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JP4925181B2 - 電力システム - Google Patents

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Description

本発明は、交流電動機及び第１の直流電圧部と、これら相互間で電力を授受するインバータ等の電力変換器と、前記交流電動機と第１の直流電圧部との間に接続される補助的な制御直流電源と、を備えた電力システムであって、前記制御直流電源の電力を簡単な構成により制御可能とした電力システムに関するものである。
図１６は、インバータにより交流電動機を駆動する電力システムの構成図であり、インバータ及び交流電動機が三相の場合を示している。
図１６において、１０は半導体スイッチング素子１１からなるインバータ、１００は交流電動機、２０はインバータ１０の直流側に接続された電圧平滑用コンデンサ２１からなる直流電圧部である。
この電力システムでは、直流電圧部２０の直流電力をインバータ１０によって交流電力に変換し、交流電動機１００に供給する電力を制御している。この場合、直流電圧部２０の電圧はほぼ一定に保たれており、インバータ１０の交流出力電圧のピーク値は原理的に直流電圧部２０の電圧値以下となる。
交流電動機１００を高速回転させるためにインバータ１０との間でより大きな電力を授受するには、直流電圧部２０の電圧を高めてインバータ１０から交流電動機１００に印加可能な交流電圧を高くすることが有効である。ここで、直流電圧部として図示するように蓄電池（以下、バッテリーという）３０を用いる場合、直流電圧を高めるためにはバッテリー３０の電圧を高くしなければならず、そのためにはバッテリーの直列接続数を増やす必要が生じてコスト高の原因となる。
また、バッテリーの電圧は、充電状態によって一般に基準値に対して数１０％の変動幅を持つので、この変動幅に対応したシステム設計が要求される。これは、例えば電動機の最大電流を、バッテリーの電圧が最低である場合にも電動機から所定の出力が得られるように決めなくてはならないことを意味する。
その結果、大電流を流すために電動機の巻線径を太くしたり、電流通流に伴う発熱の増大に対応可能な冷却構造が必要になる等の、コスト上昇や体積、寸法の増大を要する問題が生じる。
次に、図１７は、図１６の構成に電圧ブースター（昇圧チョッパ）を付加した電力システムの構成図であり、上述した種々の問題を解決するためのものである。
図１７において、３１は低圧のバッテリー、５１はバッテリー３１の正極に一端が接続された直流リアクトルであり、その他端は電圧ブースター４０内の半導体スイッチング素子４１同士の接続点に接続されている。また、電圧ブースター４０は直流電圧部２０に並列に接続されている。
この構成によれば、電圧ブースター４０の動作によってインバータ１０の直流入力電圧を昇圧することができ、低圧のバッテリー３１を用いた場合でも直流電圧部２０の電圧を高く維持することができる。また、バッテリー３１の電圧が変動しても、電圧ブースター４０の作用によって直流電圧部２０の電圧を一定に制御することが可能である。
但し、電圧ブースター４０は一般に直流リアクトル５１を必要とするため、これがシステム全体のコスト、寸法、重量を増大させるという新たな問題を生じる。
更に、図１８は、後述する特許文献１に記載された電力システムの構成図である。この電力システムでは、交流電動機１００の巻線の中性点と直流電圧部２０の正極または負極の何れか（図１８では負極）との間にバッテリー３２が接続されている。
図１８の電力システムの動作を略述すると、以下のとおりである。
インバータ１０は、上アームのすべてのスイッチング素子１１を同時にオンまたはオフするモード、下アームのすべてのスイッチング素子１１を同時にオンまたはオフするモードが存在する。また、交流電動機１００には漏れインダクタンスが存在する。
同時にオン・オフする上アームのスイッチング素子１１、及び、同時にオン・オフする下アームのスイッチング素子１１はそれぞれ一つのスイッチング素子と見なし、交流電動機１００の漏れインダクタンスは直流リアクトルと見なすことができる。これに従って等価回路を描くと図１９のようになり、図１７における電圧ブースター４０及びその周辺回路と回路構成上、等価になることがわかる。
図１９において、１０’はゼロ相分等価回路により一つの上下アームで示した図１８のインバータ１０に相当し、１０１は交流電動機１００の漏れインダクタンス相当分、３２１はバッテリー３２に相当する理想直流電源、３２２はバッテリー３２の内部抵抗である。
