JP5196811B2 - モータ駆動装置及びこれを用いた電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器に関するものである。

モータの駆動制御を行うモータ駆動装置において、モータの回転速度を所望値に設定するためには、モータコイルの一端に印加する駆動電圧（延いてはモータコイルに流れる駆動電流）を所望値に制御する必要がある。

そこで、従来のモータ駆動装置では、図１３に示すように、Ｈブリッジ回路のスイッチ素子としてバイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を用いるとともに、駆動電圧設定信号として外部入力される制御電圧Ｖｒｅｆに応じて、上側トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ２のベース電流を制御する手段（トランジスタＴｒａ〜Ｔｒｂ、及び、定電流源Ｉａ〜Ｉｂ）を備えることにより、モータコイルＬの一端に印加する駆動電圧（延いては、モータコイルＬに流れる駆動電流）を所望値に制御する構成（いわゆるドロッパタイプのレギュレータ構成）が一般的に採用されていた。なお、図１３の制御回路ＣＮＴは、外部入力される動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮ（２値信号）の論理に応じて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のオン／オフ状態（すなわち、モータの動作モード）を制御する手段である。

上記構成から成るモータ駆動装置にて上側トランジスタＴｒ１（Ｔｒ２）がオンされている間、モータコイルＬの一端には、制御電圧ＶｒｅｆをトランジスタＴｒａ（Ｔｒｂ）の１Ｖｆ分だけ引き上げ、さらにトランジスタＴｒ１（Ｔｒ２）の１Ｖｆ分だけ引き落として得られる駆動電圧（制御電圧Ｖｒｅｆとほぼ同値の電圧）が印加されることになる。

なお、上記に関連するその他の従来技術としては、Ｈブリッジ回路のスイッチ素子として電界効果トランジスタを用いるとともに、各トランジスタのゲート電圧をパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ［Pulse Width Modulation］制御と呼ぶ）するモータ駆動制御システム（特許文献１を参照）や、コンデンサの充放電電圧を三角波として出力する三角波生成回路につき、電源電圧の低下に応じて前記三角波の振幅を低下させるように制御し、さらに、この振幅に応じて前記コンデンサを充放電するための電流値も低下させるように制御することで、出力される三角波を所定の周波数に維持する技術（本願出願人による特許文献２を参照）が開示・提案されている。

また、従来より、ブラシ付き直流モータの回転速度を所望値に維持する手段としては、ブリッジサーボ（図１４（ａ）を参照）や比例電流サーボ（図１４（ｂ）を参照）などが広く一般に用いられている。

なお、上記に関連する従来技術として、特許文献３には、オーディオ信号の記録媒体の駆動用直流モータを制御対象とする抵抗ブリッジ方式電子ガバナ型の直流モータ制御回路において、周波数が可聴周波数を超える所定の一定周波数であり、前記抵抗ブリッジ方式の抵抗ブリッジ回路によって検出された前記直流モータの回転状態に応じてパルス幅が変調されるＰＷＭ方式の制御回路を備え、この制御回路によって前記直流モータへの電力がスイッチングされることで、前記直流モータの回転速度が制御されることを特徴とする直流モータ制御回路が本願出願人によって開示・提案されている。

特許第３６６５５６５号明細書 特開２００２−２２３３６３号公報 特開平６−２４５５７３号公報

確かに、図１３に示した従来構成のモータ駆動装置であれば、装置外部の抵抗分割回路等を用いて制御電圧Ｖｒｅｆを適宜生成することにより、電源電圧Ｖｃｃに依らず、制御電圧Ｖｒｅｆに応じて、モータコイルＬの一端に印加する駆動電圧（延いてはモータコイルＬに流れる駆動電流）を所望値に制御することが可能である。

しかしながら、上記従来のモータ駆動装置では、トランジスタＴｒａ（Ｔｒｂ）の動作を維持すべく、電源電圧ＶｃｃからトランジスタＴｒａ（Ｔｒｂ）の１Ｖｆ分を差し引いた電圧値（実際には定電流源Ｉａ（Ｉｂ）での電圧降下分をも考慮したより低い電圧値）までしか、制御電圧Ｖｒｅｆを設定することができなかった。そのため、モータコイルＬの一端に印加し得る駆動電圧は、電源電圧Ｖｃｃより少なくともトランジスタＴｒａ（Ｔｒｂ）の１Ｖｆ分だけドロップしたものとなってしまい、その電源電圧範囲を有効に活用することができなかった。

また、上記従来のモータ駆動装置では、Ｈブリッジ回路のスイッチ素子として、バイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４が用いられていたため、そのオン／オフ制御に対する応答性は必ずしも高くなかった。

なお、特許文献１の従来技術は、あくまで、モータコイルに流れる駆動電流に応じて、Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動することにより、モータの動作モードを選択的に設定する技術であって、外部入力される制御電圧に応じてモータコイルの一端に印加する駆動電圧を所望値に設定する技術に関しては、何ら開示されていなかった。

また、特許文献２の従来技術は、三角波生成回路にて生成される三角波を用いたＰＷＭ駆動のスイッチングレギュレータに関するものであり、その主たる目的は、あくまで、電源電圧低下時におけるＰＷＭ駆動能力の低下を抑制して、電源電圧低下時にも所定のデューティ比を確保し、出力電圧の変動に対して十分にＰＷＭ駆動をすることが可能なスイッチングレギュレータを提供することにあり、上記課題を解決し得るものではなかった。

また、ブラシ付き直流モータの回転速度を所望値に維持する従来技術に関して、図１４（ａ）、（ｂ）で示したブリッジサーボや比例電流サーボは、モータＭの端子電圧（延いては、モータＭの回転速度に比例して発生する逆起電圧Ｅ_BEMF）をモニタし、これが所定の制御電圧Ｖｒｅｆと一致するように、電源電圧Ｖｃｃ或いはモータ電流ＩＭを制御するものであり、簡単な構成でモータＭの回転速度を所望値に維持し得る反面、モータＭを大電流で駆動する場合には、その発熱や消費電力が大きくなる等の問題があった。

なお、特許文献３の従来技術であれば、電源電圧Ｖｃｃの制御手段としてスイッチングレギュレータを用いることにより、消費電力を大幅に低減することが可能である。しかしながら、特許文献３の従来技術では、その回路要素として高価なコイルが必要となる上、回転速度の設定が必ずしも容易とは言えなかった。

また、図１４（ａ）、（ｂ）で示したブリッジサーボや比例電流サーボは、モータＭの一端が電源ラインに接続されていることを前提とした構成であり、モータＭの正転／逆転を任意に切り替えるためには、上記のサーボが２回路必要となることから、回路規模の増大やコストの上昇を招く要因となっていた。

