_ｏｓは、オーバーサンプリング係数）である。前述の最小二乗チャネル推定値を挿入すると、

が得られる。

図７にこの補間チャネル推定値＾ｈ_ｏｓの周波数領域解釈を示す。この図では、Ｎ＝Ｋ_ｏｓ・Ｎ_ｃ、Ｎ_ｃ＝１２０、Ｋ_ｏｓ＝２、Ｌ＝３、６及び１２である。図から分かるように、大きいインデックスを備えたサブキャリアの小さいインデックスのサブキャリアでの補間チャネル推定値への影響はきわめて小さい。オーバーサンプリング係数Ｋ_ｏｓは、一実施例では、１．５〜２．５の範囲内である。

上記から分かるように、オーバーサンプリング係数Ｋ_ｏｓの導入は、チャネル推定値に近似が導入されるということを意味する。ここで、

と仮定するが、これは、Ｎ＝Ｎ_ｃの場合にのみ真である。しかし、この近似で比較的小さいエラーが導入される。

従って、以下のチャネル推定値が提案される。

ここで、検索ウィンドウの事前選択された長さＬからのチャネルタップ数の低減が＾ｈ_ｏｓからいくつかの行を選択するだけで実行することができる。チャネルタップ数は、使用したチャネル推定値の最大遅延拡散に関連して選択することができる。対角行列Ｄ^＊ _ｕを用いた乗算は、Ｎ_ｃ回の複素乗算だけで実行され、Ｖ^＊ _{ＫｏｓＮｃ}を用いた乗算は、Ｎ_ｃ個の入力値がゼロでない基本期間Ｋ_ｏｓＮ_ｃを含む逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて実施することができることに留意されたい。

それ故、図５のチャネル推定ユニット１８は、ＤＦＴ行列計算器１９を備える。ＤＦＴ行列計算器１９は、基本期間Ｎ_ｃＫ_ｏｓを備えるものとして以下のようにＤＦＴ行列を計算するように構成されている。

チャネル推定ユニット１８は、パイロット行列Ｄ_ｕを形成するように構成されたパイロット行列計算器２０をさらに備える。パイロット行列Ｄ_ｕは、特定のユーザｕの主対角上に既知のパイロットを含むサイズがＮ_ｃ×Ｎ_ｃの周波数領域内の対角行列である。チャネル推定部２１は、チャネル推定値＾ｈ_ｏｓを提供するように構成されている。従って、チャネル推定部２１は、ＤＦＴ行列計算器１９によって提供されるＤＦＴ行列に対して複素共役及び移項（エルミート演算子）Ｖ^＊ _{ＫｏｓＮｃ}を形成するように構成されている。チャネル推定部２１は、パイロット行列計算器２０によって提供されるパイロット行列Ｄ_ｕに対して複素共役及び移項（エルミート演算子）を形成するようにさらに構成されている。チャネル推定部２１は、その後、チャネル推定値を

として計算するように構成されている。一実施例では、チャネル推定部２１は、チャネルタップ低減部２２にチャネル推定値＾ｈ_ｏｓを供給するように構成されている。チャネルタップ低減部２２は、本明細書に記載するチャネル推定に限らず、いかなる方法で推定されたチャネルにも適用可能である。

チャネルタップ低減部２２によって使用される、チャネル推定値＾ｈ_ｏｓを用いて推定されるチャネル応答の最大遅延拡散に基づいてチャネルタップ数を低減する手順について以下に説明する。

図８で、チャネル推定値＾ｈ_ｏｓの位置及び長さがチャネルタップ位置を適合させる２つのステージで決定される。第１に、開始位置Ｎ_{ｓｔａｒｔ}を一定に保ちながらインパルス応答の開始位置Ｎ_{ｓｔａｒｔ}から右側にチャネル長を調整することで、チャネルの終点＾ｍ_Ｒが推定される。次に、第２のステージで、終点＾ｍ_Ｒを一定に保ちながらインパルス応答の左側のチャネルの始点＾ｍ_Ｌが調整される。

別の実施形態（図示せず）では、位置Ｎ_{ｓｔａｒｔ}を一定に保ちながらインパルス応答の開始位置Ｎ_{ｓｔａｒｔ}から左側にチャネル長を調整することで、始点＾ｍ_Ｌが最初に決定される。次に、第２のステージで、始点＾ｍ_Ｌを一定に保ちながらインパルス応答の右側のチャネルの終点＾ｍ_Ｒが調整される。