バッテリー３２を流れる電流は、交流電動機１００にとってはいわゆる「ゼロ相電流」と見なすことができ、交流電動機１００の発生トルクには原理的に影響を与えない。実際には、交流電動機１００の鉄心が磁気飽和すると、トルクに作用する電動機の磁束が影響を受けるためトルクが変化するものの、電動機の設計によってこの問題を緩和することは可能である。
図１８の電力システムによれば、上アームのすべてのスイッチング素子１１または下アームのすべてのスイッチング素子１１をそれぞれ同時にオン・オフするタイミングを制御することにより、交流電動機１００のトルクに影響を与えずにバッテリー３２の電力、ひいてはインバータ１０の直流電圧部の電圧を制御することが可能となる。
この電力システムの大きな特徴は、まず、交流電動機１００の漏れインダクタンス相当分１０１が図１７における直流リアクトル５１の役割を果たすため、この直流リアクトル５１が不要になること、更には、インバータ１０を構成するスイッチング素子１１が図１７における電圧ブースター４０のスイッチング素子４１の役割を果たすため、付加的なスイッチング素子も不要になることであり、これらによって回路構成の簡略化、システム全体の小型化が図れる点である。
特許第３２２３８４２号公報（段落［００２９］，［００３０］、図１０等）
ここで、図１９（すなわち図１８）に示した従来技術において、インバータ１０’による電動機印加電圧を最大限に利用しようとする場合、バッテリー３２による直流電源電圧の制約によりバッテリー３２の電力を制御できず、結果的にインバータ１０’の能力を最大限に利用できない状況が発生する。これは次のように説明することができる。
バッテリー３２の電力を制御するためには、バッテリー３２が接続される交流電動機１００の中性点の、直流電圧部２０の負極に対する平均電圧をほぼバッテリー３２の電圧と等しくする必要がある。なぜならば、バッテリー３２に流れる平均電流は次の数式１によって決まるからである。
［数式１］
Ｉｄｃｓ＝（Ｖｎ−Ｖｄｃｓ）／Ｒｄｃｓ
ここで、
Ｉｄｃｓ：バッテリー３２に流れる電流平均値，
Ｖｎ：直流電圧部２０の負極に対する交流電動機１００の中性点電位平均値，
Ｖｄｃｓ：バッテリー３２の開放電圧，
Ｒｄｃｓ：バッテリー３２の内部抵抗
である。
つまり、一般にＲｄｃｓは小さいため、（Ｖｎ−Ｖｄｃｓ）は比較的小さい値になること、及び、バッテリー３２に充電したい場合にはＶｎ＞Ｖｄｃｓとし、バッテリー３２を放電させて電力を得たい場合にはＶｎ＜Ｖｄｃｓとする必要があることから、Ｖｎを（Ｖｄｃｓ±調整分）に制御する必要があるためである。
ところが、インバータ１０’から交流電動機１００に最大電圧を印加する場合、すなわち、インバータ１０’の変調率がほぼ１となっている場合には、Ｖｎはほぼ直流電圧部２０の電圧Ｅｄｃの１／２（＝Ｅｄｃ／２）に固定されてしまい、Ｖｎの「調整しろ」はほとんどなくなる。
このような場合には、バッテリー３２の電圧はほぼＥｄｃ／２でなければならず、Ｖｎを調整する余地がなくなってバッテリー３２の電力を制御することができない。従って、インバータ１０’の出力を最大限に利用することも困難になる。これでは、システムの設計自由度が著しく低くなり、実用化の妨げとなる。
そこで、本発明の解決課題は、バッテリー電圧の制約をなくして設計自由度を高め、実用性を向上させた電力システムを提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電動機と、第１の直流電圧部と、前記交流電動機と第１の直流電圧部との間に接続されてこれらの相互間で電力を授受する電力変換器と、前記交流電動機の巻線の任意箇所と第１の直流電圧部の正極または負極との間に接続されると共に、少なくとも一つの半導体スイッチング素子と第２の直流電圧部とを直列接続してなる制御直流電源と、を備え、前記半導体スイッチング素子を高周波スイッチングすることにより、前記第２の直流電圧部に印加される平均電圧を、前記第２の直流電圧部の開放電圧を中心とした前後の値に制御するものである。
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、前記制御直流電源を、前記交流電動機の巻線の中性点と第１の直流電圧部の正極または負極との間に接続したものである。
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した電力システムにおいて、第２の直流電圧部が蓄電池であることを特徴とする。
請求項４に記載した発明は、請求項１または２に記載した電力システムにおいて、第２の直流電圧部が静電容量であることを特徴とする。
請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した電力システムにおいて、前記電力変換器の制御装置の電源を第２の直流電圧部から供給するものである。
