JP5299555B2 - 電力変換制御装置 - Google Patents

Description

この発明は電力変換装置に関し、特に電圧形インバータの変調率を向上させる技術に関する。

例えばインバータは三個の電流経路を有し、三相交流電圧を三相負荷へと出力する。それぞれの電流経路は上記直流電圧の高電位側と低電位側とに一対のスイッチ素子を有している。当該スイッチ素子は、キャリアの値と信号波の値とを比較した結果に基づいて決定されるスイッチングパターンに基づいてスイッチングする。このスイッチングに基づいて上記三相交流電圧が出力される。

電力変換装置の例として、電流形コンバータと電圧形インバータと、両者を接続する直流リンクを有するインダイレクトマトリックスコンバータが挙げられる。インダイレクトマトリックスコンバータにおいては直流リンクに上記直流電圧が印加されるものの、平滑回路を有しない。

電流形コンバータはスイッチングによって電流経路を切り換える、いわゆる転流を発生させ、交流を上記直流電圧に変換する。電流形コンバータのスイッチングの際の損失を低減するため、当該スイッチングの際には電流形コンバータに電流を流さない、いわゆる零電流スイッチングが提案されている。

電流形コンバータに電流を流さないためには、電圧形インバータにおいて直流リンクと三相負荷とを絶縁する。特に三相負荷が電動機である場合には、その逆起電力に起因した電流を還流させるため、三相負荷の短絡を行う。かかる電圧形インバータの動作は、零電圧ベクトルと通称される電圧ベクトルに基づいたスイッチングパターンを採用することによって実現される。

特許４１３５０２６号公報 特開２００９−２１３２５２号公報 特許５０４５７１６号公報 特開２０１１−１９３６７８号公報

L.wei, T.A.Lipo, "A Novel Matrix converter Topology with Simple Commutation", IEEE ISA2001, vol3, pp1749-1754, 2001 大沼喜也、伊東淳一、「新しい単相三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証」、電気学会半導体電力変換研資，SPC-08-162（2008）

上述のように、電流形コンバータにおいて零電流スイッチングを実現するために、電圧形インバータの制御において零電圧ベクトルを採用すると、線間電圧を三相負荷に供給する期間が実質的に減少する。従って、電流形コンバータが出力する直流電圧（これはインダイレクトマトリックスコンバータにおいては、電圧形インバータに入力する直流電圧でもある）に対する、インバータが出力する線間電圧の大きさ、いわゆる変調率は低下する。

同様の課題は、コンバータがダイオードブリッジのように受動素子で構成されている場合にもあり得る。例えば特許文献３に紹介された非線形キャパシタ回路はダイオード整流器が出力する電圧を受け、インバータに印加する電圧を低減する。また特許文献４に紹介された充放電回路は、ダイオード整流器が出力する電圧を受け、インバータに印加する電圧を増大させる。

このような非線形キャパシタ回路や充放電回路はその内部で転流動作を行うので、電流形コンバータの転流と同様、零電流スイッチングが望まれる。しかし零電流スイッチングを実現するために、電圧形インバータの制御において零電圧ベクトルを採用すると、電圧制御率が低下する。ここでいう電圧制御率とは、ダイオードブリッジが出力する直流電圧に対するインバータが出力する線間電圧の大きさをいう。これはダイオードブリッジが出力する電圧とインバータが出力する電圧に基づく比であるので、本願では便宜上、上記の変調率と同視して扱う。

そこでこの発明は、インバータの前段、例えば電流形コンバータや特許文献３にいう非線形キャパシタ回路、特許文献４にいう充放電回路において零電流スイッチングを実現しつつ、電圧形インバータにおける変調率を向上する技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決すべく、この発明に係る電力変換制御装置（９，１０）は、キャリア生成部（３５）と、整流部制御部（２０；１０）と、インバータ制御部（３０）とを備える。但し、当該電力変換装置の制御対象は電力制御装置であって、当該電力制御装置は以下を備える：複数の入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ；３１，３２）；第１乃至第３の出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）；第１及び第２の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）；整流部（２；２Ｂ；２Ｃ）；電圧形インバータ（５）。

前記複数の入力端には交番電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ；Ｖｉ）が印加される。

前記整流部は、スイッチングによる転流を伴って前記交番電圧を整流し、前記第１の直流母線（ＬＨ）を前記第２の直流母線（ＬＬ）よりも高電位にしつつ、前記第１の直流母線（ＬＨ）から前記第２の直流母線（ＬＬ）へ直流電流（Ｉdc）を流す。

前記電圧形インバータは、前記第１の直流母線（ＬＨ）と前記第２の直流母線（ＬＬ）との間の直流電圧（Ｖdc）を三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して前記第１乃至第３の出力端に出力する。

前記電圧形インバータは、前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ、ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路を含む。

前記電流経路の各々は、前記第１の直流母線と前記第１乃至第３の出力端の各々との間に接続される。

前記電流経路の各々は、上アーム側スイッチ（Ｑup，Ｑvp，Ｑwp）と、下アーム側スイッチ（Ｑun，Ｑvn，Ｑwn）と、上アーム側ダイオード（Ｄup，Ｄvp，Ｄwp）と、下アーム側ダイオード（Ｄun，Ｄvn，Ｄwn）とを有する。

前記上アーム側スイッチは、前記第１乃至第３の出力端と前記第１の直流母線との間に接続され、導通時には前記第１の直流母線から前記第１乃至第３の出力端の各々に電流を流す。前記下アーム側スイッチは、前記第１乃至第３の出力端と前記第２の直流母線との間に接続され、導通時には前記第１乃至第３の出力端から前記第２の直流母線に電流を流す。

前記上アーム側ダイオードは、前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続される。前記下アーム側ダイオードは、前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続される。

前記キャリア生成部は、時間に対する傾斜の絶対値（tanα）が一定であり、最小値（０）と最大値（１）との間で往復する三角波を呈するキャリア（Ｃ２）を生成する。

そしてこの発明に係る電力変換制御装置の第１の態様は、下記の特徴を有する。前記整流部制御部は、前記最小値以上かつ前記最大値以下の転流基準値(ｄrt；１−ｄｃ)を前記キャリアが採る転流基準時点（ｔ00）に所定時間（ｔｃ）を加算した時点で、前記整流部に前記転流を実行させる。

前記インバータ制御部は、前記電圧形インバータの前記上アーム側スイッチ及び前記下アーム側スイッチのオン／オフを、前記キャリアと前記三相電圧に対する信号波との比較に基づいて制御する。

前記インバータ制御部は、第１時点（ｔ01，ｔ03）を始期とし、第２時点（ｔ02，ｔ04）にデッドタイム（ｔｄ）を加えた時点を終期とする期間たる隔離期間（Ｕｄ，Ｖ０）において全ての前記上アーム側スイッチをオフ状態にする。

但し、前記第１時点（ｔ01；ｔ03）は前記キャリアが第１の前記信号波（Ｖu1*；Ｖu2*）の値を採る時点であり、前記第２時点（ｔ02，ｔ04）は前記第１時点の後に初めて前記キャリアが第２の前記信号波（Ｖu2*；Ｖu1*）の値をとる時点である。また前記第１の前記信号波及び前記第２の前記信号波は、前記三相電圧のうちの最大相についての前記信号波である。

前記最大相の電圧に対応する電流を流す前記上アーム側スイッチ（Ｑup）は前記第１時点でオン状態からオフ状態へと遷移し、前記第２時点から前記デッドタイム経過後にオフ状態からオン状態へと遷移する。

前記所定時間（ｔｃ）は、前記第１時点から前記転流基準時点を差し引いた値（−τ01）よりも大きく、前記第２時点から前記転流基準時点を差し引いた値（τ02）と前記デッドタイムとの和よりも短い値に設定される。

この発明にかかる電力制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記複数の入力端は三個の入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）である。そして前記整流部は電流形コンバータ（２）であって、前記第１乃至第３の入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓrp，Ｓsp，Ｓtp）と、前記第１乃至第３の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓrn，Ｓsn，Ｓtn）とを含むスイッチ群を有する。そして前記整流部は前記スイッチ群の開閉によって前記第１乃至第３の入力端に入力する三相電流（ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ）を転流して出力する。

この発明にかかる電力制御装置の第３の態様は、その第１の態様であって、前記複数の入力端は一対の入力端（３１，３２）である。そして前記整流部（２Ｂ；２Ｃ）は前記一対の入力端に接続されたダイオードブリッジ（３）と、充放電素子（Ｃ４１，Ｃ４２；Ｃ４）、及び前記充放電素子から第１及び第２の直流母線（ＬＨ、ＬＬ）への放電を制御するスイッチ素子（Ｓ４１，Ｓ４２；Ｓｃ）を含むバッファ部（４；４ａ）とを有する。そして前記整流部は、前記スイッチ素子の開閉によって、前記一対の入力端に入力する電流と、前記充放電素子の放電電流とを転流して出力する。

この発明にかかる電力制御装置の第４の態様は、その第１乃至第３の態様のいずれかであって、前記所定時間（ｔｃ）は、前記第１時点から前記転流基準時点を差し引いた値（−τ01）と、前記第２時点（ｔ02）から前記転流基準時点（ｔ00）を差し引いた値（τ02）と、前記デッドタイム（ｔｄ）との和の半分（(1/2)（τ02−τ01＋ｔｄ）））に設定される。

この発明にかかる電力制御装置の第５の態様は、その第１乃至第４の態様のいずれかであって、前記第２の前記信号波から前記第１の前記信号波を引いた値（ｄ０）は、前記キャリアの前記傾斜の絶対値（tanα）と前記デッドタイム（ｔｄ）との積を零から引いた値（−ｔｄ・tanα）よりも大きい。

この発明にかかる電力制御装置の第６の態様は、その第１乃至第３の態様のいずれかであって、前記所定時間（ｔｃ）は前記デッドタイムの半分（ｔｄ／２）に設定される。

この発明にかかる電力制御装置の第１乃至第３の態様によれば、デッドタイムによって浸食された零電圧ベクトル期間と、デッドタイムの期間とにおいて整流部が転流する。デッドタイムの期間においても零電圧ベクトル期間と同様に、整流部には電流が流れないので、整流部が転流するときの損失を低減できる。

この発明にかかる電力制御装置の第４の態様によれば、整流部が転流するタイミングが、隔離期間の中央に位置するので、零電圧ベクトルの長さを短くしても第１の態様の効果を得ることができ、変調率を高めることができる。

この発明にかかる電力制御装置の第５の態様によれば、デッドタイムによって発生する隔離期間を確保できる。

この発明にかかる電力制御装置の第６の態様によれば、実質的に零電圧ベクトル期間が設けられない場合であっても、更に第１の信号波と第２の信号波の大小によらず、デッドタイム中に整流部が転流するので、いわゆる零電流スイッチングが可能となる。