本発明は、上記の問題点に鑑み、モータコイルの一端に印加する駆動電圧を容易かつ広範囲に可変制御し、さらには、その駆動電圧を所望値に維持することが可能なモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、モータに接続されるスイッチ素子を備えた出力回路と；前記モータに印加される電源電圧と所定の制御電圧との比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と；前記ＰＷＭ信号に応じて前記スイッチ素子のオン／オフ制御を行う制御回路と；前記モータに流れるモータ電流をモニタし、前記モータの逆起電圧が所望値に維持されるように前記制御電圧を生成する制御電圧生成回路と；を有して成る構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成るモータ駆動装置において、前記制御電圧生成回路は、前記モータ電流をモニタ電圧として検出する第１の抵抗と；前記モニタ電圧のピークレベルを保持するピークホールド回路と；前記モニタ電圧のピークレベルに応じた帰還電流を生成する第１の電圧／電流変換回路と；所定の基準電圧に応じた基準電流を生成する第２の電圧／電流変換回路と；前記帰還電流と前記基準電流との合計電流を所定の比率でミラーして制御電流を生成するカレントミラー回路と；前記制御電流を電圧変換して前記制御電圧を生成する第２の抵抗と；を有して成る構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第２の構成から成るモータ駆動装置において、前記制御電圧生成回路は、第２の抵抗と並列に接続された平滑コンデンサを有する構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第３いずれかの構成から成るモータ駆動装置において、前記出力回路は、前記モータを構成するモータコイルに対してＨブリッジ型に接続された４つのスイッチ素子を有して成るＨブリッジ回路であり、前記制御回路は、所定の動作モード制御信号に応じてオンすべきスイッチ素子を選択するとともに、前記ＰＷＭ信号に応じてそのオンデューティを制御する構成（第４の構成）にするとよい。

或いは、上記第１〜第３いずれかの構成から成るモータ駆動装置において、前記出力回路は、前記モータを構成するモータコイルに対してトーテムポール型に接続された２つのスイッチ素子を有して成るハーフブリッジ回路である構成（第５の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第５いずれかの構成から成るモータ駆動装置において、前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記電源電圧を所定比で分圧して第１分圧電圧を生成する第１分圧器と；前記制御電圧を前記所定比で分圧して第２分圧電圧を生成する第２分圧器と；その発振周波数が一定であり、かつ、その振幅が第１分圧電圧に応じて変化するノコギリ波状或いは三角波状の発振電圧を生成する発振器と；第２分圧電圧と前記発振電圧との高低に応じてその出力論理が変遷するＰＷＭコンパレータと；を有し、前記ＰＷＭコンパレータの出力信号を前記ＰＷＭ信号として前記制御回路に送出する構成（第６の構成）にするとよい。

また、上記第６の構成から成るモータ駆動装置において、前記発振器は、その端子電圧が前記発振電圧として引き出されるコンデンサと；前記コンデンサに対して第１分圧電圧に比例した充電電流を供給する手段と；第１分圧電圧と前記コンデンサの端子電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第１コンパレータと；前記コンデンサの端子電圧と所定の基準電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第２コンパレータと；第１コンパレータの出力信号がセット入力され、第２コンパレータの出力信号がリセット入力されるＲＳフリップフロップと；前記コンデンサの一端と接地端との間に接続され、前記ＲＳフリップフロップの出力信号に応じてオン／オフ制御される放電スイッチと；を有して成る構成（第７の構成）にするとよい。

或いは、上記第６の構成から成るモータ駆動装置において、前記発振器は、クロック信号をカウントするカウンタと、前記カウンタのカウント値をアナログ電圧に変換するディジタル／アナログ変換器と、を有して成り、前記ディジタル／アナログ変換器の出力を前記発振電圧として送出する構成であって、かつ、前記ディジタル／アナログ変換器には、正電源電圧として第１分圧電圧が印加されており、また、負電源電圧として所定の基準電圧が印加されている構成（第８の構成）にするとよい。

また、本発明に係る電気機器は、モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆動装置と、を有して成る電気機器であって、前記モータ駆動装置として、上記第１〜第８いずれかの構成から成るモータ駆動装置を有して成る構成（第９の構成）としている。

なお、上記第９の構成から成る電気機器において、前記モータは、ブラシ付きの直流モータである構成（第１０の構成）にするとよい。

本発明によれば、モータコイルの一端に印加する駆動電圧を容易かつ広範囲に可変制御し、さらには、その駆動電圧を所望値に維持することが可能となる。

図１は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の第１実施形態を示すブロック図（一部に回路素子を含む）である。

本図に示すように、本実施形態の電気機器は、モータ１と、モータ１の駆動制御を行うモータ駆動装置２と、を有して成る。

モータ１は、モータコイルＬに流す電流に応じた方向に回転する単相のブラシ付き直流モータであり、モータ駆動装置２によって、４つの動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空転）が切り替えられる。

なお、上記可逆転のモータ１を備えた電気機器の一機構例としては、トレイ式ＣＤプレーヤのトレイ開閉機構、ビデオデッキのカセット排出機構、プリンタの自動ペーパカット機構、カメラのフォーカス機構、エアコンのルーバ開閉機構などを挙げることができ、その搭載対象は極めて多岐にわたるものである。

モータ駆動装置２は、Ｈブリッジ回路２１と、制御回路２２と、ＰＷＭ信号生成回路２３と、を有して成る。

Ｈブリッジ回路２１は、モータ１を構成するモータコイルＬ（リアクタンス負荷）に対してＨブリッジ型に接続された４つのスイッチ素子（Ｐチャネル電界効果トランジスタＱＨ１、ＱＨ２と、Ｎチャネル電界効果トランジスタＱＬ１、ＱＬ２）を有して成る。

Ｈブリッジ回路２１の内部構成について具体的に説明する。

上側スイッチ素子であるトランジスタＱＨ１、ＱＨ２のソースは、いずれも電源電圧Ｖｃｃが印加される電源入力端子に接続されている。下側スイッチ素子であるトランジスタＱＬ１、ＱＬ２のソースは、いずれも接地端子に接続されている。トランジスタＱＨ１、ＱＬ１のドレインは互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイルＬの一端が接続される第１の出力端子に接続されている。トランジスタＱＨ２、ＱＬ２のドレインは互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイルＬの他端が接続される第２の出力端子に接続されている。トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２の各ゲートは、それぞれ制御回路２２のゲート信号出力端に接続されている。

なお、図１に示すように、上記各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２には、それぞれ、ダイオードＤＨ１、ＤＨ２、ＤＬ１、ＤＬ２が図示の向きで並列接続されており、モータコイルＬの逆起電力吸収素子として機能する。なお、各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２に寄生ダイオードが付随している場合には、その寄生ダイオードを逆起電力吸収素子として用いても構わない。

