JP5211305B2 - ノイズ分散を推定するための方法および装置 - Google Patents

Description

発明の分野

本発明は、直交拡散符号による符号多重通信システムの受信機におけるノイズ分散を推定するための方法および装置に関する。一例として、本発明は、ユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）リリース５規格のダウンリンク周波数分割双方向（ＦＤＤ）チャネルにおける直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）符号のための受信装置および推定方法に関する。

発明の背景

符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムは、利用可能な無線スペクトルの配置区間にわたって、多数の独立したユーザー信号が送信されるデジタル式広帯域拡散スペクトル技術に基づいている。ＣＤＭＡでは、各ユーザー信号は別々の直交符号およびキャリアを変調する疑似ランダムバイナリシーケンスを備え、それにより波形のスペクトルを拡散するので、多数のユーザー信号に同一周波数スペクトルを共有させることができる。ユーザー信号は、選択された直交符号を持つ信号だけ逆拡散可能な相関器を持つ受信機内で分離される。符号が一致しない他のユーザー信号は、逆拡散されず、それ自体はシステムノイズに散布される。第３世代広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）では、各種の拡散率および可変ユーザーデータレートを同時にサポートできる。

拡散符号の使用により、送信信号の周波数帯域は、実際のデータつまり情報シンボルアレイより長いチップレートまで拡散される。例えば、使用する拡散符号が８データシンボル（「チップ」と称する）の長さを持つ場合、８チップがデータシンボル毎に送信される。一意の符号の特性は、通信のために使用されるかまたは使用する各拡散符号間の内積つまり相関がゼロになることを数学的に意味する拡散符号の直交性により与えられる。拡散符号の直交性により、拡散符号で符号化される信号つまりデータシンボルシーケンスそれぞれの送信が、通信システムの他のユーザーに対応する他の直交拡散符号により符号化されている他の信号に、副作用を与えたりあるいは伝えたりしないことが保証される。特定送信機の特定拡散符号を探す受信機は、無線周波数（ＲＦ）チャネルのノイズとして直交拡散符号により符号化された信号を取る。拡散符号は、異なる長さとすることができるので、異なる長さの拡散符号に対しても直交性が付与されなければならない。

図１は、拡散符号の構造に用いることができる直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）ツリーのグラフ表現を示し、頭字語「ＳＦ」は、拡散符号の長さおよびＯＶＳＦツリーのレベルを特徴付ける拡散率を示している。各ツリーレベル内で、利用可能な拡散符号は同一の長さを持ち、直交性である。拡散率はチップレートとデータシンボルとの比率、またはチップ周期とデータシンボル周期との比率により表すこともできる。異なるユーザーの拡散符号は、ＯＶＳＦツリー内の異なるレベルとすることができるので、多様なサービス品質（ＱｏＳ）のレベルを提供することができる。ユーザーシンボルは、４から５１２までの範囲の拡散率により拡散させることができる。

チャネル・イコライゼーションは、新しく導入された第３世代の周波数分割双方向を持つユニバーサル移動体通信システム（ＦＤＤ−ＵＭＴＳ）のダウンリンクに対して特に関心を集めている。アップリンク送信とは対照的に、基地局から送信される全てのユーザー信号は、特定の移動体端末で同期して受信される。ユーザー信号間の分離は、一意の直交拡散符号を各ユーザー信号に適用することにより達成される。マルチパス伝搬は、直交性を台無しにして、小さな拡散率に対して強いマルチアクセス干渉（ＭＡＩ）およびシンボル間干渉（ＩＳＩ）を引き起こす。その場合、受信したチップシーケンスを等化することにより、ユーザー信号間の直交性を復元できる。特に、高速ダウンリンク・パケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）等の高速データサービスでは、従来型のレイク(rake)受信機の性能は限られている。この受信機は異なる受信経路をコヒーレントに組み合せるが、異なるユーザーに割当てられた任意に時間シフトした拡散符号間の非ゼロ相互相関により、セル間の干渉を抑制することができない。ＭＡＩおよびＩＳＩの厳しい影響を緩和するには、最新の受信機が必要である。