本発明の第１の実施の形態が採用される電力変換装置の構成を例示する回路図である。 電流形コンバータにおける動作を説明するグラフである。 従来技術における電力変換装置の動作を説明するグラフである。 デッドタイムが設けられた場合のスイッチング信号が生成される様子を示すタイミングチャートである。 キャリアが上昇中で隔離期間近傍におけるスイッチング信号の振る舞いを示すタイミングチャートである。 キャリアが上昇中で隔離期間近傍におけるスイッチング信号の振る舞いを示すタイミングチャートである。 キャリアが上昇中で隔離期間近傍におけるスイッチング信号の振る舞いを示すタイミングチャートである。 三相電圧の波形を示すグラフである。 隔離期間における電圧形インバータの等価回路を示す回路図である。 隔離期間における電圧形インバータの等価回路を示す回路図である。 隔離期間における電圧形インバータの等価回路を示す回路図である。 隔離期間における電圧形インバータの等価回路を示す回路図である。 通流比が比較的小さい場合の、電力変換装置の動作を説明するグラフである。 通流比が比較的小さい場合の、電力変換装置の動作を説明するグラフである。 電流形コンバータにおける動作を説明するグラフである。 制御部の具体的な内部構成の概念的な一例を示すブロック図である。 電流形コンバータ及び電圧形インバータの動作を示すグラフである。 従来の単相／三相直接変換装置を示す回路図である。 図１８の単相／三相直接変換装置の等価回路を示す回路図である。 図１９の等価回路の動作を示すタイミングチャートである。 従来の単相／三相直接変換装置を示す回路図である。 図２１の単相／三相直接変換装置の等価回路を示す回路図である。

第１の実施の形態．
｛基本的な動作｝
図１は本発明の実施の形態が採用される電力変換装置の構成を例示する回路図である。ここで例示される直接形交流電力変換装置はインダイレクトマトリックスコンバータであり、ＡＣ／ＤＣ変換を行う電流形コンバータ２と、ＤＣ／ＡＣ変換を行う電圧形インバータ５とを備えている。電流形コンバータ２と電圧形インバータ５とは、直流母線ＬＨ，ＬＬによって接続される。直流母線ＬＨは直流母線ＬＬよりも高電位である。

電圧形インバータ５は、直流電圧であるリンク電圧Ｖdcが印加される直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備える。

第１の電流経路は接続点Ｐｕと、上アーム側スイッチＱupと、下アーム側スイッチＱunとを有している。第２の電流経路は接続点Ｐｖと、上アーム側スイッチＱvpと、下アーム側スイッチＱvnとを有している。第３の電流経路は接続点Ｐｗと、上アーム側スイッチＱwpと、下アーム側スイッチＱwnとを有している。

上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwpは導通時には直流母線ＬＨからそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに電流を流す。下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnは導通時にはそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから直流母線ＬＬに電流を流す。

電圧形インバータ５は、リンク電圧Ｖdcに対してパルス幅変調に基づくスイッチングパターンでスイッチングを行って、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから三相負荷６に三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは三相負荷６に対してそれぞれ線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを出力する出力端として把握することもできる。以下では、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから三相負荷６へ向かう方向を正方向として説明する。

上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwpに対して、それぞれ上アーム側ダイオードＤup，Ｄvp，Ｄwpが逆並列に接続される。下アーム側スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwnに対してそれぞれ下アーム側ダイオードＤun，Ｄvn，Ｄwnが逆並列に接続される。なお、「逆並列」とは、二つの素子が並列に接続されており、かつ二つの素子の導通方向が相互に反対である態様を示す。

電流形コンバータ２は三個の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔを有する。入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔは例えば三相交流電源１ａに接続され、三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを相毎に入力する。電流形コンバータ２は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから供給される三相の線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを第１期間と第２期間とに区分される周期で転流して、直流母線ＬＨ，ＬＬ間に直流のリンク電流Ｉdcを印加する。以下では、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから電圧形インバータ５へ向かう方向を正方向として説明する。

第１期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、最大相を呈する相電圧と最小相を呈する相電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉdcとして供給される期間である。また第２期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、中間相を呈する相電圧と最小相を呈する相電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉdcとして供給される期間である。

電流形コンバータ２はスイッチ素子Ｓxp，Ｓxn（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。以下同様）を備えている。スイッチ素子Ｓxpは入力端Ｐｘと直流母線ＬＨとの間に設けられている。スイッチ素子Ｓxnは入力端Ｐｘと直流母線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。

スイッチ素子Ｓxp，Ｓxnは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)とダイオードとの直列接続、あるいはＲＢ−ＩＧＢＴ（Reverse Blocking IGBT）で実現することができる。

スイッチ素子Ｓxp，Ｓxnにはそれぞれスイッチング信号Ｇxp，Ｇxnが入力される。スイッチング信号Ｇxpの活性／非活性に応じてスイッチ素子Ｓxpがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号Ｇxnの活性／非活性に応じてスイッチ素子Ｓxnがそれぞれ導通／非導通する。

スイッチＱyp，Ｑynにはそれぞれスイッチング信号Ｇyp，Ｇynが入力される（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下同様）。スイッチング信号Ｇypの活性／非活性に応じてスイッチＱypがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号Ｇynの活性／非活性に応じてスイッチＱynがそれぞれ導通／非導通する。

図２は電流形コンバータ２における動作を説明するグラフである。上段のグラフには三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが、下段のグラフには通流比ｄｒ，ｄｓ，ｄｔが、それぞれ示されている。

図２において上段のグラフの上方には、時間的な領域Ｒ１〜Ｒ６が付記されている。領域Ｒ１〜Ｒ６は三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのうち、絶対値が最も大きいものが切り替わるタイミングで相互に時間的に区分される。この切り替わりのタイミングは、三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのいずれかが零を採るタイミングでもある。領域Ｒ１〜Ｒ６はこのように区分されるので、いずれもが、三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期を六等分したπ／３の長さを有する。例えば領域Ｒ１は相電圧Ｖｔの絶対値が相電圧Ｖｒ，Ｖｓのいずれの絶対値よりも大きな領域であり、相電圧Ｖｓが負から正に切り替わる時点を始期とし、相電圧Ｖｒが正から負に切り替わる時点を終期とする。

三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは、線間電圧の最大値に対する比で表されており、よって三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値の最大値は１／√３となっている。ここでは三相電圧の位相角の基準（０°）として、三相電圧Ｖｒが最大値を採る時点が採用されている。

通流比ｄｘはスイッチ素子Ｓxp，Ｓxnのスイッチングによって線電流ｉｘが流れる時比率を示す。通流比ｄｘが正であればスイッチ素子Ｓxpが導通して入力端Ｐｘへと電流形コンバータ２に電流が流れ込む時比率を、負であればスイッチ素子Ｓxnが導通して入力端Ｐｘから三相交流電源１ａへと電流が流れ出す時比率を、それぞれ示す。具体的には、例えば領域Ｒ１において、相電圧Ｖｔが最も小さいので、スイッチ素子Ｓtnは導通し続けることになり、ｄｔ＝−１と表される。この場合、スイッチ素子Ｓrp，Ｓspは交互に導通することになり、それぞれが導通する時比率が通流比ｄｒ，ｄｓで示される。スイッチ素子Ｓrp，Ｓspは三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期に対して短い周期で交互に導通することになり、パルス幅変調を行うことになる。

図２から理解されるように、領域Ｒ１において相電圧Ｖｒが相電圧Ｖｓよりも大きければ通流比ｄｒが通流比ｄｓよりも大きく、相電圧Ｖｒが相電圧Ｖｓよりも小さければ通流比ｄｒが通流比ｄｓよりも小さい。このように、最大相となる相電圧に対応する線電流の通流比を、中間相となる線電流の通流比よりも大きくすることは、線電流ｉｘを正弦波に近づける点で望ましい。線電流ｉｘを正弦波状とすべく通流比ｄｘを決定する技術は周知であるので（例えば非特許文献１、特許文献１，２等）、当該技術の具体的な内容はここでは省略する。

以下、領域Ｒ１を例に採って説明を続ける。領域Ｒ１において通流比ｄｔは値−１に固定されるので、領域Ｒ１における通流比ｄｒ，ｄｓをそれぞれ通流比ｄrt，ｄstとして表記する。他の領域Ｒ２〜Ｒ６についても、相電圧波形の対称性から、相順の読替、及びスイッチ素子Ｓxp，Ｓxnの相互の読替により、下記の説明が妥当することは自明である。

図３は従来技術における電力変換装置の動作を説明するグラフである。上記通流比ｄrt，ｄstに則って電流形コンバータ２をスイッチングするために、ここでは最小値０と最大値１との間で遷移する三角波を呈するキャリアＣ１を採用する。ｄst＋ｄrt＝１となるので、電流形コンバータ２が転流するタイミングとしてはキャリアＣ１が通流比ｄrtと等しくなる時点を採用することができる。

キャリアＣ１の一周期Ｔ０を導入すると、キャリアＣ１の波形が三角波であることから、キャリアＣ１が値０から通流比ｄrtの間にある期間の長さはｄrt・Ｔ０（以下、当該期間を「期間ｄrt・Ｔ０」とも称す）で表される。また、キャリアＣ１が通流比ｄrtから値１の間にある期間の長さはｄst・Ｔ０（以下、当該期間を「期間ｄst・Ｔ０」とも称す）で表される。以下の各図ではｄst＞ｄrtとなる場合、即ち領域Ｒ１のうち位相角が大きい後半（図２の位相角６０〜９０°）における場合が例示されている。この場合、相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔがそれぞれ、中間相、最大相、最小相となる。期間ｄst・Ｔ０，ｄrt・Ｔ０は、それぞれ上述の第１期間及び第２期間として把握することができる。

期間ｄst・Ｔ０においては、電流形コンバータ２の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのうち、最大相を呈する相電圧Ｖｓと最小相を呈する相電圧Ｖｔとが印加される入力端Ｐｓ，Ｐｔの対に流れる電流が、直流母線ＬＨに供給される。

期間ｄrt・Ｔ０においては、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのうち、中間相を呈する相電圧Ｖｒと最小相を呈する相電圧Ｖｔとが印加される入力端Ｐｒ，Ｐｔの対に流れる電流が、直流母線ＬＨに対して供給される。このような転流を実現するスイッチング信号Ｇxp，Ｇxnの生成は、例えば特許文献１において公知であるので説明は省略する。

電圧形インバータ５の瞬時空間電圧ベクトル変調を行うため、キャリアＣ２と信号波との比較を行い、当該比較結果に基づいてスイッチング信号Ｇyp，Ｇynを生成する。従来の技術では、キャリアＣ２としてキャリアＣ１と同形かつ同相の波形を採用する。以下では説明を簡単にするために全てのキャリアは、いずれも最小値が０であり、最大値が１である場合を例に採る。但し、信号波について適宜に線形変換を行うことにより、これらの最小値、最大値は任意の値を選定できる。

電圧形インバータ５が採用すべき電圧ベクトルがベクトル演算を用いてｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表されるとする（ｄ４＋ｄ６≦１）。ここで「単位電圧ベクトルＶｇ」を導入した。但し当該表記において、値ｇは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ値４，２，１を割り当て、それぞれに対応する上アームが導通するときに、割り当てられた値を合計した値であって、０〜７の整数を採る。

例えば単位電圧ベクトルＶ４はスイッチＱup，Ｑvn，Ｑwnが導通し、スイッチＱun，Ｑvp，Ｑwpが非導通となるスイッチングパターンを表す。また単位電圧ベクトルＶ６はスイッチＱup，Ｑvp，Ｑwnが導通し、スイッチＱun，Ｑvn，Ｑwpが非導通となるスイッチングパターンを表す。