制御回路２２は、上記各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２の制御主体であり、装置外部から入力される動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じてオンすべきトランジスタを選択するとともに、ＰＷＭ信号生成回路２３から入力されるＰＷＭ信号に応じてそのオンデューティを制御すべく、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮ及びＰＷＭ信号に基づいて、上記各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２のゲート信号を生成する手段（ドライバ或いはプリドライバとしての機能部を含む）である。制御回路２２の具体的な動作については、後ほど詳細な説明を行う。

ＰＷＭ信号生成回路２３は、Ｈブリッジ回路２１を介してモータコイルＬの一端若しくは他端に印加される電源電圧Ｖｃｃと、装置外部から入力される制御電圧Ｖｒｅｆとの比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成する手段である。

ＰＷＭ信号生成回路２３の内部構成について具体的に説明する。

図１に示すように、ＰＷＭ信号生成回路２３は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、インピーダンス変換器ＡＤＪと、直流電圧源Ｅ１と、発振器ＯＳＣと、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰと、を有して成る。

抵抗Ｒ１、Ｒ２は、電源入力端子と接地端子との間に直列接続されており、互いの接続ノードは、発振器ＯＳＣの一入力端（上限値設定端）に接続されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗比はｍ：ｎとされている。すなわち、抵抗Ｒ１、Ｒ２は、電源電圧Ｖｃｃを所定比α（＝ｎ／（ｍ＋ｎ））で分圧して第１分圧電圧ＶＨ（＝α×Ｖｃｃ）を生成する第１分圧器として機能する。

直流電圧源Ｅ１は、所定の基準電圧ＶＬを生成する手段である。なお、直流電圧源Ｅ１の正極端は、発振器ＯＳＣの他入力端（下限値設定端）に接続されており、負極端は、接地端子に接続されている。

発振器ＯＳＣは、その発振周波数が一定であり、かつ、その振幅が第１分圧電圧ＶＨに応じて変化するノコギリ波状或いは三角波状の発振電圧Ｖｏｓｃを生成する手段であり、その出力端はＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの反転入力端（−）に接続されている。なお、発振器ＯＳＣの具体的な構成及び動作については、後ほど詳細な説明を行う。

抵抗Ｒ３、Ｒ４は、インピーダンス変換器ＡＤＪを介して、制御電圧入力端子と接地端子との間に直列接続されており、互いの接続ノードは、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの非反転入力端（＋）に接続されている。抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗比はｍ：ｎとされている。すなわち、抵抗Ｒ３、Ｒ４は、制御電圧Ｖｒｅｆを所定比α（＝ｎ／（ｍ＋ｎ））で分圧して第２分圧電圧ＶＲ（＝α×Ｖｒｅｆ）を生成する第２分圧器として機能する。

インピーダンス変換器ＡＤＪは、その入出力間でインピーダンスを整合させる手段（バッファ手段）である。

ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰは、第２分圧電圧ＶＲと発振電圧Ｖｏｓｃとの高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段であり、その出力信号がＰＷＭ信号として制御回路２２に送出される。なお、ＰＷＭ信号は、第２分圧電圧ＶＲが発振電圧Ｖｏｓｃよりも高いときにハイレベルとなり、低いときにローレベルとなる２値信号である。

続いて、上記した発振器ＯＳＣの具体的な構成及び動作について、図２及び図３を参照しながら詳細に説明する。

図２は、発振器ＯＳＣの一構成例を示すブロック図（一部に回路素子を含む）であり、図３は、発振器ＯＳＣの一動作例を示す波形図である。

なお、図３上段の実線は、第１分圧電圧ＶＨとして電圧Ｖａが入力された場合の発振電圧Ｖｏｓｃを「Ｖｏｓｃ」と符号して示すものであり、図３上段の破線は、第１分圧電圧ＶＨとして電圧Ｖｂ（＞Ｖａ）が入力された場合の発振電圧Ｖｏｓｃを「Ｖｏｓｃ’」と符号して示すものである。また、図３下段には、上記各場合に生成されるＰＷＭ信号を各々「ＰＷＭ」、「ＰＷＭ’」と符号して示している。

図２に示すように、本実施形態の発振器ＯＳＣは、コンデンサＣ１と、電圧／電流変換器ＶＩＣと、可変電流源Ｉ１と、第１、第２コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２と、ＲＳフリップフロップＦＦと、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮ１と、を有して成る。

コンデンサＣ１の一端は、可変電流源Ｉ１の出力端に接続される一方、発振器ＯＳＣの出力端として、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの反転入力端（−）にも接続されている。すなわち、本実施形態の発振器ＯＳＣでは、コンデンサＣ１の端子電圧が発振電圧Ｖｏｓｃとして引き出されている。なお、コンデンサＣ１の他端は接地されている。

電圧／電流変換器ＶＩＣ及び可変電流源Ｉ１は、コンデンサＣ１に対して第１分圧電圧ＶＨに比例した充電電流ｉを供給する手段である。

第１コンパレータＣＭＰ１は、第１分圧電圧ＶＨとコンデンサＣ１の端子電圧（発振電圧Ｖｏｓｃ）との高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段である。なお、第１コンパレータＣＭＰ１の出力信号は、第１分圧電圧ＶＨがコンデンサＣ１の端子電圧よりも高いときにハイレベルとなり、低いときにローレベルとなる２値信号である。

第２コンパレータＣＭＰ２は、コンデンサＣ１の端子電圧（発振電圧Ｖｏｓｃ）と所定の基準電圧ＶＬとの高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段である。なお、第２コンパレータＣＭＰ２の出力信号は、コンデンサＣ１の端子電圧が基準電圧ＶＬがよりも高いときにハイレベルとなり、低いときにローレベルとなる２値信号である。

ＲＳフリップフロップＦＦは、その反転セット端（ＳＢ）に入力される第１コンパレータＣＭＰ１の出力信号と、その反転リセット端（ＲＢ）に入力される第２コンパレータＣＭＰ２の出力信号に基づき、その出力端（Ｑ）からトランジスタＮ１のゲート信号を送出する手段である。より具体的に述べると、ＲＳフリップフロップＦＦの出力論理は、発振電圧Ｖｏｓｃが第１分圧電圧ＶＨに達したときにハイレベルとなり、その後、基準電圧ＶＬに達したときにローレベルに復帰するように、その状態遷移を繰り返すものとなる。