始点＾ｍ_Ｌ及び終点＾ｍ_Ｒは、一実施例では、インパルス応答内のエネルギーの所定量が始点＾ｍ_Ｌと終点＾ｍ_Ｒとの間の範囲に収まるように選択される。別の実施例では、始点＾ｍ_Ｌ及び終点＾ｍ_Ｒは、始点＾ｍ_Ｌと終点＾ｍ_Ｒとの間の範囲外のインパルス応答＾ｈ_ｏｓの振幅が所定の値を下回るように選択される。

図９は、始点＾ｍ_Ｌ及び終点＾ｍ_Ｒを決定する方法を実施する一実施例がチャネルタップ低減部２２で実施される様子を示す。一致フィルタ推定器２３は、時間領域内の一致フィルタチャネル推定値を計算するように構成されている。一致フィルタチャネル推定値は、

として計算される。この一致フィルタチャネル推定値は、上記チャネル推定値＾ｈ_ｏｓに対応する。

共分散行列計算器２４は、受信信号＾ｈ_ｏｓの共分散行列Ｐ_Ｙを計算するように構成されている。受信信号の共分散行列Ｐ_Ｙは、Ｐ_Ｙ（ｓ）＝Ｒ^＊ _ｕＲ_ｕとして計算される。共分散行列Ｐ_Ｙは、エルミート行列であり、従って、オフ対角要素の半分だけを計算すればよい。

右方への適応チャネル推定器２５は、一致フィルタ推定器２３からの一致フィルタチャネル推定値＾ｈ_ＭＦと共分散行列計算器２４からの共分散行列Ｐ_Ｙとに基づいて終点＾ｍ_Ｒを決定するように構成されている。右方への適応チャネル推定器２５は、開始インデックスＮ_{ｓｔａｒｔ}を一定に保ちながら終了インデックスｍ_Ｒを変更するように構成されている。開始インデックスＮ_{ｓｔａｒｔ}は、設計パラメータであり、以下に詳細に説明する。評価される終了インデックスｍ_Ｒの値はすべて、Ｎ_{ｓｔａｒｔ}とＬ−１との間のＮ_Δ刻みの整数で、Ｎ_Δは、終点＾ｍ_Ｒを決定する際に用いる解像度を表す。

右方への適応チャネル推定器２５は、

として、又は行列表記

ここで、

を用いて残留雑音共分散行列Ｑ_Ｒを計算するように構成されている。

一実施例では、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｒは反復して計算される。この実施例によれば、

であり、
＾ｍ_Ｒ＞Ｎ_{ｓｔａｒｔ}の場合、

である。

従って、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｒを計算するのに１回の複素乗算しか必要でない。さらに、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｒは、エルミート行列であり、オフ対角要素の半分だけを計算すればよい。

右方への適応チャネル推定器２５は、その後、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｒに基づいてＮ_{ｓｔａｒｔ}とＬ−１との間のＮ_Δ刻みの可能な終了インデックスｍ_Ｒの各々の決定値β_{ｒｉｇｈｔ}を計算するように構成されている。決定値β_{ｒｉｇｈｔ}は、一実施例では、

として計算され、｜Ｑ_Ｒ（ｍ_Ｒ）｜は、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｒ（ｍ_Ｒ）の行列式を表し、

は、設計変数Ｋ_ＡＩＣを含む赤池様チャネル長処罰係数（Akaike like channel length punishment factor）である。一実施例では、設計変数は、Ｋ_ＡＩＣ＝２に設定され、それによって古典的赤池情報量基準が適用される。しかし、この設計変数Ｋ_ＡＩＣを増やすことで、より保守的なチャネル長選択を達成することができる。