図３では電圧形インバータ５が採用すべきスイッチングパターンを表す電圧ベクトルが、ベクトル演算を用いてｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表され、ｄ０＋ｄ７＝１−（ｄ４＋ｄ６）＞０、ｄ０＞０、ｄ７＞０が成立する場合のキャリアＣ２の一周期分を例示している。このような場合は、Ｗ相の相電圧Ｖｗが、Ｕ相の相電圧Ｖｕ及びＶ相の相電圧Ｖｖのいずれよりも小さい。もちろん、キャリアＣ２の他の周期においてＵ相の相電圧ＶｕあるいはＶ相の相電圧Ｖｖが他の相電圧よりも小さい場合もあるが、それらの場合は適宜に相を入れ替えて読み替えればここでの説明が妥当することは明白である。

このような場合、単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７をｄ０：ｄ４：ｄ６：（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）の比の長さで採用する。この場合、キャリアＣ２の一周期Ｔ０内において、単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７をそれぞれｄ０：ｄ４：ｄ６：（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）の比で採用したスイッチングを行うことになる。

このように、各単位電圧ベクトルが採用される長さの、キャリア一周期分に対する比も時比率と称することにする。ここではｄ０＋ｄ４＋ｄ６＋ｄ７＝１となっている。

単位電圧ベクトルＶ０、Ｖ７を採用する場合には、電圧形インバータ５には電流が流れないので、リンク電流Ｉdcは零となる。

よって単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ７に対応したスイッチングパターンが採用される期間において電流形コンバータ２のスイッチングを行えば、当該スイッチングにいてスイッチ素子に電流が流れない、いわゆる零電流スイッチングが実現される。零電流スイッチングは電流形コンバータ２の損失を低減する観点で望ましい。

上述のような観点に基づいて、電圧形インバータ５におけるスイッチングパターンとして、単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７を採用する期間をどのように設定するかについては公知である（例えば特許文献３等）。よって当該技術の具体的な内容はここでは省略する。

但し、従来は零電流スイッチングについて、デッドタイムを考慮していなかった。ここでデッドタイムとは、スイッチＱyn，Ｑypが同時に導通することを回避するために設けられる、スイッチＱyn，Ｑypが同時に非導通となる期間を指す。よって従来は零電流スイッチングを行うための考察において、スイッチング信号Ｇynとスイッチング信号Ｇypとは相補的に活性化するものとして扱われていた。なお、スイッチング信号Ｇyp，Ｇynの活性／非活性は以下ではそれぞれ”Ｈ”／”Ｌ”として表され、またそれぞれスイッチＱyp，Ｑynを導通／非導通させる。

具体的な例示として、図３においては下記の場合が例示されている。即ちキャリアＣ２がＵ相の信号波Ｖu1*＝ｄrt（１−ｄ０）以下若しくはＵ相の信号波Ｖu2*＝（ｄrt＋ｄst・ｄ０）以上を採るときにスイッチング信号Ｇupが活性化する。キャリアＣ２がＶ相の信号波Ｖv1*＝ｄrt（１−ｄ０−ｄ４）以下若しくはＶ相の信号波Ｖv2*＝ｄrt＋ｄst（ｄ０＋ｄ４）以上を採るときにスイッチング信号Ｇvpが活性化する。キャリアＣ２がＷ相の信号波Ｖw1*＝ｄrt（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）以下若しくはＷ相の信号波Ｖw2*＝ｄrt＋ｄst（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６）以上を採るときにスイッチング信号Ｇwpが活性化する。

このように従来はデッドタイムを考慮していなかったため、電流形コンバータにおける零電流スイッチングを実現するために、電流形コンバータがスイッチングするタイミングにおいて、電圧形インバータの制御で必ず零電圧ベクトル（図３の例では零電圧ベクトルＶ０）が採用されていた。そしてかかる零電圧ベクトルの採用により、上述のように変調率が小さいという問題点があった。以下、変調率を向上させる技術について説明する。但し、後述するように、以下では時比率ｄ０は正である必要はなく、所定の負値よりも大きければよい。当該負値は、後に図７を用いた説明により特定される。

図４は、デッドタイムｔｄが設けられた場合のスイッチング信号Ｇyp，Ｇynが生成される様子を示すタイミングチャートである。ここではスイッチング損失を低減するため、零電流スイッチとは関係がない、キャリアＣ２の最大値、最小値近傍での零電圧ベクトルＶ７を採用しない場合が例示されている。つまり時比率ｄ７は零であり、Ｗ相の信号波Ｖw1*，Ｖw2*はそれぞれキャリアＣ２の最小値及び最大値（ここではそれぞれ値０，１）を採っている。

キャリアＣ２が上昇中においてＵ相の信号波Ｖu1*（＝ｄrt（１−ｄ０））を採る時点ｔ01の直前において上アーム側スイッチＱupがオン状態にあり、時点ｔ01において上アーム側スイッチＱupがオフする。上アーム側スイッチＱupと同じ電流経路に属する下アーム側スイッチＱunを、時点ｔ01からデッドタイムｔｄ経過後にオフ状態からオン状態へと遷移させる。つまりスイッチング信号Ｇupが立ち下がる時点ｔ01からデッドタイムｔｄ経過後の時点ｔ06に、スイッチング信号Ｇunが立ち上がる。

時点ｔ01の直前においてオフ状態にあった上アーム側スイッチＱvp、Ｑwpと同じ電流経路に属する下アーム側スイッチＱvn，Ｑwnは、時点ｔ01から時点ｔ02においてオン状態にある。ここで時点ｔ02はキャリアＣ２が上昇中において信号波Ｖu2*（＝ｄrt＋ｄst・ｄ０）を採る時点である。つまりスイッチング信号Ｇvn，Ｇwnは第１時点ｔ01と第２時点ｔ02との間では”Ｈ”となっている。

第２時点ｔ02の直前において下アーム側スイッチＱunがオン状態にあり、第２時点ｔ02において下アーム側スイッチＱunがオフする。下アーム側スイッチＱunと同じ電流経路に属する上アーム側スイッチＱupを、第２時点ｔ02からデッドタイムｔｄ経過後にオフ状態からオン状態へと遷移させる。つまりスイッチング信号Ｇunが立ち上がる第２時点ｔ02からデッドタイムｔｄ経過後に、スイッチング信号Ｇupが立ち下がる。

同様に、スイッチング信号Ｇvpが立ち下がってからデッドタイムｔｄ経過後に、スイッチング信号Ｇvnが立ち上がり、スイッチング信号Ｇvnが立ち下がってからデッドタイムｔｄ経過後に、スイッチング信号Ｇvpが立ち上がる。

キャリアＣ２が減少中においてＵ相の信号波Ｖu2*（＝ｄrt＋ｄst・ｄ０）を採る他の時点ｔ03、及びキャリアＣ２が減少中においてＵ相の信号波Ｖu1*（＝ｄrt（１−ｄ０））を採る時点ｔ04を、それぞれ上述の時点ｔ01、ｔ02と置き換えても同様の説明が妥当する。

より具体的には、時点ｔ01，ｔ03は、それぞれキャリアＣ２が信号波Ｖu1*，Ｖu2*を採る第１時点として把握できる。また時点ｔ02は時点ｔ01を第１時点として把握すると、第１時点の後に初めてキャリアＣ２が信号波Ｖu2*を採る第２時点として把握できる。また時点ｔ04は時点ｔ03を第１時点として把握すると、第１時点の後に初めてキャリアＣ２が信号波Ｖu1*を採る第２時点として把握できる。

そして第１時点ｔ01，ｔ03を始期とし、それぞれの第１時点に対応した第２時点ｔ02，ｔ04にデッドタイムｔｄを加算した時点ｔ05，ｔ07を終期とする期間においては、全ての上アーム側スイッチＱypがオフ状態となる。当該期間は単位電圧ベクトル同士を隔離する期間であるので、以下では「隔離期間」と称することにする。

かかる隔離期間に関し、下アーム側スイッチに対応したスイッチング信号Ｇznは、キャリアＣ２がＺ相の信号波の一方を採るタイミング（時点ｔ02，ｔ04）で立ち下がり、当該スイッチング信号Ｇznに対応したスイッチング信号Ｇzpは当該タイミングからデッドタイムｔｄ経過後に立ち上がる。また上アーム側スイッチに対応したスイッチング信号Ｇzpは、キャリアＣ２がＺ相の信号波の他方を採るタイミング（時点ｔ01，ｔ03）で立ち下がり、当該スイッチング信号Ｇzpに対応したスイッチング信号Ｇznは当該タイミングからデッドタイムｔｄ経過後に立ち上がる。但しＺ相は相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち最大相となる相であり、ここでの説明ではＵ相が該当する。

Ｕ相の信号波Ｖu1*，Ｖu2*は最大相についての信号波であり、信号波Ｖu2*から信号波Ｖu1*を引いた値は時比率ｄ０と等しくなる。

なお、変調率を高めるべく零電圧ベクトルＶ７を採用していないので、スイッチング信号Ｇwp，Ｇwnはそれぞれ”Ｌ”，”Ｈ”となっており、いずれも立ち下がり、立ち上がりが発生していない。

図４においては、デッドタイムｔｄが０であったとしたら採用されることになる電圧ベクトル（以下、「原電圧ベクトル」と称す）が示されている。しかし実際に採用される電圧ベクトル（以下、「実電圧ベクトル」とも称す）は、デッドタイムｔｄだけ原電圧ベクトルが採用される期間の始期から浸食される。しかしながら、当該浸食された期間は、下アーム側スイッチＱunが非導通となるにとどまり、全ての上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwpが非導通であることには変わりはない。

また原電圧ベクトルＶ０の次に設けられる原電圧ベクトルＶ４も、その採用される期間の始期からデッドタイムｔｄだけ浸食される。

このようにして実電圧ベクトルＶ０が採用される期間（時点ｔ06〜ｔ02）の前後には、それぞれデッドタイムｔｄの長さで、全ての上アーム側スイッチＱup，Ｑvp，Ｑwpが非導通となる期間Ｕｄが存在する。この期間Ｕｄにおいてもリンク電流Ｉdcは零となる。

実電圧ベクトルＶ０が採用される期間及びその前後の期間Ｕｄの、合計三つの期間を合わせた隔離期間は、電流形コンバータ２がスイッチングする近傍において実電圧ベクトルＶ４を隔離する。そしてこの隔離期間において電流形コンバータ２がスイッチングすれば零電流スイッチングが実現される。

このようにデッドタイムｔｄの存在を考慮することにより、零電流スイッチングが実現されるタイミングの幅は、デッドタイムｔｄの存在を考慮しない場合と比較してデッドタイムｔｄ分だけ広がることがわかる。

換言すれば、電流形コンバータ２におけるスイッチングのタイミングが、上記隔離期間内となるように設定すれば零電流スイッチングが実現される。そこで、キャリアＣ２が通流比ｄrtをとるタイミングから、電流形コンバータ２におけるスイッチングのタイミングをシフトさせる。

このようなシフトは、様々な手法で実現できるが、以下ではキャリアＣ１の位相をキャリアＣ２の位相から相対的にシフトさせることにより、電流形コンバータ２におけるスイッチングのタイミングをシフトさせる場合を例示する。以下ではキャリアＣ１の位相がキャリアＣ２の位相からシフトする量を時間の次元でシフト量ｔｃとして説明を行う（送れる方向を正にとる）。シフト量ｔｃはキャリアＣ１、Ｃ２の位相に換算すると、２π（ｔｃ／Ｔ０）となる。