トランジスタＮ１は、コンデンサＣ１の一端と接地端子との間に接続され、ＲＳフリップフロップＦＦの出力信号に応じてオン／オフ制御される放電スイッチとして機能するものである。すなわち、トランジスタＮ１のオン／オフ状態は、発振電圧Ｖｏｓｃが第１分圧電圧ＶＨに達したときにオン状態となり、その後、基準電圧ＶＬに達したときにオフ状態に復帰するように、その状態遷移を繰り返すものとなる。

上記の充放電制御により、発振電圧Ｖｏｓｃは、図３上段に示すように、その上限値が第１分圧電圧ＶＨに応じて可変的に設定され、下限値が所定の基準電圧ＶＬに応じて固定的に設定される形となる。

また、先述したように、コンデンサＣ１の充電電流ｉは、第１分圧電圧ＶＨに比例してその電流値（コンデンサＣ１の充電スピード）が増減される。すなわち、本実施形態の発振器ＯＳＣでは、第１分圧電圧ＶＨ（延いては電源電圧Ｖｃｃ）が高いほど、コンデンサＣ１の充電スピードは速くなり、低いほどコンデンサＣ１の充電スピードは遅くなる。

上記の充電電流制御により、発振器ＯＳＣの発振周期（発振周波数）は、第１分圧電圧ＶＨ（延いては電源電圧Ｖｃｃ）に依らず、一定に保たれる形となる。

また、先述したように、本実施形態のＰＷＭ信号生成回路２３において、第１、第２分圧器の分圧比は、いずれも同値（α＝ｎ／ｍ＋ｎ）に設定されている。

従って、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰにて、第２分圧電圧ＶＲと発振電圧Ｖｏｓｃとを比較することにより、第１分圧電圧ＶＨ（電源電圧Ｖｃｃ）と第２分圧電圧ＶＲ（制御電圧Ｖｒｅｆ）との比に応じたデューティのＰＷＭ信号が得られることになり、延いては、ユーザが任意に設定する制御電圧Ｖｒｅｆに応じて、モータコイルＬの一端に印加される駆動電圧（ＰＷＭ制御に基づいて印加される駆動電圧の実効値）を容易かつ広範囲に可変制御することが可能となる（図３下段を参照）。

なお、制御電圧Ｖｒｅｆの生成に際しては、電源電圧Ｖｃｃとの相対関係（言い換えればＰＷＭ信号のデューティ）を特段考慮する必要はなく、装置外部の抵抗分割回路等を用いて、モータコイルＬの一端に印加すべき駆動電圧と同値の電圧を適宜生成すればよい。

例えば、モータコイルの一端に印加すべき駆動電圧が３［Ｖ］である場合、電源電圧Ｖｃｃが５［Ｖ］であっても１２［Ｖ］であっても、制御電圧Ｖｒｅｆとしては、上記所望値の３［Ｖ］を印加すればよい。

また、モータコイルＬの一端に電源電圧Ｖｃｃ自体を印加すべき場合には、制御電圧入力端子を電源入力端子に短絡させればよい。

次に、制御回路２２によるＨブリッジ回路２１の制御動作について、図４及び図５を参照しながら、詳細な説明を行う。

図４は、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じたゲート信号生成動作を説明するための図であり、図５は、各動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電流経路を説明するための図である。

なお、図４において、左端に記載された符号「ＦＩＮ」、「ＲＩＮ」は、それぞれ、装置外部から入力される動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮの論理状態を示しており、符号「ＱＨ１」、「ＱＨ２」、「ＱＬ１」、「ＱＬ２」は、それぞれ、Ｈブリッジ回路２１を構成するトランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２のゲート信号の論理状態を示している。また、符号「モード」は、モータ１の動作モードを示している。

動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがそれぞれハイレベル、ローレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「正転モード」とすべく、トランジスタＱＨ１、ＱＬ２をオンとし、トランジスタＱＨ２、ＱＬ１をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、モータ１を構成するモータコイルＬには、Ｈブリッジ回路２１を介して、図５（ａ）に示す経路で駆動電流が流され、モータ１が正転駆動される形となる。

一方、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがそれぞれローレベル、ハイレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「逆転モード」とすべく、トランジスタＱＨ２、ＱＬ１をオンとし、トランジスタＱＨ１、ＱＬ２をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、モータ１を構成するモータコイルＬには、Ｈブリッジ回路２１を介して、図５（ｂ）に示す経路で駆動電流が流され、モータ１が逆転駆動される形となる。

上記の両動作モードが選択される場合、上側トランジスタＱＨ１、ＱＨ２については、ＰＷＭ信号生成回路２３から入力されるＰＷＭ信号に応じて、そのオンデューティが制御される。このようなＰＷＭ駆動により、モータコイルＬに対する駆動電流のチャージとディスチャージが繰り返され、その駆動電圧制御が行われる。

従って、本実施形態のモータ駆動装置であれば、電源電圧Ｖｃｃに依ることなく、ユーザの設定する制御電圧Ｖｒｅｆに応じて、モータコイルＬの一端に印加する駆動電圧（延いてはモータコイルＬに流れる駆動電流）を所望値に制御することが可能となる。

なお、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがいずれもハイレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「ブレーキモード」とすべく、トランジスタＱＬ１、ＱＬ２をオンとし、トランジスタＱＨ１、ＱＨ２をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、モータ１を構成するモータコイルＬからは、Ｈブリッジ回路２１を介して、図５（ｃ）に示す経路で接地端子に駆動電流が引き抜かれ、モータ１がブレーキされる形となる。

また、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがいずれもローレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「空転モード」とすべく、トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２を全てオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、Ｈブリッジ回路２１には、モータ１を構成するモータコイルＬの逆起電力に応じて、図５（ｃ）に示す経路で電流が流れ、モータ１が空転される形となる。

上記したように、本実施形態のモータ駆動装置であれば、外部入力される制御電圧Ｖｒｅｆに応じてモータコイルＬの一端に印加する駆動電圧（延いてはモータコイルＬに流れる駆動電流）を容易かつ広範囲に可変制御することができるので、装置の電源電圧範囲を有効活用することが可能となる。

また、Ｈブリッジ回路２１のスイッチ素子をＰＷＭ駆動することにより、モータコイルＬの一端に印加する駆動電圧を所望値に制御する構成であれば、ＰＷＭ制御時のオフ期間において、モータ１からの回生電流を利用することができるので、当該オフ期間に電源供給を遮断して装置の省電力化を図ることが可能となる。

さらに、本実施形態のモータ駆動装置であれば、Ｈブリッジ回路２１のスイッチ素子として、電界効果トランジスタを用いているので、バイポーラトランジスタを用いた従来構成に比べて、そのオン／オフ制御に対する応答性を高めることが可能となる。ただし、スイッチ素子としてバイポーラトランジスタを用いても、上記本発明の効果を奏することは可能であり、電界効果トランジスタの使用が必須の構成要件というわけではない。