信号対ノイズ比（ＳＮＲ）は、ノイズパワーに対する所望の信号パワーの比として広く定義され、信号品質の標準尺度として認められている。適応型システムの設計には、送信パラメータを修正してシステムリソースを効率的に使用するためにＳＮＲ推定が必要である。低ＳＮＲ値で示される貧弱なチャネル状態は、送信機が、符号レート、変調モード等の送信パラメータを修正して、チャネル歪を補正し、一定ビットエラーレート（ＢＥＲ）およびスループット等の特定用途に応じた制約を満たす必要がある。動的なシステムパラメータ適応には、継続的なチャネル品質監視、およびリソース利用率を最大化するために対応する補正のために、リアルタイムのノイズパワー推定器が必要である。ＳＮＲが判明すると、受け渡しアルゴリズム、パワー管理、補間によるチャネル推定、および高性能復号化アルゴリズムのための最適ソフト情報生成が使用できるチャネル品質に関する情報も提供される。ＳＮＲは、定期的に送信されるトレーニングシーケンス、パイロットデータまたはデータシンボルを用いて推定することができる（ブラインド推定）。

しかし、干渉がノイズの大部分を占める実際の無線通信システムでは、ホワイトノイズは稀なケースであり、現実には、色が着いていることが多い。従って、各サブキャリアのノイズ分散を推定して、「ノイズ＋干渉」分散の推定を行い、その結果として「信号対ノイズ＋干渉」（ＳＩＮＲ）比を計算することが提案されている。これらの「ノイズ＋干渉」推定は、適応型変調、およびチャネル復号器性能を改良するための最適ソフト値計算では特に有用である。更に、これを用いて狭帯域干渉を検出して回避することもできる。

従って、目標は、用語「ノイズ」が２つの成分、すなわち、受信器回路内の電子のランダム運動による熱ノイズと、周辺セルから発せられるセル間（共チャネル）干渉とを有するようモデル化できる加算性ホワイト・ガウスノイズを意味するよう意図されている場合の移動体端末、例えば、ＵＭＴＳユーザー装置におけるシンボル推定全体の「ノイズ＋干渉」の分散を推定することである。更に、用語「干渉」は、我々がそのシンボルを推定しようとしている対象の符号を有する同一セル内の符号から来る歪を意味するよう意図している。

米国特許第６，９５７，１７５（Ｂ２）号は、受信され、データ復調器により処理されてＳＩＲ推定器に復調信号を提供するベースバンド信号の信号対干渉比（ＳＩＲ）を推定するための方法および装置を開示している。ＳＩＲ推定器は、データ復調器からの復調シンボルを受け取り、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）配置図の各象限毎に、復調シンボルの中央値基準平均信号パワー値および平均基準平均パワー値の関数として、復調シンボルの平均信号パワーを推定する。ＳＩＲ推定器は、復調シンボルの平均実効干渉パワーを推定し、復調シンボルの推定平均信号パワーを、復調シンボルの推定平均実効干渉パワーにより除算することによりＳＩＲを計算する。しかし、この周知の推定法は、多くのＱＰＳＫシンボル推定サンプルのバッファリング、ソートメカニズム、多くのバッファリングを生じる中央値フィルタ操作、および計算の複雑な負荷を必要とする非常に複雑な中央値フィルタ処理操作を用いるので、極めて複雑である。

発明の概要

従って、本発明の目的は、複雑さを軽減できる手段による「ノイズ・プラス／または干渉」分散推定のための簡単な方法および装置を提供することにある。

この目的は、クレーム１に記載の装置、およびクレーム１２に記載の推定方法により達成される。

従って、ノイズ分散は、加算および比較の操作だけに基づいて推定することができ、複雑さと処理負荷を軽減させることができる。更に、ノイズ分散推定の期待値（平均値）が真の値であることを意味する偏りのない推定が提供される。

推定されるシンボルを同一の拡散率により拡散させて、それにより推定のための処理ステップを最小化することができる。更に、実施例として、推定されるシンボルを連続的な推定シンボルとしてもよい。これは、連続的なシンボルが続いた時に、実質的な等振幅を仮定することができるという利点をもたらす。