図５はキャリアＣ２が上昇中で隔離期間近傍におけるスイッチング信号Ｇup，Ｇunの振る舞いを示すタイミングチャートである。図５では実電圧ベクトルＶ０，Ｖ４が採用される期間と期間Ｕｄとが示されている。

いま、電流形コンバータ２がスイッチングするタイミングは、キャリアＣ１が通流比ｄrtを採る時点であるので、通流比ｄrtを転流基準値ｄrtと称することにする。そしてキャリアＣ２が転流基準値ｄrtを採る時点を転流基準時点ｔ00とする。実際に電流形コンバータ２がスイッチングするタイミングは、シフト量ｔｃが正であれば転流基準時点ｔ00からシフト量ｔｃだけ遅れる（但しシフト量ｔｃが負であれば転流基準時点ｔ00からシフト量ｔｃの絶対値だけ進む）ことになる。

原電圧ベクトルＶ０は、それが採用される時間τ０のうち、転流基準時点ｔ00の前に時間τ01で存在し、転流基準時点ｔ00の後に時間τ02で存在する。

時間τ01がデッドタイムｔｄ以上の場合には、転流基準時点ｔ00は実電圧ベクトルＶ０に含まれるので、電流形コンバータ２がスイッチングするタイミングを、転流基準時点ｔ00からシフトさせる必要はない。よってここでは時間τ01がデッドタイムｔｄよりも小さい場合を想定する。

スイッチング信号Ｇup，Ｇunはそれぞれ上述の時点ｔ01，ｔ02で立ち下がる。また時点ｔ02，ｔ01からそれぞれデッドタイムｔｄだけ遅延した時点ｔ05，ｔ06を導入すると、スイッチング信号Ｇup，Ｇunはそれぞれ上述の時点ｔ05，ｔ06で立ち上がると言える。よって実電圧ベクトルＶ０は時間（τ０−ｔｄ）の長さで採用される。

なお、τ０−ｔｄ≦０となる場合も含め、実電圧ベクトルＶ０が採用されない場合については後述する。

従来の技術であれば、シフト量ｔｃを設けることなく、電流形コンバータ２はキャリアＣ２が通流比ｄrtを採る時点でスイッチングを行ったであろう。そして零電流スイッチングを実現すべく実電圧ベクトルＶ０が採用される期間においてキャリアＣ２が通流比ｄrtを採る時点が存在することを前提とするので、τ01＞ｔｄとなるように信号波Ｖu1*を設定しなければならなかった。同様に、キャリアＣ２の下降中においてはτ02＞ｔｄとなるように信号波Ｖu2*を設定しなければならなかった。これにより、信号波Ｖu1*は値ｄrt−ｔｄ・tanαを上限とし、信号波Ｖu2*は値ｄrt＋ｔｄ・tanαを下限としなければならなかった（但しtanαはキャリアＣ２の時間に対する傾斜の絶対値）。よって従来のようにシフト量ｔｃを設けなければτ０＞２ｔｄが要求されることになる。これは時比率ｄ０を最小でも２ｔｄ・tanαだけ必要とすることとなり、変調率を増大させる妨げとなる。

しかしながら上述のように、実電圧ベクトルＶ０が採用される期間のみならず、期間Ｕｄにおいてもリンク電流Ｉdcは零となる。よって電流形コンバータ２がスイッチングするタイミングが時点ｔ01〜ｔ05の間で規定される隔離期間内にあれば、零電流スイッチングが実現される。つまり時比率ｄ０が２ｔｄ・tanαより小さい値を採っても、零電流スイッチングを実現べく電流形コンバータ２がスイッチングするタイミングを得ることができる。これにより信号波Ｖu1*の上限は増大し、信号波Ｖu2*の下限は減少し、以て変調率を向上させることができる。

隔離期間の長さは時間τ０とデッドタイムｔｄとの和である。よってシフト量ｔｃが以下の関係を満足すればよい。

誤差についてのマージンを考慮すると、シフト量ｔｃは隔離期間の中央にあることが望ましい。その観点ではシフト量ｔｃは下記の値ｔc0を採ることが望ましい。

キャリアＣ２が減少中において信号波Ｖu2*を採る他の時点ｔ03、及びキャリアＣ２が減少中において信号波Ｖu1*を採る時点ｔ04を、それぞれ上述の時点ｔ01、ｔ02と置き換えても同様の説明が妥当する。そして式（１）はτ01，τ02を入れ替えても成立するので、キャリアＣ１、Ｃ２が上昇中であっても下降中であっても、シフト量ｔｃが満足すべき関係は式（１）で表され、値ｔc0も異なることはない。

｛ｄ０＝０の場合｝
さて、上述のように、デッドタイムｔｄの長さで隔離期間を構成する期間Ｕｄが零電流スイッチングに寄与する。よって原電圧ベクトルＶ０がキャリアＣ２の一周期において採用される時比率ｄ０を零にしても、隔離期間は実電圧ベクトルＶ４が採用される期間に挟まれて存在する。

図６はキャリアＣ２が上昇中で隔離期間近傍におけるスイッチング信号Ｇup，Ｇunの振る舞いを示すタイミングチャートであり、時比率ｄ０が零を採る場合を例示している。この場合、τ０＝０であって、時点ｔ00，ｔ01，ｔ02は一致し、信号波Ｖu1*，Ｖu2*はいずれも転流基準値ｄrtと等しい。よって便宜的に時点ｔ06は時点ｔ00，ｔ01，ｔ02と一致するとみることができる。

上述のように、キャリアＣ２の上昇中ではスイッチング信号Ｇupの立ち下がりは時刻ｔ01で、立ち上がりは時刻ｔ05で、それぞれ発生する。よって時点ｔ01〜ｔ05の間でスイッチング信号Ｇupが”Ｌ”となる。キャリアＣ２の下降中も同様である。

またスイッチング信号Ｇunの立ち上がりは時刻ｔ06で、立ち下がりは時刻ｔ02で、それぞれ発生する。よって実質的にスイッチング信号Ｇunは隔離期間において立ち上がりも立ち下がりもせず、”Ｈ”となる期間が消失し、”Ｌ”を維持する。この場合も上述のように隔離期間の長さ（ｔｄ＋ｄ０・cotα）が維持される（時比率ｄ０＝０であるので）。

このような場合においても、シフト量ｔｃは値ｔc0を採ることで、零電流スイッチを実現できる。時比率ｄ０は零であるので、時間τ01，τ02は共に零となり、ｔc0＝ｔｄ／２となる。

｛ｄ０＜０の場合｝
図７はキャリアＣ２が上昇中で隔離期間近傍におけるスイッチング信号Ｇup，Ｇunの振る舞いを示すタイミングチャートであり、時比率ｄ０が負である場合を例示している。

時比率ｄ０は、既述の説明に則れば、単位電圧ベクトルＶ０が採用される長さの、キャリア一周期分に対する比であり、時比率ｄ０が負であることは当該説明にはそぐわない。しかしながら、ここで改めて時比率ｄ０として、ｄ０＝１−ｄ４−ｄ６（但しｄ４，ｄ６＞０）として捉えなおすことにより、図５、図６に示される場合と同様にして時比率ｄ０を扱うことができる。

ｄ０＜０、ｄrt＋ｄst＝１、ｄrt＞０，ｄst＞０であるので、信号波Ｖu2*（＝ｄrt＋ｄst・ｄ０）は信号波Ｖu1*（＝ｄrt（１−ｄ０））よりも小さくなる。

但し後述する理由により、時比率ｄ０は下記の関係を満足することが必要となるので、図７においてもかかる関係を満足している場合が例示されている。

よって図７に示されるように、時点ｔ02よりも転流基準時点ｔ00が遅く、転流基準時点ｔ00よりも時点ｔ01，ｔ05が遅い。

さて、時点ｔ01，ｔ05の先後関係について要求される関係を、スイッチング信号Ｇup，Ｇunを生成する手法と共に説明する。

スイッチング信号Ｇupは二つのスイッチング原信号Ｇu1p，Ｇu2pの論理和に相当する。即ち、スイッチング原信号Ｇu1p，Ｇu2pのいずれか一方が活性しているときにスイッチング信号Ｇupは活性し、スイッチング原信号Ｇu1p，Ｇu2pの両方が非活性であるきにスイッチング信号Ｇupは非活性である。

スイッチング信号Ｇunは二つのスイッチング原信号Ｇu1n，Ｇu2nの論理積に相当する。即ち、スイッチング原信号Ｇu1n，Ｇu1pのいずれか一方が非活性であればスイッチング信号Ｇunは非活性であり、スイッチング原信号Ｇu1p，Ｇu2nの両方が活性していればスイッチング信号Ｇunは活性している。

そして上記スイッチング原信号Ｇu1p，Ｇu2p，Ｇu1p，Ｇu2nは以下の規則に従って立ち上がって活性化し、立ち下がって非活性化する：
スイッチング原信号Ｇu2pは、キャリアＣ２が信号波Ｖu2*より小さい値から信号波Ｖu2*の値を採った後デッドタイムｔｄ経過して立ち上がる；
スイッチング原信号Ｇu2pは、キャリアＣ２が信号波Ｖu2*より大きい値から信号波Ｖu2*の値を採った時点で立ち下がる；
スイッチング原信号Ｇu2nは、キャリアＣ２が信号波Ｖu2*より小さい値から信号波Ｖu2*の値を採った時点で立ち下がる；
スイッチング原信号Ｇu2nは、キャリアＣ２が信号波Ｖu2*より大きい値から信号波Ｖu2*の値を採った後デッドタイムｔｄ経過して立ち上がる；
スイッチング原信号Ｇu1pは、キャリアＣ２が信号波Ｖu1*より大きい値から信号波Ｖu1*の値を採った後デッドタイムｔｄ経過して立ち上がる；
スイッチング原信号Ｇu1pは、キャリアＣ２が信号波Ｖu1*より小さい値から信号波Ｖu1*の値を採った時点で立ち下がる；
スイッチング原信号Ｇu1nは、キャリアＣ２が信号波Ｖu1*より大きい値から信号波Ｖu1*の値を採った時点で立ち下がる；
スイッチング原信号Ｇu1nは、キャリアＣ２が信号波Ｖu1*より小さい値から信号波Ｖu1*の値を採った後デッドタイムｔｄ経過して立ち上がる。

よって図７に即して言えばスイッチング原信号Ｇu1pは時点ｔ01で立ち下がり、スイッチング原信号Ｇu2pは時点ｔ02からデッドタイムｔｄ経過後の時点ｔ05で立ち上がる。時点ｔ01は時点02よりも時間｜ｄ０｜・cotαだけ遅いので、スイッチング原信号Ｇu1p，Ｇu2pの論理和に相当するスイッチング信号Ｇupにおいて非活性の期間Ｕｄが存在するためには、ｔｄ−｜ｄ０｜・cotα＞０でなければならない。よって式（３）の制限が満足されなければならない。

他方、スイッチング原信号Ｇu2nは時点ｔ02で立ち下がる。そしてスイッチング原信号Ｇu1nが立ち上がるの時点ｔ02よりも遅い時点ｔ01からさらにデッドタイムｔｄ経過後である。よってスイッチング原信号Ｇu1n，Ｇu2nの論理積に相当するスイッチング信号Ｇunは、信号波の大きさが維持される期間においては活性化することはない。

スイッチング原信号Ｇu1pが非活性となる状態において電流形コンバータ２がスイッチングすれば、零電流スイッチングが実現される。よって時点ｔ02を基準とすると、零電流スイッチングが実現される条件は下記の通りになる。

