JP5110579B2

JP5110579B2 - ２電源システム

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Publication number: JP5110579B2
Application number: JP2007295496A
Authority: JP
Inventors: 敏夫堀口; 淳一伊東; 幸司折川
Original assignee: Olympus Corp; Nagaoka University of Technology NUC
Current assignee: Olympus Corp; Nagaoka University of Technology NUC
Priority date: 2007-11-14
Filing date: 2007-11-14
Publication date: 2012-12-26
Anticipated expiration: 2027-11-14
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Description

本発明は、メタノールや水素等の燃料を化学反応によって発電する燃料電池と、充電可能なリチウムイオン電池のような２次電池と、を併用する２電源システムに関する。

携帯電話やＰＤＡ、デジタルカメラ等の携帯用情報機器は主にリチウムイオン電池等の充電可能な２次電池が電源として用いられてきている。近年、これらの機器の高機能化・多機能化・高速化や長時間駆動の要求に伴い、小型燃料電池が新たな電源として期待されており、一部では試作・試用も始まっている。

燃料電池は従来の２次電池とは異なり充電作業が不要で、燃料を補充または燃料カートリッジを交換するだけで瞬時に機器を長時間稼動させることが可能な状態にすることができる。これらの燃料電池のうち、メタノール等を燃料として使用する燃料電池は、その特性上、長時間にわたって安定した出力を供給することは可能であるが、使用する機器の負荷状態に応じた出力を供給することはできない。特に、携帯電話やデジタルカメラのように機器を使用するモードが複数あり、そのモードによっては必要な出力が２倍以上異なる機器に対しては燃料電池単独では使用できない。

そこで、このような電子機器に燃料電池を使用する際には、負荷変動に対応でき、かつ充電可能なリチウムイオン２次電池等を燃料電池と併用することが一般的に行われている。例えば、特許文献１には、燃料電池の出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで変換することにより、燃料電池と２次電池との併用を図っている。
特開２０００−１２０５９号公報

このような燃料電池と２次電池を連係させて負荷へ電力を供給する２電源システムにおいては、小型化、電力の出力効率の更なる改善が要求されている。

本発明は、上記の点に鑑みてなされたもので、小型で高効率な２電源システムを提供することを目的とする。

本発明の２電源システムの一態様は、燃料電池と充電可能な２次電池とを併用する２電源システムにおいて、
上記２次電池を用いて、上記燃料電池の電圧と必要とする目標出力電圧との差分電圧を、上記燃料電池の電圧に付加して、該２電源システムの出力電圧を得る差分電圧付加手段と、
上記２電源システムの出力電圧を検出し、上記出力電圧が上記目標出力電圧となるように上記差分電圧付加手段を制御する制御手段と、
を具備することを特徴とする。

本発明によれば、出力電圧のうち、燃料電池と目標出力電圧との差分電圧を差分電圧付加手段によって付加することで、出力電圧を一定にすることができる。そして、差分電圧付加手段では燃料電池の電圧と目標出力電圧との差分だけ発生すれば良いので、単に電池の電圧を昇降圧して目標出力電圧を発生する構成よりも小型・軽量となり、全体効率が良くなり、電池が長持ちすることとなる。

従って、小型で高効率な２電源システムを提供することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を図面を参照して説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る２電源システムの構成を示す図で、該２電源システムは、メタノールや水素等の燃料を化学反応によって発電する燃料電池Ｖ_ｆｃと、充電可能なリチウムイオン電池のような２次電池Ｖ_ｓｂとを含む。ここで、燃料電池Ｖ_ｆｃは定常状態で７．２［Ｖ］のものを、２次電池Ｖ_ｓｂは３．２［Ｖ］のものを使用する。但し、燃料電池Ｖ_ｆｃは、化学反応により起電力を発生するため、瞬時に大きな出力を取り出すことはできない性質を持っている。