請求項６に記載した発明は、請求項５に記載した電力システムにおいて、前記交流電動機に軸トルクを与える機械動力部を備えたものである。
請求項７に記載した発明は、請求項６に記載した電力システムにおいて、前記機械動力部に必要な電装品または電機品の電源を第２の直流電圧部から供給するものである。
請求項８に記載した発明は、請求項２〜７の何れか１項に記載した電力システムにおいて、第２の直流電圧部の開放電圧が、第１の直流電圧部の電圧の１／３以下であり、かつ、第２の直流電圧部に直列接続される前記半導体スイッチング素子と並列に、第２の直流電圧部を放電させる極性のダイオードを接続したものである。
請求項９に記載した発明は、請求項２〜７の何れか１項に記載した電力システムにおいて、第２の直流電圧部の開放電圧が、第１の直流電圧部の電圧より小さく、かつ第１の直流電圧部の電圧の２／３以上であると共に、第２の直流電圧部に直列接続される前記半導体スイッチング素子と並列に、第２の直流電圧部を充電する極性のダイオードを接続したものである。
請求項１０に記載した発明は、請求項２〜７の何れか１項に記載した電力システムにおいて、第２の直流電圧部に直列接続される前記半導体スイッチング素子が、双方向に電流通流及び遮断が可能な双方向スイッチを構成するものである。
請求項１１に記載した発明は、請求項２〜１０の何れか１項に記載した電力システムにおいて、第１の直流電圧部の負極と第２の直流電圧部の負極とが、実質的に直流同電位で接続されており、前記交流電動機と前記半導体スイッチング素子との接続点から第１の直流電圧部の正極へ向かう方向を順方向として接続されるダイオードと、前記交流電動機と前記半導体スイッチング素子との接続点から第１の直流電圧部の負極へ向かう方向を逆方向として接続されるダイオードと、のうち、少なくとも一方を備えたものである。
請求項１２に記載した発明は、請求項２〜１０の何れか１項に記載した電力システムにおいて、第１の直流電圧部の正極と第２の直流電圧部の正極とが、実質的に直流同電位で接続されており、前記交流電動機と前記半導体スイッチング素子との接続点から第１の直流電圧部の正極へ向かう方向を順方向として接続されるダイオードと、前記交流電動機と前記半導体スイッチング素子との接続点から第１の直流電圧部の負極へ向かう方向を逆方向として接続されるダイオードと、のうち、少なくとも一方を備えたものである。
請求項１３に記載した発明は、請求項１〜１２の何れか１項に記載した電力システムにおいて、少なくとも第１の直流電圧部、前記電力変換器及び前記半導体スイッチング素子を、単一のユニットとして構成したものである。
なお、必要に応じて、第２の直流電圧部を上記ユニットに含めても良い。
本発明によれば、交流電動機と第１の直流電圧部との間に、半導体スイッチング素子と蓄電池等の第２の直流電圧部との直列回路からなる制御直流電源を接続したことにより、制御直流電源内の半導体スイッチング素子のオン・オフを制御して第２の直流電圧部に印加される平均電圧及び電流を制御し、これによって第２の直流電圧部の電力を制御することができる。
このため、電力変換器の能力を最大限に利用可能とし、第２の直流電圧部の電圧に制約されることなく電力システムの設計の自由度を高めることができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、以下の実施形態は何れも三相の２レベルインバータに関するものであるが、本発明はインバータの相数やレベル数に制約されることなく適用可能である。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、請求項１に係る発明に相当する。
前述した本発明の課題を解決するための要点は、交流電動機１００と直流電圧部２０との間に接続されるバッテリーに印加される平均電圧を、バッテリーの開放電圧Ｖｄｃｓ近くの値に制御することであると言える。この条件が満足されれば、バッテリーの接続箇所は限定されず、例えば、交流電動機の巻線の任意箇所と直流電圧部の正極または負極との間に接続すればよい。
図１はこのような観点のもとに構成された第１実施形態である。図１において、図１８と同一の構成要素には同一の番号を付してある。なお、以下では、便宜的に、インバータ１０の直流側に接続される直流電圧部を請求項１における第１の直流電圧部と称する。