なお、上記の第１実施形態では、単相の直流モータを駆動対象とした構成を例に挙げて説明を行ったが、第１実施形態の適用範囲はこれに限定されるものではなく、その他のモータ（ボイスコイルモータやステッピングモータなど）を駆動対象とするモータ駆動装置にも広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記の実施形態では、Ｈブリッジ回路２１を構成するスイッチ素子のうち、上側トランジスタＱＨ１、ＱＨ２をＰＷＭ駆動する構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、下側トランジスタＱＬ１、ＱＬ２をＰＷＭ駆動する構成としても構わない。

また、上記の実施形態では、ＰＷＭ信号生成回路２３において、電源電圧Ｖｃｃ及び制御電圧Ｖｒｅｆを各々分圧して第１分圧電圧ＶＨ及び第２分圧電圧ＶＲを生成し、これらの分圧電圧を用いてＰＷＭ信号を生成する構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、電源・ＧＮＤ間でフルスイング駆動が可能なＰＷＭコンパレータＰＣＭＰを用いるのであれば、図６に示すように、第１分圧電圧ＶＨ及び第２分圧電圧ＶＲに代えて、電源電圧Ｖｃｃ及び制御電圧Ｖｒｅｆを直接用いる構成としても構わない。また、図１で示したインピーダンス変換器ＡＤＪは、必須の構成要素ではなく、図６に示すように、これを除いた構成としても構わない。

また、上記の実施形態では、Ｈブリッジ回路２１の上側スイッチ素子として、Ｐチャネル電界効果トランジスタＱＨ１、ＱＨ２を用いた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、上記の上側スイッチ素子として、Ｎチャネル電界効果トランジスタＱＨ１’、ＱＨ２’を用いても構わない。その際、トランジスタＱＨ１’、ＱＨ２’のゲート電圧を生成する手段としては、図７（ａ）に示すように、電源電圧Ｖｃｃを昇圧するチャージポンプ回路２４を用いてもよいし、図７（ｂ）に示すように、ダイオードＤ１’〜Ｄ２’及びコンデンサＣ１’〜Ｃ２’を用いることにより、トランジスタＱＨ１’、ＱＨ２’のゲート電圧を各々のソース電圧に対してブートストラップするブートストラップ出力段２２ａを用いてもよい。

また、上記の実施形態では、発振回路ＯＳＣにおいて、アナログ的に所望の発振電圧Ｖｏｓｃを生成する構成を例示して説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、ディジタル的に所望の発振電圧Ｖｏｓｃを生成する構成としても構わない。

図８は、発振器ＯＳＣの一変形例を示すブロック図であり、図９は、発振器ＯＳＣの一動作例を示す波形図である。

なお、図９上段の実線は、第１分圧電圧ＶＨとして電圧Ｖａが入力された場合の発振電圧Ｖｏｓｃを「Ｖｏｓｃ」と符号して示すものであり、図９上段の破線は、第１分圧電圧ＶＨとして電圧Ｖｂ（＞Ｖａ）が入力された場合の発振電圧Ｖｏｓｃを「Ｖｏｓｃ’」と符号して示すものである。また、図９下段には、上記各場合に生成されるＰＷＭ信号を各々「ＰＷＭ」、「ＰＷＭ’」と符号して示している。

図８に示すように、本変形例の発振器ＯＳＣは、クロック信号ＣＬＫをカウントするフリーランのカウンタＣＴと、カウンタＣＴのカウント値をアナログ電圧に変換するｎビットのディジタル／アナログ変換器ＤＡＣ（例えば、６ビットのＲ−２Ｒ回路）と、を有して成り、ディジタル／アナログ変換器ＤＡＣの出力を発振電圧Ｖｏｓｃとして後段のＰＷＭコンパレータＰＣＭＰに送出する構成とされている。

なお、ディジタル／アナログ変換器ＤＡＣには、正電源電圧（発振電圧Ｖｏｓｃの上限設定電圧に相当）として、第１分圧電圧ＶＨが印加されており、また、負電源電圧（発振電圧Ｖｏｓｃの下限設定電圧に相当）として、基準電圧ＶＬが印加されている。

上記構成から成る発振器ＯＳＣで生成される発振電圧Ｖｏｓｃは、図９上段に示すように、カウンタＣＴのカウント毎に、基準電圧ＶＬから第１分圧電圧ＶＨに至るまでｎ段階で電圧レベルが上昇された後、次のカウントで再び電圧レベルが基準電圧ＶＬに戻され、以後も、上記の状態遷移を繰り返すノコギリ波状となる。

すなわち、発振電圧Ｖｏｓｃの上限値は第１分圧電圧ＶＨに応じて可変的に設定され、下限値は所定の基準電圧ＶＬに応じて固定的に設定される形となる。また、発振電圧Ｖｏｓｃの発振周期（発振周波数）は、クロック信号ＣＬＫの発振周波数とディジタル／アナログ変換器ＤＡＣのビット分解能に応じて決定されるため、図９下段に示すように、第１分圧電圧ＶＨ（延いては電源電圧Ｖｃｃ）に依らず、一定に保たれる形となる。

このように、本変形例の発振器ＯＳＣであれば、図２の構成に比べて、発振電圧Ｖｏｓｃの発振周期をより容易かつ高精度に制御することが可能となる。特に、クロック信号ＣＬＫを外部入力する構成とすれば、複数のモータの駆動制御を行うに際して、各々の同期を取りやすくなる。

また、電源電圧Ｖｃｃに依らない所定の振幅を有する発振電圧Ｖｏｓｃと外部入力される制御電圧Ｖｒｅｆとを単純に比較することでＰＷＭ信号を生成し、これを用いてスイッチ素子のＰＷＭ駆動を行う構成も考えられるが、当該構成を採用した場合には、ユーザ自身が電源電圧Ｖｃｃと所望の駆動電圧との相関関係を考慮してＰＷＭ信号のデューティを予め算出しておき、その算出結果に応じた制御電圧Ｖｒｅｆを入力しなければならなくなる。一方、上記実施形態の構成であれば、ユーザは所望の駆動電圧値と同値の制御電圧Ｖｒｅｆを入力するだけで足りる。そのため、ユーザの負担軽減を鑑みれば、上記実施形態の構成を採用することが望ましい。

また、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮ自体をＰＷＭ制御し、これを用いてスイッチ素子のＰＷＭ駆動を行う構成も考えられるが、当該構成を採用した場合には、マイコンのファームウェア更新など、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮの生成手段を変更せねばならず、ユーザにシステムの大幅な改変を強いる結果となる。一方、上記実施形態の構成であれば、ユーザは、モータ駆動装置のみを本実施形態のものに置き換え、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮについては、従前同様の信号を入力するだけで足りる。そのため、システムの大幅な改変回避を鑑みれば、上記実施形態の構成を採用することが望ましい。