これら燃料電池Ｖ_ｆｃと２次電池Ｖ_ｓｂは、Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を介して直列に接続されている。即ち、Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、４象限チョッパ１２とＬＣローパスフィルタ１４とからなり、２次電池Ｖ_ｓｂは、上記４象限チョッパ１２の入力端に接続される。また、コンデンサＣ_１が該２次電池Ｖ_ｓｂに並列に接続されている。燃料電池Ｖ_ｆｃは、上記４象限チョッパ１２の出力端に接続されたインダクタンスＬとコンデンサＣ_２から構成されるＬＣローパスフィルタ１４におけるコンデンサＣ_２に直列に接続されている。そして、この燃料電池Ｖ_ｆｃとコンデンサＣ_２の直列接続に対し、コンデンサＣ_３が並列に接続されている。

本２電源システムから負荷Ｌｏａｄへの電力供給（出力電圧Ｖ_ｏｕｔ）は、上記燃料電池Ｖ_ｆｃとコンデンサＣ_２の直列接続の両端間からなされるようになっている。

また、本２電源システムは、上記のような構成の主回路に加えて、出力電圧Ｖ_ｏｕｔをアイソレーションアンプ１６を介して取り出した検出出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ}に基づいて上記４象限チョッパ１２の動作を制御する制御回路１８を含む。

この制御回路１８は、上記アイソレーションアンプ１６の検出出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ}に対する目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊へのＰＩ制御を行うＰＩ制御回路２０、三角波キャリアを生成するキャリア生成回路２２、上記ＰＩ制御回路２０の出力である変調波Ｄｕｔｙと上記キャリア生成回路２２からの三角波キャリアとの比較を行う比較回路２４、上記キャリア生成回路２２からの三角波キャリアを−１倍する反転増幅回路２６、上記ＰＩ制御回路２０からの変調波Ｄｕｔｙと上記反転増幅回路２６からの反転された三角波キャリアとの比較を行う比較回路２８、上記比較回路２４，２８の出力及びそれらをインバータ３０，３２で反転した信号のタイミングを遅らせるデッドタイム回路３４、及び該デッドタイム回路３４で遅延された上記比較回路２４，２８の出力及びそれらの反転信号に従って上記４象限チョッパ１２の各スイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）を駆動するゲートドライブ回路３６を備える。ここで、比較回路２４（及びインバータ３０）は４象限チョッパ１２のスイッチング素子Ｑ_ａ及び−Ｑ_ａに対応するものであり、比較回路２８（及びインバータ３２）は４象限チョッパ１２のスイッチング素子Ｑ_ｂ及び−Ｑ_ｂに対応するものである。

図２は、オペアンプ３８を用いて構成したＰＩ制御回路２０を示す図である。このＰＩ制御回路２０の出力は、以下の（１）式で表され、ゲインＫ_１及び積分時定数Ｔ_１は、以下の（２）式及び（３）式で表される。従って、可変抵抗Ｒ_２でゲインＫ_１を、キャパシタＣ_４で積分時定数Ｔ_１を、それぞれ調整することができる。

図３は、上記キャリア生成回路２２及び上記反転増幅回路２６の構成例を示す図である。上記キャリア生成回路２２は、次の（４）式に示すような周波数の三角波キャリアを生成するものである。

このキャリア生成回路２２は、オペアンプ４０を用いたヒステリシスコンパレータと、オペアンプ４２を用いた積分回路とにより構成する。可変抵抗Ｒ_３で三角波キャリアの直流分を調整し、可変抵抗Ｒ_５で三角波キャリアの振幅を調整し、可変抵抗Ｒ_７で三角波キャリアの周波数を調整する。その三角波を、４象限チョッパ１２のスイッチング素子Ｑ_ａ，−Ｑ_ａに対応するキャリアとする。