更に、組合せ手段は、それぞれの最小エネルギー成分を加算する加算手段と、その加算手段の出力を２で除算する除算手段とを備えていてもよい。

本装置は、所定数の連続シンボルの間、推定ノイズ分散の移動平均を決定するよう成されていてもよい。更に、または代替として、本装置は、少なくとも２つの異なる符号に対する推定ノイズ分散を取得し、少なくとも２つの異なる符号間の重み付け平均を適用するよう成されていてもよい。重み付けは、少なくとも２つの異なる符号のそれぞれの拡散率を基準にしてもよい。両方のオプションは推定品質の改良をもたらす。

本提案のノイズ分散推定は、リニア受信器内のＳＩＮＲ推定または振幅推定に使用できる。

更に利点の多い展開が従属クレーム内で定義される。

好適な実施形態の説明

本発明を添付図面を参照して好適な実施の形態に基づいて説明する。

以下、好適な実施の形態を、ＵＭＴＳ規格のリリース５仕様によるＨＳＤＰＡデータアクセスシステムに基づいて説明する。ＨＳＤＰＡは、ダウンリンク方向で高速データを提供するよう開発されている。

受信器は、チャネル・イコライゼーションに基づき、符号スクランブルによる直交拡散符号を用いる同期型ＣＤＭＡシステムに適合している適応干渉抑制アルゴリズムを有する。特に、本受信器は、イコライゼーションの適応のためのトレーニングシーケンスまたはトレーニング情報を何も必要としない。本受信器には初期化重み付けが必要なだけであり、その重み付けは、トレーニングシーケンスを要求するチャネル推定方式を必要としても、必要としなくてもよい。チャネルインパルス応答推定器は、そのチャネルのインパルス応答を推定するよう動作し、初期化重み付けを提供するために、適応チップ推定器に基準の入力係数または重み付けを提供する。適応チップ推定器の出力は、シンボル同期される符号相関器に接続される。相関器は、適応チップ推定器の出力を符号発生器の出力と乗算し、次いで、シンボル期間全体にわたって積分することにより、その推定器出力を逆拡散する。符号発生器は、図１の上記ＯＶＳＦツリーに従って必要な拡散符号を生成することができる。相関器の出力は、データ決定を出力する従来型復号器に接続される従来型デインターリーバに接続される。

「ノイズ＋干渉」分散の推定は、他の文脈では時に、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）または信号対干渉比（ＳＩＲ）として記される信号対「干渉＋ノイズ」比（ＳＩＮＲ）推定およびシンボル振幅推定等の、幾つかの目的のために使用することができる。この分散推定は、瞬間的なリンク品質に関してＢＳにフィードバックするための、チャネル品質指標（ＣＱＩ）測定の目的に使用することもできる。後者のケースは、例えば、基地局をサポートしてリンク適応を達成するために、つまり、例えば４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）または１６ステート直交振幅変調（１６ＱＡＭ）等の変調方式に適応させるために、またはチャネル符号レートまたはパンクチャーレートに適応させるか、またはユーザーにサービスを提供するか、しないか（スケジュール）等を決定するために、ＨＳＤＰＡにおいて用いられる。

ＱＰＳＫ変調は、実数部または虚数部に＋１または−１の値を有する。その意味は、２つのノイズのない等振幅のＱＰＳＫシンボルａ1およびａ2を加算または減算、すなわち（ａ1＋ａ2）および（ａ1−ａ2）とすると、２つの実数結果の内の一方の実数部はゼロになるということである。同様に、２つの虚数結果の内の一方の虚数部はゼロになる。シンボルにノイズがある場合、すなわち、シンボルを推定した場合、ノイズがない場合のゼロ値と対応する実数および虚数結果は、実数および虚数の「ノイズ＋干渉」であるが有用な信号ではないものだけをそれぞれ搬送する。