図１において、交流電動機１００の巻線の一箇所、例えばインバータ１０側の出力端子（平均電位Ｖａ）と直流電圧部２０の負極（平均電位Ｖｂ）との間には、制御直流電源６０が接続されている。この制御直流電源６０は、第２の直流電圧部としてのバッテリー６１と、ダイオード（環流ダイオード）６３が逆並列接続されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子６２との直列回路から構成されており、スイッチング素子６２のコレクタが交流電動機１００の巻線側に接続され、スイッチング素子６２のエミッタがバッテリー６１の正極に接続されていると共に、バッテリー６１の負極が直流電圧部２０の負極に接続されている。
なお、この実施形態の変形例として図２に示すように、制御直流電源６０Ａを交流電動機１００の巻線の一箇所と直流電圧部２０の正極との間に接続しても良い。
この実施形態において、バッテリー６１の電力を制御可能にするための一つの条件は、制御直流電源６０に印加される電圧（Ｖａ−Ｖｂ）について、バッテリー６１に充電する場合には電圧（Ｖａ−Ｖｂ）が開放電圧Ｖｄｃｓよりも高い期間が存在し、放電する場合には電圧（Ｖａ−Ｖｂ）が開放電圧Ｖｄｃよりも低い期間がそれぞれ存在することである。
上記の条件が満たされれば、バッテリー６１に直列接続されたスイッチング素子６２のオン・オフを制御（高周波スイッチング）することで、バッテリー６１に印加される平均電圧が調整され、バッテリー６１を流れる電流が変化することにより、バッテリー６１の電力を制御することが可能となる。
なお、制御直流電源６０に用いられるスイッチング素子としては、図示するように通常用いられるＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのような単方向スイッチング素子のほか、両方向に流れる電流を導通・遮断可能な双方向スイッチを用いてもよい。
ここで、他の従来技術として、特開２０００−３２４８５７号公報（発明の名称：多種電源装置、この電源装置を備えた機器およびモータ駆動装置並びにハイブリッド車両）の段落［００３２］、図２等には、交流電動機の中性点とインバータの直流電圧部の負極との間にリレー接点を介して低圧バッテリーを接続することが開示されている。
すなわち、交流電動機と直流電圧部の一端との間にバッテリーとスイッチ手段との直列回路を接続する点では本実施形態と共通するものがあるが、この従来技術におけるリレー接点は、低圧電気系であるバッテリーをインバータ側の高圧電気系から遮断して保護することを目的として設けられており、本実施形態におけるスイッチング素子６２のようにバッテリー６１の電流制御を目的とするものではなく、また、電流制御ひいては電力制御自体がそもそも不可能である点で本実施形態とは異質である。
本実施形態によれば、制御直流電源６０または６０Ａのスイッチング素子６２のオン・オフにより、バッテリー６１に印加される平均電圧をその開放電圧Ｖｄｃｓを中心とした前後の値に制御することができる。
言い換えれば、上記平均電圧が直流電圧部２０の電圧Ｅｄｃに基づいて固定されることがないので、バッテリー６１の電力を制御しながらインバータ１０の出力電圧を最大限に利用して交流電動機１００を駆動することが可能になる。
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、請求項２に係る発明に相当する。
図１に示した構成では、例えば制御直流電源６０が直流電圧部２０の負極と電動機１００の出力端子（インバータ１０側の端子）との間に接続された場合、制御直流電源６０に印加される電圧がインバータ１０のスイッチング状態によって大きく変動するため、バッテリー６１の電流制御に困難性を伴う。また、制御直流電源６０のスイッチング素子６２をオンした状態では、インバータ１０のスイッチング素子１１によって制御直流電源６０が実質的に短絡されるか、制御直流電源６０に直流電圧部２０が直接接続される状態となるため、制御直流電源６０に瞬間的に過電流が流れ、損失の増大や発熱が問題になる。
これらの問題を緩和するためには、制御直流電源６０を電動機１００の出力端子に直接接続するのではなく、電動機１００の巻線の内部端子に接続すれば良い。これによって、制御直流電源６０に印加される電動機電圧の振幅が緩和され、しかも制御直流電源６０に直列に電動機１００の巻線のインピーダンスが接続されるため、過電流が流れるのを防止することができる。
特に、図３に示すように電動機１００の巻線に中性点１０２がある場合、この中性点１０２に制御直流電源６０の一端を接続することで、制御直流電源６０に印加される電動機電圧の振幅は最小となる。この場合も、制御直流電源６０の他端は、直流電圧部２０の正極または負極の何れかに接続すれば良い。なお、図３において、１０３は電動機１００の誘起電圧、１０４は内部インピーダンスを示す。
図３の構成においては、次の数式２が成り立つ。
［数式２］
Ｉｄｃｓ＝（Ｋｃ×Ｖｎ−Ｖｄｃｓ）／Ｒｄｃｓ
ここで、