また、その三角波を、オペアンプ４４を用いた反転増幅回路２６で反転した三角波を、４象限チョッパ１２のスイッチング素子Ｑ_ｂ，−Ｑ_ｂに対応するキャリアとする。

ここで、キャリア周波数を例えば１００［ｋＨｚ］のような高い周波数とした場合には、スルーレートに注意する必要がある。そこで、各オペアンプ４０，４２，４４としては、ＬＭ７１７１（ＮａｔｉｎａｌＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ社）を用い、スルーレートは４１００［Ｖ／μｓ］である。スルーレートとキャリア周波数の関係は、次の（５）式に示すようになっている。この場合、三角波キャリアの振幅を１０［ＶＰＰ］とすれば、キャリア周波数ｆは、２００［ＭＨｚ］まで設定できる。

図４（Ａ）は、上記比較回路２４，２８の構成例を示す図である。これら比較回路２４，２８は、コンパレータ４６により、上記キャリア生成回路２２又は上記反転増幅回路２６からの三角波キャリアとＰＩ制御回路２０からの変調波Ｄｕｔｙとを比較して、その結果を後段の回路に出力するものである。コンパレータ４６には、例えば応答時間が８０［ｎｓ］と速いＬＭ３１９を用いることができる。なお、ＬＭ３１９はオープンコレクタであるため、プルアップ抵抗Ｒ１０を介して５［Ｖ］にプルアップしている。

図４（Ｂ）は、上記コンパレータ４６に約１００［ｋＨｚ］の三角波キャリア４８と５［Ｖ］の直流電圧を入力して、コンパレータ出力５０をオシロスコープで観測した結果を示す図である。このように、三角波キャリア４８と５［Ｖ］の比較結果に応じたパルス幅を持つＰＷＭ波形がコンパレータ出力５０として得られる。なお、コンパレータ出力５０の立ち上がりの遅れ時間は、プルアップ抵抗Ｒ１０の抵抗値により決まる。

図１の構成では、このような三角波キャリア４８の代わりに、上記キャリア生成回路２２又は上記反転増幅回路２６からの三角波キャリアがコンパレータ４６の反転入力端に与えられ、５［Ｖ］の直流電圧の代わりに、上記ＰＩ制御回路２０からの変調波Ｄｕｔｙがコンパレータ４６の非反転入力端に与えられる。これにより、上記変調波Ｄｕｔｙの変動に応じてパルス幅が可変するＰＷＭ波形がコンパレータ４６の出力端から得られる。

図５は、上記デッドタイム回路３４の構成例を示す図である。なお、ここでは、４象限チョッパ１２の一つのスイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）用の構成を示しており、同様のものが各スイッチング素子用に設けられている。

一般に、パワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＦＦ時間はＯＮ時間に比べて長い。よって、同時にＯＮすると短絡する位置にあるパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦが切り替わるタイミングでＯＦＦ時間に合わせてＯＮのタイミングを遅らせるデッドタイム回路が必要である。遅らせる時間は、パワーＭＯＳ−ＦＥＴの入力静電容量やスイッチング特性で決定する。

図５の構成では、以下の（６）式に示すようなデッドタイムＴ_ｄが得られる。なお、シュミットトリガ５２は、抵抗Ｒ_１１とコンデンサＣ_６とでなるＲＣフィルタによって波形がなまった後の波形生成のために設けている。

また、このようなデッドタイム回路３４で遅らせたＰＷＭ信号で直接、４象限チョッパ１２の各スイッチング素子を駆動するのは望ましくない。それは、電気的に絶縁されていないため主回路からのノイズが制御回路１８に回り込み、誤動作を生じるからである。そこで、４象限チョッパ１２の各スイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）をゲートドライブ回路３６で駆動する。このゲートドライブ回路３６を構成するゲートドライブ用ＩＣは、ＰＷＭ信号をいったん受けて電流増幅して出力する。また、パワーＭＯＳ−ＦＥＴは容量性なので、ゲートドライブ用ＩＣは、負荷となる静電容量を速やかに充放電する能力が要求される。