図２は、ダウンリンク通信チェーンの機能ブロック略図を示す。専用物理チャネル（ＤＰＣＨ）のようなユーザー割当て専用チャネル、および共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）および共通物理制御チャネル（ＣＰＣＣＨ）のような幾つかの共通チャネルは、Ｒ９９ ＵＭＴＳ ＦＤＤダウンリンクシステムにおける「ノイズ＋干渉」分散推定目的に使用できるＱＰＳＫ変調された符号の送信用チャネルの例である。これら周知の符号に加えて、ＨＳＤＰＡ準拠の移動体端末は、ＨＳＤＰＡサービスモード中の幾つかのＱＰＳＫ変調されたＨＳＤＳＣＨ符号に関する知識を持っていることもある。

図２を参照すると、基地局における送信されるスクランブル化全チップレベル信号ｂは、同一セル内の全てのユーザーのチップシーケンスの合計と一致する基地局における全チップレベル信号ｂcを、スクランブル符号すなわちシーケンスｓによりスクランブルすることにより得られる。スクランブルされた全チップレベル信号ｂは、一連の送信パルス整形、マルチパス伝搬、およびアナログ受信器フロントエンド・フィルタ処理の例示の形式である離散時間型総体チャネル(discrete time overall channel)ｈを通過する。次いで、「セル間干渉＋ホワイトガウスノイズ」νが加算され、全信号は、チップレベルフィルタであるリニアフィルタｆに供給されるが、このフィルタは、イコライザ、チャネル一致フィルタ、リニアマルチユーザー検出器、または逆畳み込みもしくはチャネルｈの歪の影響を抑制するのに適合する何らかの他のリニアフィルタでもよい。フィルタ出力で、スクランブルされた全チップレベル信号ｂの推定ｂcircが得られる。このフィルタ処理の後、信号は、全チップレベル信号ｂcの推定(ｂcirc)_cが得られるよう逆スクランブル符号すなわちシーケンスｓ^＊による逆スクランブルを通過し、次いで逆拡散ユニットＣuの入力に達する。異なるユーザーのシンボルを得るために幾つかの並列逆拡散ユニットがあってもよいことに留意されたい。

好適な実施の形態によれば、逆拡散ユニットＣuの処理は、実数値である。逆拡散ユニットＣuへの入力シーケンスが複素数の際は、逆拡散ユニットＣuは単に実数部および虚数部を独立して処理するだけである。実数部は、実数成分として出力され、虚数部は虚数成分として出力される。

不偏受信器に対して得られた全チップレベル信号ｂcに関するＳＩＮＲの式は、次式で与えられる：

ここで、σ_b ²は基地局における全チップレベル信号ｂcの分散、(eng ｇ)²は実効的なチャネルｇのエネルギー、(eng ｆ)²は不偏（バイアスのない）フィルタｆのエネルギー、σ_v ²はセル間「干渉＋ノイズ」νの分散、((eng ｇ)²-1)σ_b ²はセル間干渉の分散、そしてσ_n ²は推定されるべき「干渉＋ノイズ」分散である。パラメータγ=1/(eng ｇ)²は不偏フィルタｆの直交係数として既知である。バイアスフィルタに対するＳＩＮＲの式は、僅かに異なるが、式（１）の一番右側の式σ_b ²/σ_n ²は同一であり、その処理はバイアスフィルタに対しても有効である。

対象ユーザーのシンボルに関するＳＩＮＲは次式に等しい：

ここで、Ｌuは対象ユーザーに対する拡散率、σ_bu ²は対象ユーザーに対するチップレベル分散、そしてσ_au ²は対象ユーザーのシンボル分散（パワー）である。

式（２）の分母の項は符号識別に依存しない。更に、式（２）の分母の項は、拡散率に対してリニアに依存するだけである。この観点から、一つの符号に対する分母の項の値が決定されると、２つの符号の拡散率で乗算または除算するだけで、他の符号に対する同一の項を得ることができると結論付けることができる。

既に上記したように、逆拡散ユニットＣuの関数は、実数値である。従って、逆拡散ユニットＣuの入力および出力は、実数（Ｉ）と虚数（Ｑ）に別々に分離することができる。ある符号が図１のＯＶＳＦツリーからユーザーにアクティブに割当てられた場合、そのペアレントまたはチャイルド符号は、他のどのユーザーにも割当てることができず、すなわち他のユーザーは非アクティブとなる。