２つの受信機アンテナを含む一実施例では、共分散行列の行列式は、

に等しい。

行列式は、負ではない実数値である。

各終了インデックスｍ_Ｒについて決定値β_{ｒｉｇｈｔ}が計算されると、決定値β_{ｒｉｇｈｔ}の最小値に対応する終了インデックスｍ_Ｒの値が終点

として決定される。

左方への適応チャネル推定器２６は、一致フィルタ推定器２３からの一致フィルタチャネル推定値＾ｈ_ＭＦと、共分散行列計算器２４からの共分散行列Ｐ_Ｙと、右方への適応チャネル推定器２５から入力される終点＾ｍ_Ｒとに基づいて始点＾ｍ_Ｌを決定するように構成されている。左方への適応チャネル推定器２６は、終点＾ｍ_Ｒを一定に保ちながら開始インデックスｍ_Ｌを変更するように構成されている。それ故、評価される開始インデックスの値はすべて、０と終点＾ｍ_Ｒとの間のＮ_Δ刻みの整数で、Ｎ_Δは、始点＾ｍ_Ｌを決定する際に用いる解像度を表す。

左方への適応チャネル推定器２６は、

として、又は行列表記Ｑ_Ｌ（ｍ_Ｌ）＝Ｋ_{Ｓｃａｌｅ}Ｐ_Ｙ−ｈ^＊ _０ｈ_０、
ここで、

を用いて残留雑音共分散行列Ｑ_Ｌを計算するように構成されている。

一実施例では、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｌは、反復して計算される。従って、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｌは、

と計算され、
ｍ_Ｌ＜＾ｍ_Ｒの場合、

である。

従って、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｌを計算するのに１回の複素乗算しか必要でない。さらに、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｌは、エルミート行列であり、オフ対角要素の半分だけを計算すればよい。

左方への適応チャネル推定器２６は、その後、残留雑音共分散行列Ｑ_Ｌに基づいて０と終点＾ｍ_Ｒとの間のＮ_Δ刻みの可能な開始インデックスｍ_Ｌの各々の決定値β_ｌｅｆｔを計算するように構成されている。決定値β_ｌｅｆｔは、一実施例では、

として計算される。

各開始インデックスｍ_Ｌに対して決定値β_ｌｅｆｔが計算されると、決定値β_ｌｅｆｔの最小値に対応する開始インデックスｍ_Ｌの値が始点

として決定される。

チャネルタップ低減器２７は、チャネル推定ユニット１８のチャネル推定部２１によって提供されるチャネル推定値＾ｈ_ｏｓと、左方への適応チャネル推定器２６によって推定される始点＾ｍ_Ｌと、右方への適応チャネル推定器２５によって推定される終点＾ｍ_Ｒとに基づいてチャネルタップ低減チャネル推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}を提供するように構成されている。チャネルタップ低減器２７は、始点＾ｍ_Ｌ及び終点＾ｍ_Ｒによって与えられる範囲外のチャネル推定値内の行を削除することでチャネルタップ低減チャネル推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}を提供するように構成されている。

一実施例では、受信機は、ユーザデータシンボルの周波数領域等化器を備える。これは、ユーザデータシンボルが例えばＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの場合にあてはまる。この実施例によれば、ＤＦＴ変換器２８は、チャネルタップ低減器２７から入力されるチャネルタップ低減チャネル推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}に基づいて周波数領域内のチャネル推定値＾Ｈを計算するように構成されている。それ故、ＤＦＴ変換器２８は、周波数インデックスｋ＝０，…，Ｎ_ｃ−１及び受信アンテナｒ＝０，…，Ｎ_ｒ−１に対して時間領域チャネル推定値を周波数領域

に変換するように構成されている。

タイミングミスアラインメント計算器２９は、予測されたチャネルタップ低減チャネル推定値（＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ，ｅｘｐ}）と現時点で計算されたチャネルタップ低減チャネル推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}との間のタイミングミスアラインメントを決定するように構成されている。

タイミングミスアラインメント計算を詳細に説明する前に、右方への適応チャネル推定器２５によって使用される開始インデックスＮ_{ｓｔａｒｔ}について説明する。一実施例では、開始インデックスＮ_{ｓｔａｒｔ}は、チャネル応答の受信の予測されたタイミングを表す。従って、開始インデックスＮ_{ｓｔａｒｔ}は、推定始点＾ｍ_{Ｌ，ｅｘｐ}に関連して選択される。例えば、開始インデックスＮ_{ｓｔａｒｔ}は、Ｎ_{ｓｔａｒｔ}＝＾ｍ_{Ｌ，ｅｘｐ}として選択することができる。別の実施例では、開始インデックスＮ_{ｓｔａｒｔ}は、Ｎ_{ｓｔａｒｔ}＝＾ｍ_{Ｌ，ｅｘｐ}＋ｋｏｎｓｔ（ｋｏｎｓｔは、チャネルタップ数を低減したチャネル推定値の長さに基づく事前設定した定数又は定数のセットを表す）として選択される。