次に、以上のような構成の２電源システムの動作を説明する。

本２電源システムは、負荷Ｌｏａｄに供給する電圧（出力電圧Ｖ_ｏｕｔ）のうち、燃料電池Ｖ_ｆｃの電圧と目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊との差分をＨブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧（差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖ）として発生させることで、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定にするものである。即ち、２次電池Ｖ_ｓｂを電源とするＨブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖの制御に用いて、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定電圧に制御する。なお、Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、スイッチングリプルを除去するためＬＣローパスフィルタを備えている。この方式の利点は、燃料電池Ｖ_ｆｃの電圧を一定に保つ回路の電力変換器容量を小さくできることにある。この結果、小型化や高効率化が実現できる。差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖは、ＰＷＭ制御の変調波Ｄｕｔｙにより、次の（７）式で表される。また、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、次の（８）式で表される。

図６（Ａ）は、上記ＰＩ制御回路２０からの変調波Ｄｕｔｙと、キャリア生成回路２２及び上記反転増幅回路２６からの三角波キャリア５４，５６と、４象限チョッパ１２のスイッチング素子Ｑ_ａ，Ｑ_ｂの状態との関係を示す図である。燃料電池Ｖ_ｆｃの電圧が低く、燃料電池Ｖ_ｆｃと目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊との差分が正、つまり昇圧動作を行わなければならない時には、変調波Ｄｕｔｙは正で、スイッチング素子Ｑ_ａと−Ｑ_ａが相補的に動作し、スイッチング素子Ｑ_ｂは常時ＯＦＦ、スイッチング素子−Ｑ_ｂは常時ＯＮである。また、燃料電池Ｖ_ｆｃの電圧が高く、燃料電池Ｖ_ｆｃと目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊との差分が負、つまり降圧動作を行わなければならない時には、変調波Ｄｕｔｙは負で、スイッチング素子Ｑ_ｂと−Ｑ_ｂが相補的に動作し、スイッチング素子Ｑ_ａは常時ＯＦＦ、スイッチング素子−Ｑ_ａは常時ＯＮである。

図７（Ａ）は昇圧動作時、図７（Ｂ）は降圧動作時、それぞれの、燃料電池Ｖ_ｆｃの電圧、目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊、変調波Ｄｕｔｙ、差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖ、目標差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖ ^＊、検出出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ}、及び２次電池Ｖ_ｓｂのバッテリ電流Ｉ_ｓｂの関係を示す図である。ここで、Ｖ_ｃｏｎｖ ^＊は、Ｖ_ｃｏｎｖ ^＊＝Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊−Ｖ_ｆｃである。図７（Ａ）に示すように、昇圧動作時は、変調波Ｄｕｔｙは正となり、Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の制御により差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖは正となる。このとき、２次電池Ｖ_ｓｂは、パルス放電を繰り返す。また、図７（Ｂ）に示すように、降圧動作時は、変調波Ｄｕｔｙは負となり、Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の制御により差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖは負となる。このとき、２次電池Ｖ_ｓｂは、パルス充電を繰り返す。これにより、出力電圧Ｖ_ｏｕｔをほぼ７．２［Ｖ］に一定制御ができる。なお、差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖが振動しているのは、ＰＩ制御により差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖの制御系が二次系になっているためである。

図６（Ｂ）は、燃料電池Ｖ_ｆｃの電圧を４．５［Ｖ］から９．５［Ｖ］まで変化させたときの変換器効率の測定結果を示す図である。目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊は７．２［Ｖ］である。燃料電池Ｖ_ｆｃの電圧が目標とする７．２［Ｖ］に近いほど高効率であることを確認できる。なお、差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖが大きい領域で効率が上昇するのは、Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電力が大きいほど、Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０単体の効率が高いためである。