図３は、図２の逆拡散ユニットＣuにおけるＩ−Ｑ分離および独立処理の並列実行のブロック図を示す。好適な実施の形態における「干渉＋ノイズ」分散推定では、２つの等振幅ＱＰＳＫシンボルが操作される。実施例として、２つの連続シンボルを用いることができ、振幅が２つのシンボル期間の間で（実質的に）変化しないと仮定する。それらを加算、減算し、２入力の比較器から得られる実数部および虚数部の最小エネルギーを合計することにより、「干渉＋ノイズ」分散を計算することができる。２つのシンボルを用いるので、出力を２で除して正規化する。この２つの連続シンボルの加算および減算は、図４に示すような２つの近似チャイルド符号による逆拡散と実際に等価である。

図４は、ペアレント符号およびその２つのチャイルド符号の構造表現を示している。逆拡散ユニットＣuの２つのチャイルド符号による逆拡散、すなわち、C1=[Cu, Cu]およびC2=[Cu, Cu]による逆拡散は、Ｃu上の２つの連続シンボルから反映される２つの符号を乗算した疑似シンボル推定を以下のように提供する：

ここで、ｍはシンボルのインデックスを表す。

これらの疑似シンボルをＩ−Ｑ成分に分離すると、以下の結果が導かれる：

ＱＰＳＫ変調の実数部（虚数部）は２つの値、すなわちスケールを合わせた形では｛＋１、−１｝しか持たないので、ａ_1,I (m)またはａ_2,I (m)のどちらかがゼロにならなければならない。両方が同時に非ゼロとなることはない。

式（２）の分母の特性から、以下が適用される：

「干渉＋ノイズ」サンプル分散のＩ（実数）成分は、以下のように容易に計算できる：

同様な論法および手順を、Ｑ（虚数）成分を得るために続けることができる：

最後に、以下の式が得られる：

図５は、比較器およびスケール化操作による実装アーキテクチャのブロック略図を示す。

図５によれば、推定された逆スクランブル化全チップレベル信号の同一または少なくとも類似した振幅の２つの等振幅シンボル、例えば２つの連続シンボルが、加算ユニット１１で加算され、減算ユニット１２で減算され、加算および減算結果の実数部Ｉおよび虚数部Ｑがそれぞれ出力される。次いで、全ての実数部および虚数部のエネルギー値が、それぞれ二乗器２１〜２４において得られる。実数部および虚数部それぞれの最小エネルギーが、２入力比較器３１および３２を用いるだけで実数部および虚数部それぞれのエネルギー値を比較することにより得られる。これらの実数部および虚数部の最小エネルギーは加算ユニット４０で加算される。２つのシンボルを用いるので、加算ユニット４０の出力は、最後の乗算または除算ユニット５０で、２で除算（０．５で乗算）することにより正規化されて、所望の「ノイズ＋干渉」分散σ_nu ²を得ることができる。

推定された分散の品質は幾つかの方法で改良することができる。第１のオプションとして、推定値の移動平均を、所望の数の連続シンボルが続いた時に決定することができる。第２のオプションとして、その手順を、共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）またはＰＣＣＰＣＨ等の幾つかの共通符号のようなＱＰＳＫ変調を持つ幾つかの他の既知の符号に適用して、それらの間で重み付けした平均をとることができる。この目的のために、σ_n ²の推定は、式（２）で与えられたσ_nu ²=L_uσ_n ²関係を用いて、各既知符号にわたるσ_nu ²推定から得ることができる。次いで、重み付けされた平均が、第１ステップで得られた分散の間で実行される。重み付けは、例えば、拡散率Ｌ＝128を持つ符号からのσ_n ²の推定が、理想的な条件では、拡散率Ｌ＝16を持つ符号からのσ_n ²の推定より８倍も少ない分散を有するので有益であろう。他方、同期モジュールにおける幾つかの位相ドリフトの影響は、小さな拡散率に、理想的な条件の場合より大きな重み付けを与える傾向があるかもしれない。原理的には、移動平均および符号間平均の両方を適用することができる。