次に、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の第２実施形態について、詳細な説明を行う。

図１０は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の第２実施形態を示すブロック図（一部に回路素子を含む）である。

本図に示すように、本実施形態の電気機器は、ブラシ付き直流モータ１’の駆動制御を行うモータ駆動装置２として、モータ駆動ＩＣ２０と、これに外部接続された抵抗Ｒｅｘ１、Ｒｅｘ２、Ｒｅｘ３、及び、平滑コンデンサＣｅｘ１を有して成る。

モータ駆動ＩＣ２０には、先述のＨブリッジ回路２１、制御回路２２、及び、ＰＷＭ信号生成回路２３のほか、ピークホールド回路２５と、差動アンプＡＭＰａ、ＡＭＰｂと、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱａ、Ｑｂと、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱｃ、Ｑｄと、が集積化されている。

抵抗Ｒｅｘ３（抵抗値：Ｒ_NF）は、モータ電流Ｉ_Mをモニタ電圧Ｖ_M（＝Ｉ_M×Ｒ_NF）として検出する手段（モータ電流検出抵抗）であり、その一端は、トランジスタＱＬ１、ＱＬ２のソースに接続されるとともに、ピークホールド回路２５のモニタ電圧入力端にも接続されている。一方、抵抗Ｒｅｘ３の他端は、接地端に接続されている。

ピークホールド回路２５は、矩形波形を示すモニタ電圧Ｖ_Mのピークレベルを保持し、これをホールド電圧Ｖｈｏｌｄとして出力する手段である。なお、図１０で示すように、本実施形態のモータ駆動ＩＣ２０は、抵抗Ｒｅｘ３の一端から引き出されるモニタ電圧ＶＭをＩＣ外部で引き回し、センス端子を介してピークホールド回路２５に外部入力する構成とされている。このような構成とすることにより、モニタ電圧ＶＭをＩＣ内部で引き回すよりも、配線抵抗のばらつきを抑制することができるので、モータ１’の回転速度を精度良く所望値に維持することが可能となる。

差動アンプＡＭＰａの第１非反転入力端（＋）は、ピークホールド回路２５のホールド電圧出力端に接続されている。差動アンプＡＭＰａの第２非反転入力端（＋）は、制限電圧Ｖ_CLの印加端に接続されている。差動アンプＡＭＰａの反転入力端（−）は、トランジスタＱａのエミッタに接続される一方、抵抗Ｒａ（抵抗値：Ｒ_FB）を介して接地端にも接続されている。差動アンプＡＭＰａの出力端は、トランジスタＱａのベースに接続されている。なお、差動アンプＡＭＰａは、ホールド電圧Ｖｈｏｌｄと制限電圧Ｖ_CLのうち、より低い方と抵抗Ｒａの端子電圧が一致するように、トランジスタＱａの開閉制御を行う。すなわち、上記の差動アンプＡＭＰａ、トランジスタＱａ、及び、抵抗Ｒａは、ホールド電圧Ｖｈｏｌｄが制限電圧Ｖ_CLよりも低いときに、ホールド電圧Ｖｈｏｌｄ（延いてはモニタ電圧Ｖ_Mのピークレベル）に応じた帰還電流Ｉ_FB（＝Ｉ_M×Ｒ_NF／Ｒ_FB）をトランジスタＱａのコレクタから引き込む第１の電圧／電流変換回路として機能する。

一方、ホールド電圧Ｖｈｏｌｄが制限電圧Ｖ_CLよりも高くなると、制限電圧Ｖ_CLに応じた帰還電流Ｉ_FB（＝Ｖ_CL／Ｒ_FB）が生成されるため、モータ電流ＩＭにリミットがかかる。このような構成は、モータ１’をフルオンさせたくないときに有効である。なお、ＰＷＭ信号生成回路２３でＰＷＭ信号のオンデューティに上限値を設定してもよいが、制限電圧Ｖ_CLを設ける構成であれば、モニタ電流Ｉ_Mのピークレベルに対して直接的にリミットをかけることができるので設定が容易となる。

差動アンプＡＭＰｂの非反転入力端（＋）は、モータ１’の回転速度（逆起電圧）を設定する基準電圧Ｖｓの印加端に接続されている。差動アンプＡＭＰｂの反転入力端（−）は、トランジスタＱｂのエミッタに接続される一方、抵抗Ｒｅｘ１（抵抗値：Ｒｓ）を介して接地端にも接続されている。差動アンプＡＭＰｂの出力端は、トランジスタＱｂのベースに接続されている。なお、差動アンプＡＭＰｂは、基準電圧Ｖｓと抵抗Ｒｅｘ１の端子電圧が一致するように、トランジスタＱｂの開閉制御を行う。すなわち、上記の差動アンプＡＭＰｂ、トランジスタＱｂ、及び、抵抗Ｒｅｘ１は、基準電圧Ｖｓに応じた基準電流Ｉｓ（＝Ｖｓ／Ｒｓ）をトランジスタＱｂのコレクタから引き込む第２の電圧／電流変換回路として機能する。

トランジスタＱｃ、Ｑｄのエミッタは、いずれも、電源電圧Ｖｃｃの印加端に接続されている。トランジスタＱｃ、Ｑｄのベースは、いずれも、トランジスタＱｃのコレクタに接続されている。トランジスタＱｃのコレクタは、トランジスタＱａ、Ｑｂの各コレクタに接続されている。すなわち、トランジスタＱｃ、Ｑｄは、先述した帰還電流Ｉ_FBと基準電流Ｉｓとの合計電流（Ｉ_FB＋Ｉｓ）を所定の比率（１：ｎ）でミラーして、制御電流Ｉｒｅｆ（＝ｎ×（Ｉ_FB＋Ｉｓ））を生成するカレントミラー回路として機能する。

抵抗Ｒｅｘ２（抵抗値：Ｒｒｅｆ）は、制御電流Ｉｒｅｆを電圧変換して制御電圧Ｖｒｅｆ（＝Ｉｒｅｆ×Ｒｒｅｆ）を生成する手段であり、その一端は、トランジスタＱｄのコレクタに接続されるとともに、ＰＷＭ信号生成回路２３の制御電圧入力端にも接続されている。一方、抵抗Ｒｅｘ２の他端は、接地端に接続されている。

平滑コンデンサＣｅｘ１は、抵抗Ｒｅｘ２と並列に接続され、制御電圧Ｖｒｅｆを安定化する手段である。このような平滑コンデンサＣｅｘ１を設けることにより、制御電圧Ｖｒｅｆの変動を抑制することができるので、モータ１’の回転速度を精度良く所望値に維持することが可能となる。なお、平滑コンデンサＣｅｘ１を設ける場合には、先述のピークホールド回路２５を除いても構わない。