Ｉｄｃｓ：バッテリー６１に流れる電流平均値，
Ｋｃ：制御直流電源６０のスイッチング素子６２のオン・オフによって調整される係数，
Ｖｎ：直流電圧部２０の負極に対する交流電動機１００の中性点電位平均値，
Ｖｄｃｓ：バッテリー６１の開放電圧，
Ｒｄｃｓ：バッテリー６１の内部抵抗
である。
すなわち、係数Ｋｃをスイッチング素子６２のスイッチングによって調整することにより、目的とするＩｄｃｓを維持することができ、バッテリー６１の充放電の少なくとも一方を自在に調整することが可能となる。
図４Ａ〜図４Ｅは、この第２実施形態の動作を説明するためのものである。
本実施形態では、図４Ａ〜図４Ｅに示す動作モードを各スイッチング素子の動作によって切り替えることにより、バッテリー６１の電力を制御することが可能となる。以下、各動作モードについて説明する。
なお、前提として、第１の直流電圧部２０の電圧は、バッテリー６１（第２の直流電圧部）の電圧よりも高いものとする。
・図４Ａのモード
インバータ１０の下アームのスイッチング素子１１が全てＯＮし、制御直流電源６０のスイッチング素子６２がＯＮの状態である。なお、図４Ａ〜図４Ｄでは、各スイッチング素子１１，６２のＯＮ，ＯＦＦ状態がわかり易いように記号を簡略化してある。
このモードでは、バッテリー６１は電動機１００の内部インピーダンス１０４のゼロ相分（漏れインダクタンス及び抵抗）を介して短絡されるので、バッテリー６１の電流は図の矢印の方向（正方向）に増大する。すなわち、バッテリー６１は放電状態となる。
・図４Ｂのモード
インバータ１０の上アームのスイッチング素子１１が全てＯＮし、制御直流電源６０のスイッチング素子６２がＯＮの状態である。
このモードでは、バッテリー６１には電動機１００の内部インピーダンス１０４のゼロ相分を介して第１の直流電圧部２０の電圧が印加されるため、バッテリーの電流は図の矢印と反対方向（負方向）に増大する。すなわち、バッテリー６１は充電状態となる。
・図４Ｃのモード
インバータ１０の下アームのスイッチング素子１１が全てＯＮし、制御直流電源６０のスイッチング素子６２がＯＦＦの状態である。
このモードでは、ダイオード６３の作用によって図４Ａと同じ動作となり、バッテリー６１の電流は正方向に増大して放電状態となる。
・図４Ｄのモード
インバータ１０の上アームのスイッチング素子１１が全てＯＮし、制御直流電源６０のスイッチング素子６２がＯＦＦの状態である。
このモードでは、ダイオード６３が存在するため、バッテリー６１の電流が図の矢印方向（正方向）に流れている場合、この電流は減少して最終的にゼロとなる。なお、図の矢印と反対方向（負方向）には電流が流れない。
・図４Ｅのモード
図４Ｅは、インバータ１０の上アームのスイッチング素子１１が全てＯＮ、または下アームのスイッチング素子１１が全てＯＮ以外であって、制御直流電源６０のスイッチング素子６２がＯＮまたはＯＦＦの状態を示している。
このモードにおいて、バッテリー６１の電流の増減は、電動機１００の中性点１０２の電位、及びスイッチング素子６２の状態（ＯＮまたはＯＦＦ）によって変化する。ただし、一般にこの状態では、電動機１００の中性点電位の平均値Ｖｎは、電動機１００が定常状態であればほぼ一定となり、その前提に立てば、バッテリー６１の電流は前述の数式２に示したように制御可能である。
特に、バッテリー６１の開放電圧ＶｄｃｓがＥｄｃ／２よりも低い場合には、Ｖｎが一般にＥｄｃ／２となることから、Ｖｎ＞Ｖｄｃｓの状態で制御直流電源６０のスイッチング素子６２をＯＮ，ＯＦＦすればバッテリー電流の平均値を制御することができる。
以上のように、スイッチング素子１１，６２のＯＮ，ＯＦＦ状態に応じてバッテリー６１の電流を正負両方向に増大させるモードが存在するため、これらのモードを適切に切り替えることにより、バッテリー６１の平均電流、すなわちバッテリーの充放電を制御することが可能となる。
このようにしてバッテリー６１を放電させ、その電力を、図１９と同様に電圧ブースターと等価なインバータ１０’を介して第１の直流電圧部２０に充電すれば、この直流電圧部２０の直流電力を用いて電動機１００を駆動することができる。逆に、電動機１００を発電機として動作させ、その電力を制御直流電源６０内のバッテリー６１に充電することも可能である。
なお、上記の各実施形態において、第２の直流電圧部には任意の構成を用いることができる。特に、請求項３及び各実施形態に記載したように、第２の直流電圧部がバッテリー（蓄電池）である場合、例えば電動機１００が機械動力からトルクを得て発電する回生状態にある場合には、回生された電力をバッテリーに蓄電しておき、電動機が駆動状態となったらバッテリーの電力を電動機駆動に用いることができ、エネルギーの有効利用が可能となる。