本提案の推定方式は、ＱＰＳＫ変調によるどのアクティブ符号にも適用することができ、そのペアレントまたはチャイルド符号にアクティビティがない限り、どの未使用符号にも適用できることを意味する。その未使用符号はゼロパワーによるＱＰＳＫ変調された符号と見なすことができる。

分散σ_n ²が説明したメカニズムにより推定され、改良されると、シンボル配置図とは無関係に、任意のユーザーシンボルのＳＩＮＲ推定でそれを用いることができる。それには、「シンボル＋ノイズ＋干渉」パワーσ_(ａcirc)u ²=σ_au ²+σ_nu ²は、最初に相関器出力でパワーを求め、次いで、σ_(ａcirc)u ²から推定分散σ_nu ²を減じてシンボルパワーσ_au ²を得て、最後に式（２）におけるようにＳＩＮＲ推定を得るだけで推定できる。シンボル振幅推定はシンボルパワー推定から容易に得ることができる。ＱＰＳＫ変調では、例えば、実数および虚数シンボル部の振幅は単に、SQRT(σ_au ²/2)とするだけである。

その結果、同一振幅および同一拡散率を有する２つのＱＰＳＫシンボル推定が利用できる限り、本提案の推定は、シンボル推定を加算および減算し、基本的な比較を行うことにより容易に適用させることができる。例えば、ＨＳＤＰＡ等のマルチ符号送信システムでは、移動体端末は、拡散率１６の多重符号全体にわたる多重ＱＰＳＫシンボルを受信する。更に、それらは等振幅を有する。従って、本技法は、シンボル対の中で説明したように使用することができる。２つのシンボル推定は加算および減算するだけである。実数および虚数結果の最小エネルギー成分を加算し、その結果を２で除算する。この手順を全てのシンボル対の間で繰り返すことができ、所望であれば、得られた推定を平均して、さらに良い結果を得る。一実施例として、５つのＨＳＤＰＡシンボルを仮定する。Ｃ（5,2）＝10のシンボル対がある。本提案の推定を１０回適用でき、その平均値を決定する。

言うまでもなく、図５の関数またはブロックは、ディスクリート回路素子で実装でき、または適切なデータプロセッサにより実行されるソフトウエアルーチンとして実装できる。回路素子とソフトウエアルーチンを組み合せて利用してもよい。

本発明は、上記の好適な実施の形態に制限されず、レイク受信器、リニア最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）イコライザ、およびリニアマルチユーザー検出器（干渉キャンセラ）等の任意のリニア受信器で実施して、リニア受信器、直交符号およびＱＰＳＫ配置図の特性に基づく任意の干渉、歪および／またはノイズ成分の簡単な不偏分散推定または推定量を得ることができるということに留意されたい。更に、本提案のノイズ分散推定は、任意のノイズ、干渉または歪成分の推定に用いることができる。最小エネルギー成分の任意の組合せを、推定されるシンボルの符号タイプ、拡散率または他の特性パラメータに応じて使用してもよい。

推定された「ノイズ＋干渉」分散は、同一符号またはシステム内の何らかの他のアクティブ符号のＳＩＮＲおよび振幅推定のような、幾つかの他の推定目的のために用いることができる。本推定から利益を得るこれらの後者の符号は、本推定に用いる符号と同一の拡散率を持つ必要はない。更に、これらは任意の配置図からのシンボルを持つことさえできる。

要約すると、直交拡散符号を有する符号多重通信システムの受信器におけるノイズ分散を推定するための方法および装置を説明し、実質的に同一振幅を有する２つの推定されるシンボルの和および差の実数部および虚数部それぞれを決定し、次いで、和および差の決定された実数部および虚数部の最小エネルギー成分をそれぞれ決定することを説明してきた。それぞれの最小エネルギー成分を最後に組み合せて、ノイズ分散を得る。それによって、ノイズ分散は単純な加算および比較の操作に基づいて推定することができる、複雑さおよび処理負荷を軽減できる。