上記開始インデックスの選択に関する一実施例では、タイミングミスアラインメント計算器２９は、ほぼ予測始点＾ｍ_{Ｌ，ｅｘｐ}と決定された始点＾ｍ_Ｌとの間の時間差に基づいてタイミングミスアラインメントを決定するように構成されている。タイミングミスアラインメント情報は、上記情報をチャネル推定値が計算された対象のユーザへ送信するように構成された送信ユニット３１に供給される。上記ユーザに関連付けられた端末１の受信ユニット１３は、タイミングミスアラインメント情報を受信するように構成されている。端末１は、上記タイミングミスアラインメント情報に基づいてその送信タイミングを調整するようにさらに構成されている。

図１０に、以下のステップを含む無線チャネルのチャネル推定値＾ｈ_ｏｓを決定する方法を示す。第１のステップ３２で、各々がサイクリックプレフィックスを有する複数のシンボルを形成するいくつかの時間領域信号（ｙ_ｎ）が受信される。第２のステップ３３で、プレフィックスを除去し受信サンプルのベクトル（Ｒ_ｕ）を形成するように受信信号（ｙ_ｎ）が処理される。第３のステップ３４で、基本期間Ｎ_ｃ・ｋを有するＤＦＴ行列（Ｖ）の複素共役及び移項Ｖ^＊ _Ｎｃが決定される。第４のステップ３５で、上記ユーザ（ｕ）に対応する周波数領域内のパイロットシンボルを含むパイロット行列Ｄ_ｕの複素共役及び移項Ｄ^＊ _ｕが決定される。第３のステップ３４と第４のステップ３５は、任意の順序で実行することができる。第５のステップ３６で、チャネル推定値が

として決定される。ここで、計算回数が少なく事前計算される値が小さいチャネル推定値を提供される。

しかし、第６のステップ３７、第７のステップ３８及び第８のステップ３９に記載するように、チャネル推定値のサイズは、チャネルタップ低減チャネル推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}を形成するように、チャネル推定値

の行列から行のサブセットを選択することでさらに低減することができる。第６のステップ３７で、チャネルタップ低減チャネル推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}の終点＾ｍ_Ｒが推定される。この推定は、一実施例では、開始サンプル値Ｎ_{ｓｔａｒｔ}から始まる右方向のチャネル推定値＾ｈ_ｏｓのいくつかの可能な長さの各々に対して決定値を決定するステップと、最も好適な決定値に関連付けられた長さを選択するステップとを含む。第７のステップ３８では、チャネルタップ低減チャネル推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}の始点（＾ｍ_Ｌ）が推定される。一実施例では、この推定は、左方向のチャネル推定値＾ｈ_ｏｓのいくつかの可能な長さの各々に対して決定値を決定するステップと、最も好適な決定値に関連付けられた長さを選択するステップとを含む。これらの長さは、一実施例では、推定終点＾ｍ_Ｒに関連する。第８のステップ３９では、チャネル推定値が始点と終点との間の行のみを含むように低減される。

一実施例では、第９のステップ４０で、チャネルタップ低減チャネル推定値の予測されたタイミングと決定されたチャネルタップ低減チャネル推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}との間のタイミングミスアラインメントが決定される。一実施例では、第１０のステップ４１で、タイミングミスアラインメントに関連する情報がユーザ（ｕ）へ送信される。

Claims (22)