また、請求項４に記載するように、第２の直流電圧部として静電容量（例えば電気二重層キャパシタ等）を用いる場合には、バッテリーと比べて蓄電量では劣るものの、瞬時的な電力の授受が可能である点、高効率である点、及び長寿命である点においてバッテリーよりも優位性がある。
次に、図５は本発明の第３実施形態を示す構成図であり、請求項５に係る発明に相当する。
本発明に係る電力システムでは、インバータ１０や制御直流電源６０または６０Ａ等の電力変換器を制御するために当然その制御装置が必要であり、これらの制御装置では一般に数Ｗ〜数１０Ｗ程度の電力を消費する。制御装置の電力を別の供給源、例えば商用電源から得る構成とすると、システムの独立性が損なわれる。
一方、通常のインバータと同様に、第１の直流電圧部２０にＤＣ／ＤＣコンバータを接続して制御装置の電源を構成することも可能であるものの、インバータ１０が停止している初期状態では、第１の直流電圧部２０の電圧は確立されていないため、制御装置へ電力を供給することができない。すなわち、システムの起動に不都合が生じる。
上記の問題を解決するには、図５に示すように、インバータ１０及び制御直流電源６０を制御する制御装置７１の電源を、第２の直流電圧部であるバッテリー６１から電源線７２を介して供給することが有効である。このような構成にすれば、バッテリー６１はインバータ１０が停止している場合でも電圧を保持しているため、インバータ１０の起動も問題なく行うことができ、装置の独立性を高めることができる。
また、バッテリー６１の電圧は、一般に第１の直流電圧部２０よりも低く、制御装置７１への供給電圧により近いため、制御装置７１へ直接給電する構成とすることも可能であるし、ＤＣ／ＤＣコンバータのような電圧安定化手段７３を仲介させる場合でも、その入出力の電圧差が小さいため、構成の簡単化、高効率化、低コスト化を図ることができる。
次いで、図６は本発明の第４実施形態を示す構成図であり、請求項６に係る発明に相当する。
本発明の電力システムを、例えば内燃機関や風車のような機械動力を発生する装置に適用することにより、スタータ、発電システム、あるいはハイブリッド駆動システムを構成することができる。つまり、図６に示すように、機械動力部８０から電動機１００に軸トルクが与えられるように、具体的には機械動力部８０の出力軸と電動機１００の回転軸とを軸９０により結合する。
上記の構成により、機械動力部８０が内燃機関である場合には、本発明の電力システムをスタータとして用いること、機械動力を電力に変換する発電システムとすること、更には、電動機１００の動力を機械動力と併せて駆動力を高めたり、逆に両者の動力を反転させて回生制動をかけるようなハイブリッド駆動システムとして用いることが可能となる。
図７は本発明の第５実施形態を示す構成図であり、請求項７に係る発明に相当する。
この実施形態は、図６の発展形として、機械動力部８０において必要となる電力を第２の直流電圧部であるバッテリー６１から電源線８２及び制御装置８１を介して供給するようにしたものである。
これは、例えば機械動力部８０が内燃機関である場合のスパークプラグや、本発明を自動車に適用した場合に必要となる様々な電装品、システムが有するファンやポンプ等の電機品等への電力を、バッテリー６１から供給する構成である。
この実施形態によれば、機械動力部８０への電力供給をバッテリー６１から行うことにより、機械動力部８０の軸トルクによってシステムを独立稼働させることが可能となる。従って、電力システムの内部において必要となる様々な電力を得るために、わざわざ商用電源を接続する必要もなくなり、システムの初期コスト、ランニングコストの低減に寄与する。
なお、図示されていないが、図７における制御装置７１，８１への電力供給は、図５の場合と同様に、電圧安定化手段を介して行っても良い。
ここで、図８は、巻線の中性点にバッテリーが接続されていない三相の交流電動機を三相インバータにより駆動する場合の、電動機の三相電流波形及び中性点電圧波形を示しており、インバータを三角波キャリア比較方式によりＰＷＭ制御した場合のものである。
図示するように中性点電位は４レベルで変化し、そのレベルが０、第１の直流電圧部の電圧Ｅｄｃ，Ｅｄｃ／３、及び２Ｅｄｃ／３となることが分かる。これはインバータの動作として公知事項である。ここで、インバータのスイッチング素子のオン・オフ状態と中性点電位との関係は、表１のように整理することができる。
Figure 0004925181
中性点電位が０である状態とＥｄｃである状態は、電動機にとっては共に出力端子の短絡であるため、インバータがどちらの状態にあっても電動機のトルクには影響がない。