最後に、重要なことであるが、クレームを含む明細書で使用される場合の用語「備えた」（「comprises」または「comprising」）は、説明した特長、手段、ステップまたは成分の存在を規定するよう意図されているが、一つ以上の他の特長、手段、ステップ、成分またはそのグループの存在または追加を排除しない。更に、クレーム内の要素に先行する語「一つの」（「a」または「an」）は、複数のかかる要素の存在を排除しない。更に、何れの参照符号もクレーム範囲を制限しない。

本明細書では、使用文字コードの制限から、本文における表記と数式における表記との間にずれがある。以下に、これらの対応表を示す。

図１は、直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）ツリーのグラフ表現を示す。 図２は、ダウンリンク通信チェーンの機能ブロック略図を示す。 図３は、逆拡散操作のＩ−Ｑ分離の並列実行のブロック図を示す。 図４は、ペアレント符号およびその２つのチャイルド符号の構造表現を示す。 図５は、好適な実施の形態による推定装置のブロック略図を示す。

Claims (13)

1. 直交拡散符号による符号多重通信システムの受信器におけるノイズ分散を推定するための装置であって、前記装置は：
   ａ）実質的に同一の振幅を有する２つの逆拡散されたＱＰＳＫシンボルの差の各実数部および虚数部を決定するための処理手段と；
   ｂ）実質的に同一の振幅を有する２つの逆拡散されたＱＰＳＫシンボルの和の各実数部および虚数部を決定するための処理手段と；
   ｃ）前記和と差の前記決定された実数部の最小エネルギー成分を決定するため、および前記和と差の前記決定された虚数部の最小エネルギー成分を決定するための最小エネルギー決定手段と；
   ｄ）前記最小エネルギー成分を組み合せて、前記ノイズ分散を得るための組合せ手段と、
   を備える装置。
2. 前記推定されるシンボルは、同一拡散率により拡散されている請求項１に記載の装置。
3. 前記推定されるシンボルは連続的に推定されるシンボルである請求項１または２に記載の装置。
4. 前記組合せ手段は、前記各最小エネルギー成分を加算するための加算手段（４０）と、前記加算手段の出力を２で除算するための除算手段を備える請求項１〜３のいずれかに記載の装置。
5. 前記装置は、所定数の連続シンボル期間中の推定ノイズ分散の移動平均を決定するよう成されている請求項１〜４のいずれかに記載の装置。
6. 前記装置は、少なくとも２つの異なる符号に対する推定ノイズ分散を得て、前記少なくとも２つの異なる符号間の重み付け平均を適用するよう成されている請求項１〜５のいずれかに記載の装置。
7. 前記装置は、前記少なくとも２つの異なる符号の各拡散率に基づいて重み付けを適用するよう成されている請求項６に記載の装置。
8. 前記ノイズ分散は「ノイズ＋干渉」分散である請求項１〜７のいずれかに記載の装置。
9. 直交拡散符号による符号多重通信システムのための受信装置であって、前記受信装置は、請求項１に記載の装置を備える受信装置。
10. 前記受信装置は、信号対「ノイズ＋干渉」比の推定のために前記ノイズ分散の推定値を用いるよう成されている請求項９に記載の受信装置。
11. 前記受信装置は、振幅推定のために前記ノイズ分散の推定値を用いるよう成されている請求項９に記載の受信装置。
12. 直交拡散符号による符号多重通信システムの受信器におけるノイズ分散を推定する方法であって、前記方法は：
    ａ）実質的に同一の振幅を有する２つの推定されるＱＰＳＫシンボルの差の各実数部および虚数部を決定するステップと；
    ｂ）実質的に同一の振幅を有する２つの推定されるＱＰＳＫシンボルの和の各実数部および虚数部を決定するステップと；
    ｃ）前記和および差の前記決定された実数部の各最小エネルギー成分を決定するため、前記和および差の前記決定された虚数部の各最小エネルギー成分を決定するためのステップと；
    ｃ）前記各最小エネルギー成分を組み合せて、前記ノイズ分散を得るステップと、を含む方法。
13. コンピュータ装置上で実行する場合に請求項１２の方法ステップを生成するよう成されているコード手段を備えるコンピュータープログラム。
    
    
    
    
    

Images