なお、図５では説明を容易にするために原電圧ベクトルＶ０が有する時間τ０がデッドタイムｔｄよりも大きい場合を例示している。しかし上述のようにτ01＜ｔｄとなる場合を想定しているのであるから、時間τ０がデッドタイムｔｄ以下となる場合もある。この場合、時点ｔ06が時点ｔ02よりも後になるので、図５を用いた説明のみではスイッチング信号Ｇunの波形がどのようになるかの正確な説明はできない。

しかし図７で示された説明と同様にして、時間τ０がデッドタイムｔｄ以下となる場合はスイッチング信号Ｇunは隔離期間において立ち上がりも立ち下がりもせず、”Ｈ”となる期間が消失し、”Ｌ”を維持することが理解される。

図７で示されるようにｄ０＜０であっても、｜ｄ０｜＝−ｄ０であることを考慮すれば、隔離期間の長さを（ｔｄ＋ｄ０・cotα）と表すことができる。

また、デッドタイムｔｄを設けた場合に、実電圧ベクトルＶ０が採用される期間内で電流形コンバータ２のスイッチングを行うには、図５において説明したようにτ０＝ｄ０・tanα＞ｔｄが満足される必要がある。しかし実電圧ベクトルＶ０が存在する期間内のみならず、期間Ｕｄにおいて電流形コンバータ２のスイッチングを行っても零電流スイッチングが実現できる。よって式（３）で理解されるようにｄ０＞−ｔｄ・tanαまで、時比率ｄ０に課せられる条件を緩和することができる。

また隔離期間の長さは上述のように（ｔｄ＋ｄ０・cotα）と表されるので、図５に戻って考察すると、ｄ０≧０であれば、シフト量ｔｃとして値ｔｄ／２を採用しても零電流スイッチングは実現できることがわかる。

また図７で示されるようなｄ０＜０の場合にも、式（３）の制限が満足される場合には式（４）を参照して、シフト量ｔｃとして値ｔｄ／２を採用しても零電流スイッチングは実現できることがわかる。

そしてシフト量ｔｃとして値ｔｄ／２を採用する場合には、ｄst・ｄ０・cotα＝ｄrt・ｄ０・cotα＝−ｔｄ／２とすることができる。つまり信号波Ｖu1*は値ｄrt＋（ｔｄ／２）tanαまで大きく、信号波Ｖu2*は値ｄrt−（ｔｄ／２）tanαまで小さく、それぞれ設定しても零電流スイッチングを実現することができる。

なお、ｄ０≦ｔｄ・tanαの場合には実電圧ベクトルＶ０は採用されない。さらにｄ０≦０の場合には原電圧ベクトルＶ０も採用されない。しかし、図５に示されるｄ０＞０の場合も、図６に示されるｄ０＝０の場合も、図７に示されるｄ０＜０の場合も（これらの場合においてｄ０≦ｔｄ・tanαの場合がある）、キャリアＣ２が上昇中に信号波Ｖu1*，Ｖu2*を採る時点がそれぞれ第１時点ｔ01，第２時点ｔ02として把握される。

よって、時間τ01、τ02のいずれも正に限定することなく、転流基準時点ｔ00から第１時点ｔ01を差し引いた値を改めて時間τ01として定義し、第２時点ｔ02から転流基準時点ｔ00を差し引いた値を改めて時間τ02として定義すれば、時比率ｄ０の正負に拘わらず、シフト量ｔｃについての制限として式（１）が妥当する。これはｄ０＜０のときに｜ｄ０｜・ｄrt＝−τ01・tanα、｜ｄ０｜・ｄst＝−τ02・tanαであることを考慮すれば、式（４）と同じことを表している。

即ち、時比率ｄ０の正負に拘わらず、即ち信号波Ｖu1*，Ｖu2*の大小関係に拘わらず、シフト量ｔｃが式（１）を満足することで、零電流スイッチングは実現されることになる。そしてシフト量ｔｃが式（２）で計算される値ｔc0を採ることにより、零電流スイッチングは隔離期間の中央で実現されることになり、マージンの観点で望ましい。

シフト量ｔｃが値ｔc0を採ると、式（１）から、値τ01，τ02のいずれもが値（−ｔｄ／２）よりも大きくなければならないことが分かる。これらの条件は、式（３）をも満足する。

｛回生時の動作｝
上述の説明では上アーム側スイッチＱypの全てがオフする隔離期間においてリンク電流Ｉdcが零となり、電流形コンバータ２におけるスイッチングの際に、電流形コンバータ２に電流が流れないことを説明した。しかしながら、実電圧ベクトルＶ０が存在せず、かつ線電流ｉｙが相電圧Ｖｙに対して遅相量が大きくなる場合では、電圧形インバータ５内部での還流ではなく、直流母線ＬＨ，ＬＬに回生電流としてリンク電流Ｉdc（＜０）が流れ得る。この場合には、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にクランプ回路を設けることが望ましい。以下、そのような場合について説明する。

図８は三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形を示すグラフである。但し、ここで振幅は線間電圧の絶対値で正規化している。便宜上、位相領域Ｊ１〜Ｊ６を下記のように定める：
位相領域Ｊ１（０°≦Ψ≦６０°）：相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ最大相、中間相、最小相；
位相領域Ｊ２（６０°≦Ψ≦１２０°）：相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ中間相、最大相、最小相；
位相領域Ｊ３（１２０°≦Ψ≦１８０°）：相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ最小相、最大相、中間相；
位相領域Ｊ４（１８０°≦Ψ≦２４０°）：相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ最小相、中間相、最大相；
位相領域Ｊ５（２４０°≦Ψ≦３００°）：相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ中間相、最小相、最大相；
位相領域Ｊ６（３００°≦Ψ≦３６０°）：相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ最大相、最小相、中間相。

但し、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相Ψは、Ｖｕ＞０、Ｖｖ＝Ｖｗ＜０となる位相を基準とした。位相領域Ｊ１〜Ｊ６はいずれも６０°の区間を有し、それぞれにおいてどの相電圧が最大相、中間相、最小相に対応するかという関係は維持される。

表１は線電流ｉｙの相電圧Ｖｙに対する遅相量が０°〜３０°であるときの、表２は上述の遅相量が３０°〜６０°であるときの、それぞれ各位相領域における線電流ｉｙ及び上アーム側スイッチに流れる上アーム側電流ｉypを示した表である。表１及び表２における「デッドタイム相当相」とは、デッドタイムに起因する隔離期間がどの相に発生するかを示す。

まず表１に即して説明する。位相領域Ｊ１を例に採って説明すると、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ最大相、中間相、最小相に相当し、原電圧ベクトルとして単位電圧ベクトルＶ４，Ｖ６あるいはさらに単位電圧ベクトルＶ０が採用される。

遅相量が上述の通りであれば、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性は、それぞれ正、正、負若しくは正、正、負となる。このような電流の極性の正／負を表１（及び表２）ではそれぞれ＋／−で表している。中間相に相当する相電圧Ｖｖに対応する線電流ｉｖは、位相領域Ｊ１において正／負のいずれかを採る。位相領域Ｊ１において線電流ｉｖがキャリアＣ２の一周期において正である期間と、負である期間との比は、時比率ｄ６と時比率ｄ４の比と一致する。

表１における上アーム側電流ｉypについての表記は、隔離期間においてこれが流れるか否かを表している。図４も参照して、原電圧ベクトルとして単位電圧ベクトルＶ４，Ｖ６あるいはさらに単位電圧ベクトルＶ０が採用される場合、隔離期間においては下アーム側スイッチＱvn，Ｑwnが導通している。よって線電流ｉｖ，ｉｗは下アーム側スイッチＱvn，ＱwnあるいはダイオードＤvn，Ｄwnを流れる。一般に電流は電位の低い側へと流れるので、線電流ｉｖは、それが負である場合も、線電流ｉｖは直流母線ＬＨではなく直流母線ＬＬに向かい、上アーム側のダイオードＤupには流れない。よって表１において上アーム側電流ｉvp，ｉwpは「０」と表記され、これらは流れないことを示している。

線電流ｉｕは、下アーム側のダイオードＤunを介して、その符号が正に維持される。上アーム側スイッチＱupがオフしており、またダイオードＤupによって直流母線ＬＨから出力端Ｐｕに電流が流れることは阻止されるからである。よって表１において上アーム側電流ｉupは「０」と表記され、これが流れないことを示している。これは下アーム側スイッチＱunのオン／オフには拘わらない現象であるので、隔離期間において実電圧ベクトルＶ０が採用される期間が有るか否かには拘わらない。

他の位相領域Ｊ２〜Ｊ６についても同様である。つまり上述の遅相量が０°〜３０°であるときには、上アーム側電流ｉup，ｉvp，ｉwpは流れず、電圧形インバータ５は隔離期間以外で力行動作をし、隔離期間において還流動作を行うことになる。

次に表２に即して説明する。位相領域Ｊ１を例に採って説明すると、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ最大相、中間相、最小相に相当し、原電圧ベクトルとして単位電圧ベクトルＶ４，Ｖ６あるいはさらに単位電圧ベクトルＶ０が採用される。そして遅相量が３０°〜６０°であるので、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性は、それぞれ正、負、正若しくは正、負、負となる。

位相領域Ｊ２を例に採って説明すると、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれ中間相、最大相、最小相に相当し、原電圧ベクトルとして単位電圧ベクトルＶ６，Ｖ２あるいはさらに単位電圧ベクトルＶ０が採用される。そして遅相量が３０°〜６０°であるので、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性は、それぞれ正、負、負若しくは正、正、負となる。

図９乃至図１２は、隔離期間、特に実電圧ベクトルとして零電圧ベクトルＶ０が設けられない（τ０＜ｔｄ）状況における電圧形インバータ５の等価回路を示す回路図であり、オフ状態にあるスイッチＱyn，Ｑypは記載していない。

図９及び図１０は位相領域Ｊ１での隔離期間における電圧形インバータ５の等価回路を示し、特に期間Ｕｄ（図４等参照）のみで隔離期間が構成される場合を示す。

図１１及び図１２は位相領域Ｊ２での隔離期間における電圧形インバータ５の等価回路を示し、特にＶ相におけるデッドタイムのみで隔離期間が構成される場合を示す。

図９は位相領域Ｊ１において線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性がそれぞれ正、負、正となる場合（表２第１行目）の、隔離期間における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの流れを示す。この場合、表１の第２行目で示された場合のＶ相とＷ相とを入れ替えた場合と同等であるので、上アーム側電流ｉup，ｉvp，ｉwpは流れない。

図１０は位相領域Ｊ１において線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性がそれぞれ正、負、負となる場合（表２第２行目）の、隔離期間における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの流れを示す。この場合、表１の第１行目で示された場合と同等であるので、上アーム側電流ｉup，ｉvp，ｉwpは流れない。

図１１は位相領域Ｊ２において線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性がそれぞれ正、負、負となる場合（表２第３行目）の、隔離期間における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの流れを示す。図１２は位相領域Ｊ２において線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性がそれぞれ正、正、負となる場合（表２第４行目）の、隔離期間における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの流れを示す。