以上のように、本第１実施形態に係る２電源システムによれば、負荷Ｌｏａｄに供給する電圧（出力電圧Ｖ_ｏｕｔ）のうち、燃料電池Ｖ_ｆｃと目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊との差分をＨブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧（差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖ）として発生させることで、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定にすることができる。即ち、差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖの入力源を２次電池Ｖ_ｓｂとするＨブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を制御することで、燃料電池Ｖ_ｆｃの電力供給の遅れをカバーすることができる。

また、Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０により発生する電圧は燃料電池Ｖ_ｆｃの電圧と目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊との差分だけで良いので、単に電池の電圧を昇降圧して目標出力電圧を発生するＤＣ−ＤＣコンバータに比較して、コンバータ容量を小さくすることができる。従って、コンバータが小型・軽量となるので、該２電源システムを搭載する電子機器の小型化、軽量化に寄与できる。更に、コンバータ容量が小さいため、全体効率が良くなり、電池が長持ちすることとなる。

具体的には、例えばＨブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０により±３０％の電圧を補正するならば、コンバータ容量は１／３にでき、大きさはほぼ容量に比例するので、それも１／３となる。また、損失も比例するので、損失が１／３となる、つまり、損失が３０％あった場合には、電池の持ちが約３０％向上することになる。

［第２実施形態］
上記第１実施形態では、制御回路１８をハードウェアで構成していたが、ＰＩ制御回路２０、キャリア生成回路２２、比較回路２４，２８、反転増幅回路２６、及びインバータ３０，３２を、ＤＳＰで置き換え、ＤＳＰ内部のソフトウェアによって、上述したような機能を実施する。

このような本第２実施形態によれば、すべてをハードウェアで構成するものに比べて、回路の量を減らすことができ、更なる小形化・軽量化が図れる。

また、フィルタリング等の信号処理を追加できる。

［第３実施形態］
上記第１実施形態では、２次電池Ｖ_ｓｂは、昇圧動作時にはパルス放電し、降圧動作時にはパルス充電する。

そこで、本第３実施形態においては、図８に示すように、上記２次電池Ｖ_ｓｂの過充電及び過放電を防ぐ過充電保護回路５８及び過放電保護回路６０を更に設ける。

即ち、過充電保護回路５８は、コンデンサＣ_１のプラス側と４象限チョッパ１２との結節点と２次電池Ｖ_ｓｂとの間に設けられたリレー又はＦＥＴスイッチ６２と、２次電池Ｖ_ｓｂの電圧が４．２［Ｖ］を越えるＬｏｗ出力となり且つ該４．２［Ｖ］ではなくて３．７［Ｖ］より下がらないと該Ｌｏｗ出力から元のＨｉｇｈ出力へは復帰しないヒステリシス付きコンパレータ６４と、該コンパレータ６４の出力がＬｏｗのときＯＦＦし且つそれがＨｉｇｈのときＯＮするように上記リレー又はＦＥＴスイッチ６２を駆動制御するドライバ６６とからなる。

従って、このような過充電保護回路５８によれば、２次電池Ｖ_ｓｂの電圧が４．２［Ｖ］を越えると充電を中止し、２次電池Ｖ_ｓｂの電圧が３．７［Ｖ］より低くなったら充電を再開するように制御することができる。

また、過放電保護回路６０は、上記燃料電池Ｖ_ｆｃとコンデンサＣ_２の直列接続の一端側と負荷Ｌｏａｄの一端側との間に設けられたリレー又はＦＥＴスイッチ６８と、２次電池Ｖ_ｓｂの電圧が２．７［Ｖ］より下がるとＬｏｗ出力となり且つ該２．７［Ｖ］ではなくて３．２［Ｖ］を越えないと該Ｌｏｗ出力から元のＨｉｇｈ出力へは復帰しないヒステリシス付きコンパレータ７０と、該コンパレータ７０の出力がＬｏｗのときＯＦＦし且つそれがＨｉｇｈのときＯＮするように上記リレー又はＦＥＴスイッチ６８を駆動制御するドライバ７２とからなる。