上記構成から成るモータ駆動装置２において、抵抗Ｒｅｘ３（モータ電流検出抵抗）、ピークホールド回路２５、第１の電圧／電流変換回路（差動アンプＡＭＰａ、トランジスタＱａ、及び、抵抗Ｒａ）、第２の電圧／電流変換回路（差動アンプＡＭＰｂ、トランジスタＱｂ、及び、抵抗Ｒｅｘ１）、カレントミラー回路（トランジスタＱｃ、Ｑｄ）、抵抗Ｒｅｘ２、及び、コンデンサＣｅｘ１は、モータ１’に流れるモータ電流Ｉ_Mをモニタし、モータ１’の逆起電圧（延いてはモータ１’の回転速度）を所望値に維持するように制御電圧Ｖｒｅｆを生成する制御電圧生成回路として機能する。

ここで、ブラシ付き直流モータ１’が図１１の等価回路で現されると仮定した場合、モータ１’の両端電圧に関しては、次の（１）式が成立する。

なお、上記（１）式に含まれる符号について、Ｒ_Mはモータ１’のアーマチュア抵抗、Ｉ_Mはモータ電流、Ｅ_BEMFはモータ１’の逆起電圧、Ｖｒｅｆは制御電圧（延いてはＰＷＭ制御に基づいてモータ１’の一端に印加される駆動電圧の実効値）、Ｒ_ONはＨブリッジ回路２１を構成するスイッチ素子のオン抵抗の合計値、及び、Ｒ_NFは抵抗Ｒｅｘ３の抵抗値をそれぞれ現している。

また、制御電圧Ｖｒｅｆは、次の（２）式で表される。

なお、上記（２）式に含まれる符号について、Ｉ_FBは第１の電圧／電流変換回路で生成される帰還電流、Ｉｓは第２の電圧／電流変換回路で生成される基準電流、ｎはカレントミラー回路のミラー比、Ｒｒｅｆは抵抗Ｒｅｘ２の抵抗値、及び、Ｒ_FBは抵抗Ｒａの抵抗値をそれぞれ現している。

従って、上記（２）式を上記（１）式に代入して整理することにより、モータ１’の逆起電圧Ｅ_BEMFは、次の（３）式で表される。

ここで、次の（４）式を満たすように、抵抗Ｒｅｘ２の抵抗値Ｒｒｅｆを設定する。

このような抵抗値の設定を行うことにより、上記（３）式の第１項はゼロとなるので、モータ１’の逆起電圧Ｅ_BEMFは、次の（５）式で表されることになる。

なお、上記（５）式に含まれる符号について、Ｖｓはモータ１’の回転速度（延いては逆起電圧）を設定する基準電圧、Ｒｓは抵抗Ｒｅｘ１の抵抗値をそれぞれ現している。

このように、第２実施形態のモータ駆動装置２では、モータ電流Ｉ_Mに依ることなく、上記（５）式で決まる逆起電圧Ｅ_BEMF（すなわち回転速度）を維持するように、制御電圧Ｖｒｅｆのフィードバック制御がかかる。

すなわち、第２実施形態のモータ駆動装置２は、電源電圧Ｖｃｃと制御電圧Ｖｒｅｆの比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＭＷ信号生成回路２３を利用して、一種の比例電流制御（電子ガバナ）を実現する構成とされている。

このような構成とすることにより、モータコイルの一端に印加する駆動電圧を容易かつ広範囲に可変制御し、さらには、その駆動電圧を所望値に維持することが可能となる。

また、第２実施形態のモータ駆動装置２であれば、従来のブリッジサーボや比例電流サーボ（図１４（ａ）、（ｂ）を参照）と異なり、モータ１’を大電流で駆動する際にも、ＰＷＭ駆動によって発熱や消費電力を抑えることができる上、モータ１’の回転方向切替制御についても、第１実施形態で述べたように、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じて、その正転／逆転を任意に切り替えることが可能である。

なお、上記の第２実施形態では、ユーザ設定の自由度を高めるために、抵抗Ｒｅｘ１、Ｒｅｘ２、Ｒｅｘ３を外付けとした構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、各々をＩＣに内蔵しても構わない。また、抵抗Ｒａを外付けとしたり、基準電圧Ｖｓや制限電圧Ｖ_CLを任意に調整するための外部端子を設けるなど、さらにユーザ設定の自由度を高める構成を採用することも自由である。

また、上記の第２実施形態では、モータ電流Ｉ_Mに応じたモニタ電圧Ｖ_Mを生成し、そのピークレベルを電流に再変換して帰還電流Ｉ_FBを生成する構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、カレントミラー回路を用いて、モータ電流Ｉ_Mから直接的に帰還電流Ｉ_FBを生成する構成としても構わない。ただし、当該構成を採用する場合には、カレントミラー回路のミラー比によって帰還電流Ｉ_FBの電流値調整を行うことになるので、ミラー比が大きくなると精度を取り難くなるおそれがある。そのため、帰還電流Ｉ_FBの精度向上や調整の容易性を鑑みれば、上記の第２実施形態を採用することが望ましい。

また、上記の第２実施形態では、モータ駆動ＩＣ２０の出力段として、Ｈブリッジ回路２１（フルブリッジ回路）を用いた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、図１２に示すように、モータ１’（これを構成するモータコイル）に対して、トーテムポール型に接続された２つのスイッチ素子（図１２ではダイオードＤＨ１とトランジスタＱＬ１）を有して成るハーフブリッジ回路２１’を用いた構成としても構わない。

本発明は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器において、モータの回転速度を容易かつ広範囲に設定し、さらには、その駆動電圧を所望値に維持する上で有用な技術である。

は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の第１実施形態を示すブロック図である。 は、発振器ＯＳＣの一構成例を示すブロック図である。 は、発振器ＯＳＣの一動作例を示す波形図である。 は、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じたゲート信号生成動作を説明するための図である。 は、各動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電流経路を説明するための図である。 は、ＰＷＭ信号生成回路２３の一変形例を示す回路図である。 は、Ｈブリッジ回路２１の一変形例を示す回路図である。 は、発振器ＯＳＣの一変形例を示すブロック図である。 は、発振器ＯＳＣの一動作例を示す波形図である。 は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の第２実施形態を示すブロック図である。 は、ブラシ付き直流モータを等価的に示す回路図である。 は、第２実施形態の一変形例を示すブロック図である。 は、モータ駆動装置の一従来例を示す回路図である。 は、ブリッジサーボ及び比例電流サーボの一従来例を示す回路図である。