いずれの場合も線電流ｉｕの極性は正であり、かつＵ相は上アーム側スイッチＱupがオフしている。よって線電流ｉｕは、下アーム側ダイオードＤunを流れることになる。図１１に示される場合、線電流ｉｖの極性が負であり、かつＶ相は上アーム側スイッチＱvpも下アーム側スイッチＱvnもオフしている。よって線電流ｉｖは、上アーム側ダイオードＤvpを流れることになり、上アーム側電流ｉvpが流れる。表２において、このように上アーム側スイッチＱypがオフしているものの、これと逆並列に接続された上アーム側ダイオードＤypに上アーム側電流ｉypが流れることを、記号「−」で表している。図１２に示される場合、線電流ｉｖの極性が正であり、かつＶ相は上アーム側スイッチＱvpも下アーム側スイッチＱvnもオフしている。よって線電流ｉｖは、下アーム側ダイオードＤvnを流れることになり、上アーム側電流ｉvpは流れない（表２第４行目のｉvpの列は「０」と表記）。

また、線電流ｉｗの極性は負であるところ、下アーム側スイッチＱwnはオンしており、線電流ｉｗは下アーム側スイッチＱwnと上アーム側ダイオードＤwpのいずれかを流れる。一般に電流は電位の低い側に流れるので、線電流ｉｕ，ｉｖの向きに基づいて、図１１に示される場合には線電流ｉｗは上アーム側のダイオードＤwpを介して流れる。よって上アーム側電流ｉwpが流れる（表２第３行目のｉwpの列は「−」と表記）。また図１２に示される場合には、線電流ｉｗは下アーム側のダイオードＤwnを介して流れる。よって上アーム側電流ｉwpは流れない（表２第４行目のｉwpの列は「０」と表記）。

他の位相領域Ｊ３〜Ｊ６についても同様である。つまり上述の遅相量が３０°〜６０°であるときには、隔離期間、特に実電圧ベクトルＶ０が設けられない期間において上アーム側電流ｉup，ｉvp，ｉwpが流れる場合がある。そして電圧形インバータ５は隔離期間以外で力行動作をし、隔離期間において還流動作若しくは回生動作を行うことになる。

｛電流形コンバータ２の通流期間の改善｝
もしシフト量ｔｃを設けることなく、電流形コンバータ２がスイッチングするタイミングが転流基準時点ｔ00と一致し、かつ実電圧ベクトルＶ０が設けられる期間内に存在しなければならないのであれば、信号波Ｖu1*は値ｄrt−ｔｄ・cotαを上限とし、信号波Ｖu2*は値ｄrt＋ｔｄ・cotαを下限としなければならなかった。これは電圧形インバータ５における変調率の制限であるばかりではなく、電流形コンバータ２における通流比の改善をも阻むことになる。

図１３及び図１４は、通流比ｄrtが比較的小さい場合の、電力変換装置の動作を説明するグラフである。ここでは本願の効果を見やすくするため、期間ｄrt・Ｔ０近傍のみを拡大して示している。ｄrt＜ｄstであるので、相電圧Ｖｒは、相電圧Ｖｓよりも小さく、中間相に相当する。

図１３は従来の技術に対応しており、電流形コンバータ２用のキャリアとして、電圧形インバータ５用のキャリアＣ２を兼用する場合であって、実電圧ベクトルＶ０が採用される期間において零電流スイッチングを実現する場合が例示されている。

上述の時点ｔ03からデッドタイムｔｄ経過後の時点を時点ｔ08とすると、キャリアＣ２が下降中に実電圧ベクトルＶ０が採用される期間の始期は時点ｔ03であり、終期は上述の時点ｔ04である。

また実電圧ベクトルＶ６は、時点ｔ08から時点ｔ02の間でスイッチング信号Ｇupが活性化する期間において採用され、スイッチング信号Ｇupは時点ｔ04からデッドタイムｔｄ経過後の時点ｔ07で活性化し、時点ｔ01で非活性となる。

そして時点ｔ01，ｔ04はいずれもキャリアＣ２が信号波Ｖu1*を採る時点であるので、実電圧ベクトルＶ６が採用される期間がデッドタイムｔｄによって浸食されないためには、Ｖu1*≧ｔｄ・tanαでなければならない。

更に、キャリアＣ２が上昇中で実電圧ベクトルＶ０が採用される期間の始期は時点ｔ06であり、この時点でキャリアＣ２は通流比ｄrtを採用することになる。図１３では通流比ｄrtが下限をとっている場合を示しており、Ｖu1*＝Ｖu2*＝ｔｄ・tanαである。

従来の技術では実電圧ベクトルＶ０が採用される期間において零電流スイッチングを実現するので、時点ｔ01〜ｔ06は最短でもデッドタイムｔｄの時間が必要であり、ｄrt≧Ｖu1*＋ｔｄ・tanα≧２ｔｄ・tanαとなる。換言すれば通流比ｄrtの下限は２ｔｄ・tanαとなる。これにより、期間ｄrt・Ｔ０の長さはデッドタイムｔｄの４倍（４・ｔｄ）以上の長さが必要となる。

これに対し、当該実施の形態を用いれば、実電圧ベクトルＶ０を採用する必要がない。電圧形インバータ５用のキャリアＣ２からシフト量ｔｃ＝ｔｄ／２だけ遅延したキャリアＣ１を電流形コンバータ２用に採用することにより、下記のように通流比ｄrtの下限はｔｄ・tanαまで小さくできる。

図１４は当該実施の形態に対応しており、電流形コンバータ２用、電圧形インバータ５用にそれぞれキャリアＣ２，Ｃ１が採用されて零電流スイッチングを実現する場合が例示されている。

実電圧ベクトルＶ０を採用しない場合、図６で説明されたように、Ｖu1*＝Ｖu2*＝ｄrtとなる。キャリアＣ２の下降中に零電流スイッチングを実現するには、デッドタイムｔｄが実電圧ベクトルＶ６を浸食しないようにＶu1*≧ｔｄ・tanαであれば足りるので、ｄrt＝Ｖu1*≧ｔｄ・tanαとなる。換言すれば通流比ｄrtの下限はｔｄ・tanαとなる。これにより、期間ｄrt・Ｔ０の長さはデッドタイムｔｄの２倍（２・ｔｄ）以上の長さしか必要とされない。

以上のことから、従来の技術では電流形コンバータ２が中間相となる相電圧Ｖｒを出力する期間では、変調率はｔｄ／（４・ｔｄ）であって２５％であるのに対し、本実施の形態によれば変調率はｔｄ／（２・ｔｄ）であって５０％へと改善されることなる。これは、キャリア一周期での変調率を改善する観点で望ましい。

このように通流比の下限を拡げることは、変調率を高めるのみならず、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの高調波成分を抑制する観点でも望ましい。

図１５は電流形コンバータ２における動作を説明するグラフである。上段のグラフには入力相電圧として三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが、中段のグラフには線電流通流比ｄｒ，ｄｓ，ｄｔが、下段のグラフには入力線電流として線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔが、それぞれ示されている。

図２では、線電流の通流比ｄｒ，ｄｓ，ｄｔは連続して変動する理想的な場合が示されたが、上記のように中間相に対応する線電流の通流比には下限が存在する。図１５ではこの下限を反映して描画しており、線電流通流比を示す波形には、中間相に対応する線電流の通流比が０となる近傍において段差が生じている。この通流比の段差に起因して、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの波形も正弦波に対して段差が発生している。この線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの歪みは高調波成分の原因となる。

通流比の段差は中間相に対応する線電流の通流比の下限に起因するものである。従って上述のようにその下限を小さくすることにより、当該段差が小さくなることは明白である。よって本実施の形態のようにシフト量ｔｃをｔｄ／２に設定することにより、中間相に対応する線電流の通流比の下限を拡げ、以て電流形コンバータ２に入力する線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの高調波成分を抑制する。

図１６は、上述した制御を行う制御部１００の具体的な内部構成の概念的な一例を示すブロック図である。制御部１００を図１における制御装置９として採用することができる。制御部１００は、コンバータ制御部２０と、インバータ制御部３０と、変調率算出部４０と、センサレスベクトル制御部５０とを備えている。三相負荷６（図１参照）としては三相モータを想定している。

コンバータ制御部２０は、電源位相検出部２１と、通流比生成部２２と、比較器２３と、電流形ゲート論理変換部２４、キャリア生成部２５とを有する。

電源位相検出部２１は例えば線間電圧Ｖrsを検出して、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相電圧の位相角θを検出し、通流比生成部２２に出力する。

通流比生成部２２は受け取った位相角θに基づいて、通流比ｄac，ｄbcを生成する。上述の例でいえば通流比ｄac，ｄbcはそれぞれ通流比ｄst，ｄrtに相当する。

キャリア生成部２５はキャリアＣ１を生成する。比較器２３は、キャリアＣ１と通流比ｄac，ｄbcとを比較した結果を出力し、これに基づいて電流形ゲート論理変換部２４がスイッチング信号Ｇrp，Ｇsp，Ｇtp，Ｇrn，Ｇsn，Ｇtnを生成する。

インバータ制御部３０は、時比率生成部３２と、信号波生成部３４と、キャリア生成部３５と、比較器３６と、論理演算部３８とを有する。

時比率生成部３２は、変調率算出部４０から受け取った変調率ｋｓと、制御位相角φと、センサレスベクトル制御部５０から受け取った指令位相角φ’とに基づいて、電圧形インバータ５の時比率ｄg1，ｄg2を生成する。上述の例でいえば時比率ｄg1，ｄg2はそれぞれ時比率ｄ４，ｄ６に相当する。時比率ｄ０は（１−ｄ４−ｄ６）として簡単に求められる。

信号波生成部３４は、時比率ｄg1，ｄg2と通流比ｄac，ｄbcから信号波を生成する。上述の例で言えば信号波Ｖu1*，Ｖv1*，Ｖw1*，Ｖu2*，Ｖv2*，Ｖw2*を生成する。これらの生成は従来の信号波を生成する技術と同水準の技術で実現できるので、詳細は省略する。

キャリア生成部３５はキャリアＣ２を生成する。信号波は比較器３６においてキャリアＣ２と比較され、その結果及びデッドタイムｔｄが論理演算部３８における演算に供される。当該演算により、論理演算部３８は上アーム側スイッチング信号Ｇup，Ｇvp，Ｇwp及び下アーム側スイッチング信号Ｇun，Ｇvn，Ｇwnを生成する。この際、既述のように、一旦はスイッチング原信号Ｇy1p，Ｇy2p，Ｇy1n，Ｇy2nが生成される。論理演算部３８は周知技術で容易に構成されるので、ここではその詳細を割愛する。

変調率算出部４０は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*をセンサレスベクトル制御部５０から受け取って、変調率ｋｓと、制御位相角φとを算出し、これらを時比率生成部３２に出力する。

センサレスベクトル制御部５０は、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから三相負荷６へと流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいてモータの回転角速度ωや指令位相角φ’を算出する。そしてこれらと外部から入力される回転角速度指令ω*とデューティＤとに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを生成する。

なお、キャリアＣ１は、時間的に経過する方向を正として、キャリアＣ２に対してシフト量ｔｃでシフトさせることで得られる。よってキャリア生成部２５はキャリアＣ２を所定の位相で遅延させる位相器で代替することができる。シフト量ｔｃが負であり、キャリアＣ１がキャリアＣ２に対して位相量２π（｜ｔｃ｜／Ｔ０）で進相であっても、位相量２π（１＋ｔｃ／Ｔ０）で遅延させることにより、実質的にキャリアＣ１を生成できる。