従って、このような過放電保護回路６０によれば、２次電池Ｖ_ｓｂの電圧が２．７［Ｖ］より低くなったら、該２電源システムの出力電圧Ｖ_ｏｕｔの負荷Ｌｏａｄへの供給を禁止して、２次電池Ｖ_ｓｂの電圧が更に低下するのを防止し、２次電池Ｖ_ｓｂの電圧が３．２［Ｖ］以上になったならば、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを負荷にＬｏａｄに供給するように制御することができる。なおこの場合、２次電池Ｖ_ｓｂの容量低下による停止であることをＬＥＤ発光等の何らかの報知手段により使用者に知らせるよう構成することが好ましい。

以上実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形や応用が可能なことは勿論である。

（付記）
前記の具体的実施形態から、以下のような構成の発明を抽出することができる。

例えば、制御回路１８は図１（及び図２乃至図５）に示した構成に限らず、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊となるようにＨブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を制御できれば、どのような構成でも構わない。

（１）燃料電池と充電可能な２次電池とを併用する２電源システムにおいて、
上記２次電池を用いて、上記燃料電池の電圧と必要とする目標出力電圧との差分電圧を、上記燃料電池の電圧に付加して、該２電源システムの出力電圧を得る差分電圧付加手段と、
上記２電源システムの出力電圧を検出し、上記出力電圧が上記目標出力電圧となるように上記差分電圧付加手段を制御する制御手段と、
を具備することを特徴とする２電源システム。

（対応する実施形態）
この（１）に記載の２電源システムに関する実施形態は、第１乃至第３実施形態が対応する。それらの実施形態において、燃料電池Ｖ_ｆｃが上記燃料電池に、２次電池Ｖ_ｓｂが上記２次電池に、目標出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊が上記目標出力電圧に、差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖが上記差分電圧に、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが上記２電源システムの出力電圧に、Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が上記差分電圧付加手段に、制御回路１８が上記制御手段に、それぞれ対応する。

（作用効果）
この（１）に記載の２電源システムによれば、出力電圧のうち、燃料電池と目標出力電圧との差分電圧を差分電圧付加手段によって付加することで、出力電圧を一定にすることができる。そして、差分電圧付加手段では燃料電池の電圧と目標出力電圧との差分だけ発生すれば良いので、単に電池の電圧を昇降圧して目標出力電圧を発生する構成よりも小型・軽量となり、全体効率が良くなり、電池が長持ちすることとなる。

（２）上記制御手段は、上記出力電圧が上記目標出力電圧より低いときには正の差分電圧を、上記出力電圧が上記目標出力電圧より高いときには負の差分電圧を、上記差分電圧付加手段が付加するように制御することを特徴とする（１）に記載の２電源システム。（対応する実施形態）
この（２）に記載の２電源システムに関する実施形態は、第１乃至第３実施形態が対応する。

（作用効果）
この（２）に記載の電子機器によれば、出力電圧の変動方向に応じて差分電圧を付加して、出力電圧を一定にすることができる。

（３）上記差分電圧付加手段は、上記２次電池の放電によって上記正の差分電圧を付加し、上記２次電池への充電によって上記負の差分電圧を付加することを特徴とする（２）に記載の２電源システム。

（対応する実施形態）
この（３）に記載の２電源システムに関する実施形態は、第１乃至第３実施形態が対応する。

（作用効果）
この（３）に記載の電子機器によれば、出力電圧が目標出力電圧より高いときには２次電池を充電して、２次電池の消耗をリカバリーすることができる。

（４）上記２次電池の過充電及び過放電を防止する手段を更に具備することを特徴とする（３）に記載の２電源システム。

（対応する実施形態）
この（４）に記載の２電源システムに関する実施形態は、第３実施形態が対応する。その実施形態において、過充電保護回路５８及び過放電保護回路６０が上記２次電池の過充電及び過放電を防止する手段に対応する。