1. 無線ネットワーク用の受信機（３０）であって、当該受信機は、
   複数のシンボルを形成するいくつかの時間領域信号を受信するように構成された受信ユニット（３０）であって、各々のシンボルがサイクリックプレフィックスを有する、受信ユニット（３０）と、
   前記受信ユニットによって受信された前記信号内の既知のパイロットに基づいてユーザ（ｕ）に対して前記時間領域内のチャネル推定値（＾ｈ_ｏｓ）を決定するように構成されたチャネル推定ユニット（１８）と、
   を備え、
   前記チャネル推定ユニット（１８）が、ユーザ（ｕ）に関連付けられたサブキャリアの数（Ｎ_ｃ）に関連する基本期間を有するＤＦＴ行列を使用して前記ユーザ（ｕ）に対してチャネル推定値（＾ｈ_ｏｓ）を決定するように構成され、前記チャネル推定値（＾ｈ_ｏｓ）が、Ｌ個のタップの長さを有し、Ｌは、前記ユーザに関連付けられたサブキャリアの数（Ｎ_ｃ）より少なく、
   前記チャネル推定ユニット（１８）が、
   前記チャネル推定値を
   
   として推定するように構成されたチャネル推定部（２１）を備え、Ｖ ^＊ _Ｎｃ・ｋ が、基本期間Ｎ _ｃ・ｋ を有するＤＦＴ行列の複素共役及び移項であり、Ｄ ^＊ _ｕ が、前記ユーザ（ｕ）に対応する周波数領域内のパイロットシンボルを含む行列であるＤ _ｕ の複素共役及び移項であり、Ｒ _ｕ が、前記ユーザ（ｕ）の周波数領域内の受信サンプルを示し、ｋが１より大きいオーバーサンプリング係数であることを特徴とする受信機。
2. 前記オーバーサンプリング係数ｋが、１．５〜２．５の範囲内にあることを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
3. 前記オーバーサンプリング係数ｋが、２であることを特徴とする、請求項２に記載の受信機。
4. 前記ＤＦＴ行列の行数が、検索ウィンドウの長さＬに等しいことを特徴とする、請求項１から３のいずれか１項に記載の受信機。
5. 前記チャネル推定ユニット（１８）が、チャネルタップ低減推定値＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}を形成するように、前記チャネル推定値
   
   内の行のサブセットを選択するように構成されたチャネルタップ低減部（２２）を備えることを特徴とする、請求項４に記載の受信機。
6. 前記チャネルタップ低減部（２２）が、前記チャネル推定値（＾ｈ_ｏｓ）に対して前記検索ウィンドウ内で第１の終点（＾ｍ_Ｒ）と第２の終点（＾ｍ_Ｌ）とを決定し、前記チャネルタップ低減推定値（＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}）が、前記第１及び第２の終点の間の行のみを含む行のサブセットを選択するように構成されることを特徴とする、請求項５に記載の受信機。
7. 前記チャネルタップ低減部（２２）が、
   第１の方向の前記チャネル推定値（＾ｈ_ｏｓ）のいくつかの可能な長さの各々の決定値を決定し、最も好適な決定値に関連付けられた長さを選択することにより、前記第１の終点（＾ｍ_Ｒ）を決定するように構成された第１の適応チャネル推定器（２５）と、
   第２の方向の前記チャネル推定値（＾ｈ_ｏｓ）のいくつかの可能な長さの各々の決定値を決定し、最も好適な決定値に関連付けられた長さを選択することにより、前記第２の終点（＾ｍ_Ｌ）を決定するように構成された第２の適応チャネル推定器（２６）と、
   を備えることを特徴とする、請求項６に記載の受信機。
8. 前記第１の適応チャネル推定器（２５）が、前記チャネル推定値（＾ｈ_ｏｓ）の予測されたタイミングに関連付けられた開始値（Ｎ_{ｓｔａｒｔ}）に可能な長さを関連付けるように構成されることを特徴とする、請求項７に記載の受信機。
9. 前記第２の適応チャネル推定器（２６）が、前記第１の終点（＾ｍ_Ｒ）に可能な長さを関連付けるように構成されることを特徴とする、請求項８に記載の受信機。
10. 前記チャネル推定値（＾ｈ_ｏｓ）の決定されたタイミングと前記開始値（Ｎ_{ｓｔａｒｔ}）によって定義される前記チャネル推定値（＾ｈ_ｏｓ）の前記予測されたタイミングとの間のタイミングミスアラインメントを決定するように構成されたタイミングミスアラインメント決定ユニット（２９）を備えることを特徴とする、請求項８に記載の受信機。
11. 前記タイミングミスアラインメント決定ユニット（２９）が、前記開始サンプル値（Ｎ_{ｓｔａｒｔ}）と前記第１及び／又は前記第２の終点との間の予測された関係に基づいて前記タイミングミスアラインメントを決定するように構成されることを特徴とする、請求項１０に記載の受信機。
12. ＵＭＴＳ規格のリリース８に準拠して動作するように構成されることを特徴とする請求項１から１１のいずれか１項に記載の受信機。
13. 請求項１から１２のいずれか１項に記載の受信機を備えることを特徴とする基地局（２）。
14. 前記タイミングミスアラインメントユニット（２９）に動作可能に接続され、前記ミスアラインメントに関連する情報を前記関連するユーザ（ｕ）へ送信するように構成される送信ユニット（３１）を備えることを特徴とする、請求項１０又は１１を参照する請求項１３に記載の基地局（２）。
15. 請求項１４に記載の基地局を備えることを特徴とする無線ネットワーク。
16. 請求項１から１２のいずれか１項に記載の受信機を備えることを特徴とする端末（１）。
17. 無線チャネルのチャネル推定値（＾ｈ）を決定する方法であって、前記方法が、
    複数のシンボルを形成するいくつかの時間領域信号（ｙ_ｎ）を受信することであって、各々のシンボルがサイクリックプレフィックスを有する、ことと、
    ユーザ（ｕ）に対して前記サイクリックプレフィックスを除去し、周波数領域内の受信サンプルのベクトル（Ｒ _ｕ ）を形成するように、前記受信信号（ｙ _ｎ ）を処理することと、
    前記受信信号内の既知のパイロットに基づいて、ユーザ（ｕ）に対して前記時間領域内の前記チャネル推定値（＾ｈ）を決定することと、
    前記ユーザ（ｕ）に関連付けられたサブキャリアの数（Ｎ_ｃ）に関連する基本期間を有するＤＦＴ行列を使用することを含み、
    ユーザ（ｕ）に対して前記チャネル推定値（＾ｈ）を決定することが、
    基本期間Ｎ _ｃ・ｋ を有する前記ＤＦＴ行列の複素共役及び移項Ｖ ^＊ _Ｎｃ・ｋ を決定するステップであって、ｋが１より大きいオーバーサンプリング係数であるステップと、
    前記ユーザ（ｕ）に対応する周波数領域内のパイロットシンボルを含むパイロット行列Ｄ _ｕ の複素共役及び移項Ｄ ^＊ _ｕ を決定するステップと、
    前記チャネル推定値を
    