｛素子の動作が遅延することを考慮したシフト量ｔｃの設定｝
ここまでは、スイッチ素子Ｓxp、ＳxnやスイッチＱyp，Ｑynが、それぞれスイッチング信号Ｇxp，Ｇxn，Ｇyp，Ｇynの活性／非活性に対して遅延せずに、導通／非導通するものとして説明してきた。以下では、スイッチ素子Ｓxp、ＳxnやスイッチＱyp，Ｑynがスイッチング信号Ｇxp，Ｇxn，Ｇyp，Ｇynの活性／非活性に対して遅延することを考慮したシフト量ｔｃの設定を説明する。

図１７は電流形コンバータ２及び電圧形インバータ５の動作を示すグラフである。ここではキャリアＣ２が上昇中であるときの、転流基準時点ｔ00近傍を拡大して示している。ここでは簡単のために、図３と同様にτ01，τ02＞０の場合を例示した。

図５も参照して、キャリアＣ２が上昇中に時点ｔ01において、信号波Ｖu1*＝ｄrt（１−ｄ０）を採る。スイッチング信号Ｇupが非活性化するのは時点ｔ01〜ｔ05の間である。一方、転流基準時点ｔ00で、スイッチング信号Ｇrpは立ち下がり、スイッチング信号Ｇspは立ち上がる。

電流形コンバータ２が備えるスイッチ素子Ｓrp，Ｓspのオン／オフが、スイッチング信号Ｇrp，Ｇspの遷移（立ち上がり／立ち下がり）に対して遅延時間Δｔ１（＞０）で遅延する。よってスイッチ素子Ｓrp，Ｓspがスイッチングする時点ｔ09は転流基準時点ｔ00に対してシフト量ｔｃと遅延時間Δｔ１の和だけ遅い。

本実施の形態のような零電流スイッチングを行うためには、時点ｔ09が上アーム側スイッチＱupがオフする期間内になければならない。そして上アーム側スイッチＱupがオン／オフする動作が、スイッチング信号Ｇupの活性化／非活性化に対して遅延することを考慮すれば、時点ｔ09を設定するのにもっとも厳しい条件となるのは下記の場合である。即ち、スイッチング信号Ｇupが立ち下がる時点ｔ01から上アーム側スイッチＱupがオフするまでの遅延時間が最大値Δｔ２を採り、かつスイッチング信号Ｇupが立ち上がる時点ｔ05から上アーム側スイッチＱupがオンするまでの遅延時間が最小値Δｔ３を採る場合である。

遅延時間Δｔ１の下限値Δｔ１(min)及び上限値Δｔ１(max)、時間ｔ１＝τ01＋ｔｃ、時間ｔ２＝τ02＋ｔｄ−ｔｃを導入すると、時点ｔ09が上アーム側スイッチＱupがオフする期間内にある条件は時点ｔ01を基準として、以下の通りとなる。

シフト量ｔｃ＝ｔｄ／２として上式が成立するためには下式の条件が必要となる。

第２の実施の形態．
第１の実施の形態では、電圧形インバータ５に対して電流形コンバータ２がリンク電流Ｉｄｃを供給する場合が説明された。簡単に言えば、電流形コンバータ２は、スイッチ素子Ｓrn，Ｓsn，Ｓtn，Ｓrp，Ｓsp，Ｓtpのスイッチングによる転流を伴って交番電圧たる三相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを整流してリンク電流Ｉdｃを流す、整流部として機能していた。

このような考え方を特許文献３、特許文献４，非特許文献２に紹介されたような回路においても適用することができる。

図１８は、特許文献３において紹介された単相／三相直接変換装置（特許文献３の図１）を簡略化して示す回路図である。また構成要素に付記された記号は本願に対応する記号に変更している。

単相ダイオード整流器３は一対の入力端３１，３２を介して単相交流電源１ｂと接続され、ダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１ｂから入力される単相電圧Ｖｉを整流する。

非線形キャパシタ回路４は複数のコンデンサＣ４１，Ｃ４２とダイオードＤ４１〜Ｄ４３とスイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２とを備えている。スイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２の開閉は信号ＳＳによって制御される。信号ＳＳ及びスイッチング信号Ｇxp，Ｇxn，Ｇyp，Ｇynは制御部１０から出力される。

非線形キャパシタ回路４の構成及び動作のいずれもが、公知の特許文献３によって詳細に説明されているので、ここでは詳細を省略する。簡単に言えば、直流母線ＬＨからコンデンサＣ４１，Ｃ４２及びダイオードＤ４１を経由して直流母線ＬＬ側へと電流が流れてコンデンサＣ４１，Ｃ４２は互いに直列状態で充電される。またスイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２の導通により、コンデンサＣ４１，Ｃ４２は互いに並列状態で直流母線ＬＨ，ＬＬに放電する。

つまりコンデンサＣ４１，Ｃ４２は充放電素子として機能し、スイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２は充放電素子から直流母線ＬＨ、ＬＬへの放電を制御する、と把握できる。またスイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２の開閉によって、入力端３１，３２に入力する電流と、充放電素子たるコンデンサＣ４１，Ｃ４２の放電電流とを転流して出力する、と把握することもできる。

そして非線形キャパシタ回路４は、ダイオードブリッジたる単相ダイオード整流器３と電圧形インバータ５との間に介在するバッファ部として把握することができる。更に、当該バッファ部は単相ダイオード整流器３と相まって、スイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２のスイッチングによる転流を伴って交番電圧たる単相電圧Ｖｉを整流してリンク電流Ｉdｃを流す、整流部２Ｂとして機能する。

このような整流部２Ｂも、第１の実施の形態と同様に、スイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２の開閉動作時においてリンク電流Ｉｄｃは零であることが望ましい。ここでスイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２の開閉は、下記のようにして決定される。

図１９は、特許文献３において紹介された単相／三相直接変換装置の等価回路（特許文献３の図２）である。また図２０は、当該等価回路の動作を示すタイミングチャート（特許文献３の図４）である（但し特許文献３において記号「Ｃ」が付記されたキャリアは、本願の実施の形態１に鑑みてキャリアＣ１として示した。また特許文献３の期間ｔｃは本願のシフト量ｔｃとは異なるので、本願図２０において期間ｔｃ’として示した）。

図１８と図１９とを参照して、リンク電流Ｉｄｃは、コンデンサＣ４１，Ｃ４２を流れる電流Ｉｃと、単相ダイオード整流器３を流れる電流Ｉｒｅｃと、電圧形インバータ５が零電圧ベクトルで動作する期間に流れる電流Ｉｚとに振り分けられる。

当該等価回路では、電流Ｉｄｃを電流源として扱い、電流Ｉｃ，Ｉｒｅｃ，ＩｚはそれぞれスイッチＳｃ，Ｓｒｅｃ，Ｓｚの導通により流れる電流として扱われている。各スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚは常に何れか一つのみが導通するように制御される。

各電流Ｉｒｅｃ，Ｉｃ，Ｉｚについての電流分配率をそれぞれｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとする。電流分配率ｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、それぞれ所定期間（例えば第１実施の形態で示されたキャリアＣ１の一周期）に対するスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚの導通期間の割合とも把握できる。そしてｄｃ＋ｄｒｅｃ＋ｄｚ＝１の関係がある。

単相ダイオード整流器３はスイッチ素子を有しないので、これを流れる電流Ｉｒｅｃの電流分配率ｄｒｅｃは電流分配率ｄｃで定まる。また電流分配率ｄｚは電圧形インバータ５の動作に依存して設定される。よって本実施の形態において整流部の転流動作のタイミングは、電流分配率ｄｃのみで決定される。

このことを図２０に即してみれば、スイッチＳｃがｏｎ／ｏｆｆするタイミングは、キャリアＣ１が信号波（ｄｒｅｃ＋ｄｚ）を取るタイミングであるので、当該タイミングはキャリアＣ１が値（１−ｄｃ＝ｄｒｅｃ＋ｄｚ）を取るタイミングであると言える。

従って、実施の形態１において転流基準値ｄrtを転流基準値（１−ｄｃ）と読み替えれば、本実施の形態においても実施の形態１の整流部及び電圧形インバータと同様の動作が得られることが判る。具体的には例えば、ｄst=1-ｄrtであることを考慮すれば、本願図４乃至図７、図１４及び図１７においてｄrt，ｄstを、それぞれ１−ｄｃ，ｄｃに読み替える。

よって電流分配率ｄｚを０にしても、スイッチＳｃがｏｎ／ｏｆｆするタイミングにおいてリンク電流Ｉｄｃを零とすることができるので、零電流スイッチングを実現しつつ、電圧形インバータ５における変調率を向上することができる。

具体的には特許文献３において、電圧形インバータ５のスイッチングに採用されるキャリアＣを（第１の実施の形態で詳述した）シフト量ｔｃでシフトしたキャリアＣ１を、信号ＳＳを得るためのキャリアとして採用する。

なお、零電流を確保したいタイミングはスイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２が開閉するタイミング（これは信号ＳＳが遷移するタイミングでもある）ではなく、等価回路で示されたスイッチＳｃがｏｎ／ｏｆｆするタイミングである。よって本実施の形態を実行するに当たり、信号ＳＳの活性／非活性を設定するためにキャリアＣ１と比較される値ｄｒｅｃを値ｄｒｅｃ＋ｄｚに変更する必要はない。

このような二つ目のキャリアＣ１の生成は、第１の実施の形態で説明したような位相器でキャリアＣを遅延させて容易に実現されるので、その詳細は省略する。このように変形された制御部１０は、第１の実施の形態にいうインバータ制御部３０のみならず、整流部２Ｂに上述の転流を実行させる整流部制御部として把握できる。つまり、制御部１０は本願にいう電力変換制御装置として機能する。

特許文献４に示された回路においても同様に、第１の実施の形態の技術を適用することができる。

図２１は、特許文献４において紹介された単相／三相直接変換装置（特許文献４の図１）を簡略化して示す回路図である。また構成要素に付記された記号は本願に対応する記号に変更している。

当該変換装置において、バッファ回路４ａはコンデンサＣ４を含み、直流母線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受する。昇圧回路４ｂは整流電圧Ｖｄｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。

バッファ回路４ａは、ダイオードと逆並列接続されたトランジスタとで構成されるスイッチＳｃを更に含んでいる。スイッチＳｃはコンデンサＣ４に対して直流母線ＬＨ側で、直流母線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタの順方向は直流母線ＬＬから直流母線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードの順方向は直流母線ＬＨから直流母線ＬＬへと向かう方向である。

昇圧回路４ｂは、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、スイッチＳｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該アノードはスイッチＳｃとコンデンサＣ４との間に接続される。リアクトルＬ４は直流母線ＬＨとカソードとの間に接続される。スイッチＳｌは直流母線ＬＬとカソードとの間に接続される。スイッチＳｌは相互に逆並列されたトランジスタとダイオードとで構成される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。コンデンサＣ４は、昇圧回路４ｂにより充電される。

スイッチＳｃ，Ｓｌの開閉は、それぞれ信号ＳＳｃ，ＳＳｌによって制御される。信号ＳＳｃ，ＳＳｌは制御部１０から出力される。

バッファ回路４ａ、昇圧回路４ｂの構成及び動作のいずれもが、公知の特許文献４によって詳細に説明されているので、ここでは詳細を省略する。簡単に言えば、スイッチＳｌの開閉によって直流母線ＬＨからリアクトルＬ４及びダイオードＤ４０を介してコンデンサＣ４が充電される。またスイッチＳｃの導通により、コンデンサＣ４は直流母線ＬＨ，ＬＬに放電する。