ここで、図１と同様に、制御直流電源６０が、バッテリー６１及びスイッチング素子６２を備え、更に、上記スイッチング素子６２が第１の直流電圧部６０を充電する方向に逆並列接続されたダイオード６３を有する場合を考える。なお、バッテリー６１の電圧は、Ｅｄｃ／３以下であるものとする。
いま、スイッチング素子６２をオフとし、かつ、図８に示される中性点電位が０の状態すなわちインバータ１０の全ての下アームのスイッチング素子１１がオンの状態を、全ての上アームのスイッチング素子１１がオンの状態に置き換えた場合、電動機１００からバッテリー６１に印加される電圧は常にバッテリー６１の電圧よりも高くなるため、ダイオード６３は逆バイアスされ、電流は流れない。
また、インバータ１０の全ての下アームのスイッチング素子１１がオンの状態を意図的に発生させると、中性点電位が０になってダイオード６３が順バイアスされ、バッテリー６１から電流が流出する。このように電流が流出している状態で全ての下アームのスイッチング素子１１がオンの状態から別の状態に移ると、その電流が電動機１００の漏れインダクタンスに流れることによって蓄えられたエネルギーにより、第１の直流電圧部２０が充電される。この動作は、バッテリー６１を電源として第１の直流電圧部２０を充電する昇圧動作に他ならない。
一方、スイッチング素子６２をオンにすれば、全ての下アームのスイッチング素子１１がオンの状態以外では、バッテリー６１が充電される。
以上のように、インバータ１０のスイッチング素子１１及び制御直流電源６０のスイッチング素子６２のオン・オフを制御すればバッテリー６１の充放電を自在に行うことができ、また、バッテリー６１に流れる電流を瞬時値としてゼロにすることができるため、電力の制御性が高い。
上記説明を類推すれば、バッテリー６１の電圧を２Ｅｄｃ／３以上Ｅｄｃ未満とし、スイッチング素子６２の極性を図１の場合とは逆にすることによって、同様の効果が得られることが分かる。
図９は、図１とは逆極性のスイッチング素子６３を用いた本発明の第６実施形態を示す構成図であり、請求項９に係る発明に相当する。なお、図９における６０Ｂは、図１における制御直流電源６０とはスイッチング素子６２及びダイオード６３の極性が異なる制御直流電源である。
この実施形態では、図８に示される中性点電位がＥｄｃの状態、すなわちインバータ１０の全ての上アームのスイッチング素子１１がオンの状態を、全ての下アームのスイッチング素子１１がオンの状態に置き換えることによって、スイッチング素子６２をオフにすればバッテリー６１に電流が流れないことになる。そして、全ての上アームのスイッチング素子１１をオンすると、バッテリー６１が充電される。
更に、スイッチング素子６２をオンとし、全ての上アームのスイッチング素子１１がオンの状態とそれ以外の状態とを、比率を変えて交互に繰り返すことにより、バッテリー６１の充放電を制御することができる。
図１０は、本発明の第７実施形態を示す構成図であり、請求項１０に係る発明に相当する。
以上のように、バッテリー６１の電圧に制約を与え、それに応じて直列接続されるスイッチング素子の極性を設定することによって、電力の制御性を高めることができる。また、バッテリー６１の電圧が０〜Ｅｄｃの任意値である場合でも、図１０に示す制御直流電源６０Ｃのように、スイッチング素子６２ａ，６２ｂ及びダイオード６３ａ，６３ｂを組み合わせて、電流の通流と遮断を双方向に制御可能とした双方向スイッチを用いることにより、上記二例と同じ電力の制御性を実現することが可能となる。
この構成は、上記の説明から明らかなように、バッテリー６１の電圧がＥｄｃ／３〜２Ｅｄｃ／３の間である場合に特に適する。
次に、図１１は本発明の第８実施形態を示す構成図であり、請求項１１に係る発明に相当する。
例えば図１の回路において、制御直流電源６０内のバッテリー６１に直列接続されたスイッチング素子６２に電流が流れている状態、すなわち電動機１００のゼロ相電流が流れている状態で、前記スイッチング素子６２をオフとすると、漏れインピーダンスによる電流が急減するため、スイッチング素子６２と電動機１００との接続点の電圧が急上昇する。この電圧はスイッチング素子６２の耐圧を超え得るため、その場合にはスイッチング素子６２が破壊されるおそれがある。
図１１に示す第８実施形態は上記の問題点を回避するためのものである。すなわち、図１１に示すように、電動機１００とスイッチング素子６２との接続点Ａから第１の直流電圧部２０の正極へ向かう方向を順方向とする極性でスナバダイオード１０５が接続されている。
図１１において、スイッチング素子６２がオフ状態になって接続点Ａの電圧が急上昇した場合、この電圧が第１の直流電圧部２０の電圧を超えるとスナバダイオード１０５が導通状態となり、接続点Ａの電圧は第１の直流電圧部２０の電圧にクランプされる。