符号の説明

１ モータ
１’ ブラシ付き直流モータ
２ モータ駆動装置
２０ モータ駆動ＩＣ
２１ Ｈブリッジ回路（フルブリッジ回路）
２１’ ハーフブリッジ回路
２２ 制御回路
２２ａ ブートストラップ出力段
２３ ＰＷＭ信号生成回路
２４ チャージポンプ回路
２５ ピークホールド回路
ＱＨ１、ＱＨ２ Ｐチャネル電界効果トランジスタ（上側スイッチ素子）
ＱＨ１’、ＱＨ２’ Ｎチャネル電界効果トランジスタ（上側スイッチ素子）
ＱＬ１、ＱＬ２ Ｎチャネル電界効果トランジスタ（下側スイッチ素子）
ＤＨ１、ＤＨ２、ＤＬ１、ＤＬ２ ダイオード
Ｄ１’、Ｄ２’ ダイオード
Ｃ１’、Ｃ２’ コンデンサ
Ｌ モータコイル
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｅ１ 直流電圧源
ＰＣＭＰ ＰＷＭコンパレータ
ＡＤＪ インピーダンス変換器
ＯＳＣ 発振器
Ｃ１ コンデンサ
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２ コンパレータ
ＶＩＣ 電圧／電流変換器
Ｉ１ 可変電流源
ＦＦ ＲＳフリップフロップ
ＤＡＣ ディジタル／アナログ変換器
ＣＴ カウンタ
ＡＭＰａ、ＡＭＰｂ 差動アンプ
Ｑａ、Ｑｂ ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
Ｑｃ、Ｑｄ ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ
Ｒａ、Ｒｅｘ１〜Ｒｅｘ３ 抵抗
Ｃｅｘ１ 平滑コンデンサ

Claims (11)

1. モータに接続されるスイッチ素子を備えた出力回路と；前記モータに印加される電源電圧と所定の制御電圧との比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と；前記ＰＷＭ信号に応じて前記スイッチ素子のオン／オフ制御を行う制御回路と；前記モータに流れると共に前記モータの逆起電圧に応じて変動するモータ電流に基づいたモニタ電圧のピークをモニタし、前記モータの逆起電圧が所望値に維持されるように前記モニタ電圧のピークに基づいた前記制御電圧を生成する制御電圧生成回路と；を有して成ることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記制御電圧生成回路は、前記モータ電流を前記モニタ電圧として検出する第１の抵抗と；前記モニタ電圧のピークレベルを保持するピークホールド回路と；前記モニタ電圧のピークレベルに応じた帰還電流を生成する第１の電圧／電流変換回路と；所定の基準電圧に応じた基準電流を生成する第２の電圧／電流変換回路と；前記帰還電流と前記基準電流との合計電流を所定の比率でミラーして制御電流を生成するカレントミラー回路と；前記制御電流を電圧変換して前記制御電圧を生成する第２の抵抗と；を有して成ることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. モータに接続されるスイッチ素子を備えた出力回路と；前記モータに印加される電源電圧と所定の制御電圧との比に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と；前記ＰＷＭ信号に応じて前記スイッチ素子のオン／オフ制御を行う制御回路と；前記モータに流れるモータ電流をモニタし、前記モータの逆起電圧が所望値に維持されるように前記制御電圧を生成する制御電圧生成回路と；を有して成り、
   前記制御電圧生成回路は、前記モータ電流をモニタ電圧として検出する第１の抵抗と；前記モニタ電圧のピークレベルを保持するピークホールド回路と；前記モニタ電圧のピークレベルに応じた帰還電流を生成する第１の電圧／電流変換回路と；所定の基準電圧に応じた基準電流を生成する第２の電圧／電流変換回路と；前記帰還電流と前記基準電流との合計電流を所定の比率でミラーして制御電流を生成するカレントミラー回路と；前記制御電流を電圧変換して前記制御電圧を生成する第２の抵抗と；を有して成ることを特徴とするモータ駆動装置。
4. 前記制御電圧生成回路は、第２の抵抗と並列に接続された平滑コンデンサを有して成ることを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記出力回路は、前記モータを構成するモータコイルに対してＨブリッジ型に接続された４つのスイッチ素子を有して成るＨブリッジ回路であり、前記制御回路は、所定の動作モード制御信号に応じてオンすべきスイッチ素子を選択するとともに、前記ＰＷＭ信号に応じてそのオンデューティを制御することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のモータ駆動装置。
6. 前記出力回路は、前記モータを構成するモータコイルに対してトーテムポール型に接続された２つのスイッチ素子を有して成るハーフブリッジ回路であることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のモータ駆動装置。
7. 前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記電源電圧を所定比で分圧して第１分圧電圧を生成する第１分圧器と；前記制御電圧を前記所定比で分圧して第２分圧電圧を生成する第２分圧器と；その発振周波数が一定であり、かつ、その振幅が第１分圧電圧に応じて変化するノコギリ波状或いは三角波状の発振電圧を生成する発振器と；第２分圧電圧と前記発振電圧との高低に応じてその出力論理が変遷するＰＷＭコンパレータと；を有して成り、前記ＰＷＭコンパレータの出力信号を前記ＰＷＭ信号として前記制御回路に送出することを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載のモータ駆動装置。
8. 前記発振器は、その端子電圧が前記発振電圧として引き出されるコンデンサと；前記コンデンサに対して第１分圧電圧に比例した充電電流を供給する手段と；第１分圧電圧と前記コンデンサの端子電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第１コンパレータと；前記コンデンサの端子電圧と所定の基準電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第２コンパレータと；第１コンパレータの出力信号がセット入力され、第２コンパレータの出力信号がリセット入力されるＲＳフリップフロップと；前記コンデンサの一端と接地端との間に接続され、前記ＲＳフリップフロップの出力信号に応じてオン／オフ制御される放電スイッチと；を有して成ることを特徴とする請求項７に記載のモータ駆動装置。
9. 前記発振器は、クロック信号をカウントするカウンタと、前記カウンタのカウント値をアナログ電圧に変換するディジタル／アナログ変換器と、を有して成り、前記ディジタル／アナログ変換器の出力を前記発振電圧として送出する構成であって、かつ、前記ディジタル／アナログ変換器には、正電源電圧として第１分圧電圧が印加されており、また、負電源電圧として所定の基準電圧が印加されていることを特徴とする請求項７に記載のモータ駆動装置。
10. モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆動装置と、を有して成る電気機器であって、前記モータ駆動装置として、請求項１〜請求項９のいずれかに記載のモータ駆動装置を有して成ることを特徴とする電気機器。
11. 前記モータは、ブラシ付きの直流モータであることを特徴とする請求項１０に記載の電気機器。

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