    として推定するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
18. チャネルタップ低減チャネル推定値（＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}）を形成するように、前記チャネル推定値
    
    行列の行のサブセットが選択されることを特徴とする、請求項１７に記載の方法。
19. 行のサブセットの前記選択ステップが、前記チャネル推定値＾ｈ_ｏｓに対して第１の終点（＾ｍ_Ｒ）及び第２の終点（＾ｍ_Ｌ）を決定するステップと、前記チャネルタップ低減チャネル推定値（＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}）が、前記第１及び第２の終点の間の行しか含まないように、行のサブセットを選択するステップとを含むことを特徴とする、請求項１８に記載の方法。
20. 前記第１の終点（＾ｍ_Ｒ）の決定が、開始サンプル値（Ｎ_{ｓｔａｒｔ}）から始まる第１の方向の前記チャネル推定値＾ｈ_ｏｓのいくつかの可能な長さの各々に対して決定値を決定することと、最も好適な決定値に関連付けられた長さを選択することとを含み、
    前記第２の終点（＾ｍ_Ｌ）の決定が、前記第１の方向とは逆の第２の方向の前記チャネル推定値＾ｈ_ｏｓのいくつかの可能な長さの各々に対して決定値を決定することと、最も好適な決定値に関連付けられた長さを選択することとを含む、
    ことを特徴とする、請求項１９に記載の方法。
21. 前記チャネルタップ低減チャネル推定値の予測されたタイミングと前記決定されたチャネルタップ低減チャネル推定値（＾ｈ_{ｏｓ＿ｒｅｄ}）との間のタイミングミスアラインメントが決定されることを特徴とする、請求項１９に記載の方法。
22. 前記タイミングミスアラインメントに関連する情報が、前記ユーザ（ｕ）へ送信されることを特徴とする、請求項２１に記載の方法。