つまりコンデンサＣ４は充放電素子として機能し、スイッチＳｃは充放電素子から直流母線ＬＨ、ＬＬへの放電を制御する、と把握できる。またスイッチＳｃの開閉によって、入力端３１，３２に入力する電流と、充放電素子たるコンデンサＣ４の放電電流とを転流して出力する、と把握することもできる。

バッファ回路４ａは、ダイオードブリッジたる単相ダイオード整流器３と電圧形インバータ５との間に介在するバッファ部であり、当該バッファ部は単相ダイオード整流器３と相まって、スイッチＳｃのスイッチングによる転流を伴って交番電圧たる単相電圧Ｖｉを整流してリンク電流Ｉdｃを流す、整流部２Ｃとして機能する。

このような整流部２Ｃも、第１の実施の形態と同様に、スイッチＳｃの開閉動作時においてリンク電流Ｉｄｃは零であることが望ましい。

図２２は、特許文献４において紹介された単相／三相直接変換装置の等価回路（特許文献４の図２）である。図２１と図２２とを参照して、リンク電流Ｉｄｃは、コンデンサＣ４を流れる電流Ｉｃと、単相ダイオード整流器３を流れる電流Ｉｒｅｃと、電圧形インバータ５が零電圧ベクトルで動作する期間に流れる電流Ｉｚとに振り分けられる。

当該等価回路では、電流Ｉｄｃを電流源として扱い、電流Ｉｃ，Ｉｒｅｃ，ＩｚはそれぞれスイッチＳｃ，Ｓｒｅｃ，Ｓｚの導通により流れる電流として扱われている。各スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚは常に何れか一つのみが導通するように制御される。

スイッチＳｌはリンク電流Ｉｄｃを出力するための転流には直接には関係しないので、当該等価回路においてスイッチＳｌの説明を省略すれば、その動作のタイミングチャートは、特許文献３について示した図２０と同様になる。但し、スイッチＳｌを導通させてコンデンサＣ４を充電するための期間においてはｄｃ＝０となる期間があり、その場合にはｄｚ＝１−ｄｒｅｃとなり、図２０における期間ｔｃ’は消滅する。

よって整流部２Ｃについても整流部２Ｂと同様にして、本願図４乃至図７、図１４及び図１７においてｄrt，ｄstを、それぞれ１−ｄｃ，ｄｃに読み替える。

よって電流分配率ｄｚを０にしても、スイッチＳｃがｏｎ／ｏｆｆするタイミングにおいてリンク電流Ｉｄｃを零とすることができるので、零電流スイッチングを実現しつつ、電圧形インバータ５における変調率を向上することができる。

具体的には特許文献４において、電圧形インバータ５のスイッチングに採用されるキャリアＣをシフト量ｔｃでシフトしたキャリアＣ１を、信号ＳＳｃを得るためのキャリアとして採用する。

なお、バッファ回路４ａと昇圧回路４ｂとは連係して動作するので、信号ＳＳｃを得るためのキャリアは、信号ＳＳｌを得るためのキャリアと共用される。具体的には、シフトされたキャリアＣ１と比較される値を変更する必要はない。

このような二つ目のキャリアＣ１の生成は、第１の実施の形態で説明したような位相器でキャリアＣを遅延させて容易に実現されるので、その詳細は省略する。このように変形された制御部１０は、第１の実施の形態にいうインバータ制御部３０のみならず、整流部２Ｃに上述の転流を実行させる整流部制御部として把握できる。つまり、制御部１０は本願にいう電力変換制御装置として機能する。

非特許文献２に紹介された回路は、本願の図２１から昇圧回路４ｂを削除した構成を有する（特許文献４の図１１参照の）。かかる構成においても上述の整流部２Ｃの構成は維持され、また昇圧回路４ｂのスイッチングは上述のようにリンク電流Ｉｄｃの転流には直接には関係しない。よってかかる構成においても、上記信号ＳＳｃを得るためのキャリアとして、電圧形インバータ５のスイッチングに採用されるキャリアＣをシフト量ｔｃでシフトしたキャリアＣ１を採用することができる。

｛変形｝
電流形コンバータ２や非線形キャパシタ回路４，バッファ回路４ａが転流するタイミングの、転流基準時点ｔ00に対するずれであるシフト量ｔｃは、常に非零である必要はなく、ｔｃ＝０となるキャリア周期が存在してもよい。

２ 電流形コンバータ
３ ダイオードブリッジ
４ 非線形キャパシタ回路
４ａ バッファ回路
５ 電圧形インバータ
９ 制御装置
Ｃ１，Ｃ２ キャリア
Ｃ４１，Ｃ４２，Ｃ４ コンデンサ
ｄ０ （零電圧ベクトルの）時比率
Ｄup，Ｄvp，Ｄwp 上アーム側ダイオード
Ｄun，Ｄvn，Ｄwn 下アーム側ダイオード
Ｉdc リンク電流
ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ 線電流
ＬＬ，ＬＨ 直流母線
Ｑup，Ｑvp，Ｑwp 上アーム側スイッチ
Ｑun，Ｑvn，Ｑwn 下アーム側スイッチ
Ｓrn，Ｓsn，Ｓtn，Ｓrp，Ｓsp，Ｓtp，Ｓｃ，Ｓ４１，Ｓ４２ スイッチ素子
ｔ00 転流基準時点
ｔｄ デッドタイム
ｔｃ シフト量
Ｖdc リンク電圧
Ｖu1*，Ｖu2* （Ｕ相の）信号波

Claims (6)

1. 電力変換装置を制御する装置（９，１０）であって、
   前記電力変換装置は、
   交番電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ；Ｖｉ）が印加される複数の入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ；３１，３２）と、
   第１乃至第３の出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
   第１及び第２の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   スイッチングによる転流を伴って前記交番電圧を整流し、前記第１の直流母線（ＬＨ）を前記第２の直流母線（ＬＬ）よりも高電位にしつつ、前記第１の直流母線（ＬＨ）から前記第２の直流母線（ＬＬ）へ直流電流（Ｉdc）を流す整流部（２；２Ｂ；２Ｃ）と、
   前記第１の直流母線（ＬＨ）と前記第２の直流母線（ＬＬ）との間の直流電圧（Ｖdc）を三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換して前記第１乃至第３の出力端に出力する電圧形インバータ（５）と
   を備え、
   前記電圧形インバータは、
   前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ、ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路を含み、
   前記電流経路の各々が、
   前記第１の直流母線と前記第１乃至第３の出力端の各々との間に接続され、導通時には前記第１の直流母線から前記第１乃至第３の出力端の各々に電流を流す上アーム側スイッチ（Ｑup，Ｑvp，Ｑwp）と、
   前記第１乃至第３の出力端と前記第２の直流母線との間に接続され、導通時には前記第１乃至第３の出力端から前記第２の直流母線に電流を流す下アーム側スイッチ（Ｑun，Ｑvn，Ｑwn）と、
   前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された上アーム側ダイオード（Ｄup，Ｄvp，Ｄwp）と、
   前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された下アーム側ダイオード（Ｄun，Ｄvn，Ｄwn）と
   を有し、
   前記装置は、
   時間に対する傾斜の絶対値（tanα）が一定であり、最小値（０）と最大値（１）との間で往復する三角波を呈するキャリア（Ｃ２）を生成するキャリア生成部（３５）と、
   前記最小値以上かつ前記最大値以下の転流基準値(ｄrt；１−ｄｃ)を前記キャリアが採る転流基準時点（ｔ00）から所定時間（ｔｃ）を加算した時点で、前記整流部に前記転流を実行させる整流部制御部（２０；１０）と、
   前記電圧形インバータの前記上アーム側スイッチ及び前記下アーム側スイッチのオン／オフを、前記キャリアと前記三相電圧に対応する信号波との比較に基づいて制御するインバータ制御部（３０）と
   を備え、
   前記インバータ制御部は、
   第１時点（ｔ01，ｔ03）を始期とし、第２時点（ｔ02，ｔ04）にデッドタイム（ｔｄ）を加えた時点を終期とする期間たる隔離期間（Ｕｄ，Ｖ０）において全ての前記上アーム側スイッチをオフ状態にし、
   前記第１時点（ｔ01；ｔ03）は前記キャリアが第１の前記信号波（Ｖu1*；Ｖu2*）の値を採る時点であり、前記第２時点（ｔ02，ｔ04）は前記第１時点の後に初めて前記キャリアが第２の前記信号波（Ｖu2*；Ｖu1*）の値をとる時点であり、
   前記第１の前記信号波及び前記第２の前記信号波は、前記三相電圧のうちの最大相についての前記信号波であり、
   前記最大相の電圧に対応する電流を流す前記上アーム側スイッチ（Ｑup）は前記第１時点でオン状態からオフ状態へと遷移し、前記第２時点から前記デッドタイム経過後にオフ状態からオン状態へと遷移し、
   前記所定時間（ｔｃ）は、前記第１時点から前記転流基準時点を差し引いた値（−τ01）よりも大きく、前記第２時点から前記転流基準時点を差し引いた値（τ02）と前記デッドタイムとの和よりも短い値に設定される、電力変換制御装置。
2. 前記複数の入力端は三個の入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）であり、
   前記整流部は電流形コンバータ（２）であって、前記第１乃至第３の入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓrp，Ｓsp，Ｓtp）と、前記第１乃至第３の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓrn，Ｓsn，Ｓtn）とを含むスイッチ群を有し、前記スイッチ群の開閉によって前記第１乃至第３の入力端に入力する三相電流（ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ）を転流して出力する、請求項１記載の電力変換制御装置。
3. 前記複数の入力端は一対の入力端（３１，３２）であり、
   前記整流部（２Ｂ；２Ｃ）は、
   前記一対の入力端に接続されたダイオードブリッジ（３）と、
   充放電素子（Ｃ４１，Ｃ４２；Ｃ４）、及び前記充放電素子から第１及び第２の直流母線（ＬＨ、ＬＬ）への放電を制御するスイッチ素子（Ｓ４１，Ｓ４２；Ｓｃ）を含むバッファ部（４；４ａ）と
   を有し、
   前記整流部（２Ｂ；２Ｃ）は、前記スイッチ素子の開閉によって、前記一対の入力端に入力する電流と、前記充放電素子の放電電流とを転流して出力する、請求項１記載の電力変換制御装置。
4. 前記所定時間（ｔｃ）は、前記第１時点（ｔ01）から前記転流基準時点（ｔ00）を差し引いた値（−τ01）と、前記第２時点（ｔ02）から前記転流基準時点を差し引いた値（τ02）と、前記デッドタイム（ｔｄ）との和の半分（(1/2)（τ02−τ01＋ｔｄ）））に設定される、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の電力変換制御装置。
5. 前記第２の前記信号波から前記第１の前記信号波を引いた値（ｄ０）は、前記キャリアの前記傾斜の絶対値（tanα）と前記デッドタイム（ｔｄ）との積を零から引いた値（−ｔｄ・tanα）よりも大きい、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載の電力変換制御装置。
6. 前記所定時間（ｔｃ）は前記デッドタイムの半分（ｔｄ／２）に設定される、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の電力変換制御装置。

Images