（作用効果）
この（４）に記載の電子機器によれば、２次電池が過充電したり過放電したりすることをなくすことができる。

図１は、本発明の第１実施形態に係る２電源システムの構成を示す図である。図２は、図１中のＰＩ制御回路の構成例を示す図である。図３は、図１中のキャリア生成回路及び反転増幅回路の構成例を示す図である。図４（Ａ）は、図１中の比較回路の構成例を示す図であり、図４（Ｂ）は、図（Ａ）の比較回路の動作原理を説明するためのコンパレータの入力と出力の関係を示す図である。図５は、図１中のデッドタイム回路の構成例を示す図である。図６（Ａ）は、変調波と三角波キャリアとスイッチング素子Ｑ_ａ，Ｑ_ｂの状態との関係を示す図であり、図６（Ｂ）は、燃料電池の電圧を４．５［Ｖ］から９．５［Ｖ］まで変化させたときの変換器効率の測定結果を示す図である。図７（Ａ）は、昇圧動作時の燃料電池の電圧、目標出力電圧、変調波、差分電圧、目標差分電圧、検出出力電圧、及び２次電池のバッテリ電流の関係を示す図であり、図７（Ｂ）は、降圧動作時の燃料電池の電圧、目標出力電圧、変調波、差分電圧、目標差分電圧、検出出力電圧、及び２次電池のバッテリ電流の関係を示す図である。図８は、本発明の第３実施形態に係る２電源システムにおける２次電池の過充電保護回路及び過放電保護回路の構成例を示す図である。

符号の説明

１０…Ｈブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ、１２…４象限チョッパ、１４…ＬＣローパスフィルタ、１６…アイソレーションアンプ、１８…制御回路、２０…ＰＩ制御回路、２２…キャリア生成回路、２４，２８…比較回路、２６…反転増幅回路、３０，３２…インバータ、３４…デッドタイム回路、３６…ゲートドライブ回路、５８…過充電保護回路、６０…過放電保護回路、６２，６８…リレー又はＦＥＴスイッチ、６４，７０…ヒステリシス付きコンパレータ、６６，７２…ドライバ、Ｖ_ｆｃ…燃料電池、Ｖ_ｓｂ…２次電池、Ｃ_１，Ｃ_２，Ｃ_３…コンデンサ、Ｌ…インダクタンス、Ｌｏａｄ…負荷、Ｖ_ｏｕｔ…出力電圧、Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ}…検出出力電圧、Ｖ_{ｏｕｔ＿ｃｏｎ} ^＊…目標出力電圧、Ｄｕｔｙ…変調波、Ｑ_ａ，−Ｑ_ａ，Ｑ_ｂ，−Ｑ_ｂ…スイッチング素子、Ｖ_ｃｏｎｖ…差分電圧、Ｖ_ｃｏｎｖ ^＊…目標差分電圧、Ｉ_ｓｂ…バッテリ電流。

Claims

燃料電池と充電可能な２次電池とを併用する２電源システムにおいて、
上記２次電池を用いて、上記燃料電池の電圧と必要とする目標出力電圧との差分電圧を、上記燃料電池の電圧に付加して、該２電源システムの出力電圧を得る差分電圧付加手段と、
上記２電源システムの出力電圧を検出し、上記出力電圧が上記目標出力電圧となるように上記差分電圧付加手段を制御する制御手段と、
を具備することを特徴とする２電源システム。
上記制御手段は、上記出力電圧が上記目標出力電圧より低いときには正の差分電圧を、上記出力電圧が上記目標出力電圧より高いときには負の差分電圧を、上記差分電圧付加手段が付加するように制御することを特徴とする請求項１に記載の２電源システム。
上記差分電圧付加手段は、上記２次電池の放電によって上記正の差分電圧を付加し、上記２次電池への充電によって上記負の差分電圧を付加することを特徴とする請求項２に記載の２電源システム。
上記２次電池の過充電及び過放電を防止する手段を更に具備することを特徴とする請求項３に記載の２電源システム。