従って、スイッチング素子６２の耐圧を格段に高めることなく、その破壊を防止することが可能になる。また、接続点Ａの電圧が直流電圧部２０の電圧にクランプされると、接続点Ａを流れていた電流は徐々に減少し、やがてゼロになるとスナバダイオード１０５が逆方向電流を阻止するため、電流はゼロとなる。
図１２は、上記第８実施形態の変形例を示している。
制御直流電源６０におけるスイッチング素子６２は、前述の図２に示したように図１１と逆極性に接続することができる。図１２における制御直流電源６０Ｂは、スイッチング素子６２及び環流ダイオード６３が図１１とは逆極性に接続されているものであり、図９の制御直流電源６０Ｂと同一の構成である。
図１２では、スイッチング素子６２をオフした場合の電圧の急変は負の方向に生じる。従って、上記電圧の急変によるスイッチング素子６２の破壊を防止するためには、図１２に示すように、接続点Ａから第１の直流電圧部２０の負極へ向かう方向を逆方向とする極性でスナバダイオード１０５を接続すればよい。このことは、前述した説明からも類推可能である。
なお、図１１及び図１２に示したスナバダイオード１０５，１０５の両方を備えても良い。このような構成は、図１０に示した第７実施形態のように、スイッチング素子として双方向スイッチを用いた場合に有益である。
次に、図１３は本発明の第９実施形態を示す構成図であり、請求項１２に係る発明に相当する。
この第９実施形態は、図２の構成にスナバダイオード１０５を付加したものであり、電動機１００とスイッチング素子６２との接続点Ａから第１の直流電圧部２０の負極へ向かう方向を逆方向とする極性でスナバダイオード１０５が接続されている。
この実施形態の動作及び作用効果は、図２の及び図１１，図１２から類推可能であるため、説明を省略する。
図１４は、第９実施形態の変形例を示す構成図である。この変形例では、図１３における制御直流電源６０Ａのスイッチング素子６２及び環流ダイオード６３の極性を逆極性とした制御直流電源６０Ｄを備えると共に、電動機１００とスイッチング素子６３との接続点Ａから第１の直流電圧部２０の正極へ向かう方向を順方向とする極性でスナバダイオード１０５が接続されている。
なお、第８実施形態と同様に、スイッチング素子として双方向スイッチを用いる場合を考慮して、図１３及び図１４に示したスナバダイオード１０５，１０５の両方を備えても良い。
図１５は本発明の第１０実施形態を示す構成図であり、請求項１３に係る発明に相当する。
上述した各実施形態において、インバータ（電力変換器）１０とスイッチング素子６２とは連動して制御する必要があること、及び、第１の直流電圧部２０とインバータ１０とは、一般に浮遊インダクタンスを低減する目的で近接して配置するのが通常であることから、少なくとも電動機１００とバッテリー６１以外の構成要素は単一のユニットとして構成することが望ましい。
特に、図１１〜図１４のようにスナバダイオード１０５を接続する場合、バッテリー６１に直列接続されるスイッチング素子６２が第１の直流電圧部２０から離れて配置されていると、スナバダイオード１０５を接続するためのケーブルが長くなるため、コストや作業性の点で問題があり、更にはケーブルのインピーダンスがスナバ特性を劣化させるという問題も生じる。よって、この観点からも、スイッチング素子６２を第１の直流電圧部２０の近くに配置することが望ましい。
図１５に示す第１０実施形態は上記の観点に基づくものであり、インバータ１０、第１の直流電圧部２０、スイッチング素子６２、ダイオード６３及びスナバダイオード１０５を同一のケーシングに内蔵して単一のユニット５００を構成している。なお、このユニット５００には電動機１００を接続するための接続端子Ｂが設けられている。
ここで、バッテリー６１も単一のユニット５００に内蔵し、あるいはユニット５００の直近に配置すれば、スナバダイオード１０５を接続するためのケーブルを短縮することができ、更に好都合である。
なお、電動機１００は動力源や機械負荷に接続されるため、温度や振動の条件が過酷になることもあり、その条件を電動機１００以外の他の構成要素に課さないためにも、電動機１００のみを別置きとすることが考えられる。
本発明の第１実施形態を示す構成図である。 第１実施形態の変形例を示す構成図である。 本発明の第２実施形態を示す構成図である。 第２実施形態の動作説明図である。 第２実施形態の動作説明図である。 第２実施形態の動作説明図である。 第２実施形態の動作説明図である。 第２実施形態の動作説明図である。 本発明の第３実施形態を示す構成図である。 本発明の第４実施形態を示す構成図である。 本発明の第５実施形態を示す構成図である。 三相巻線の中性点にバッテリーが接続されていない電動機を通常の三相インバータにより駆動する場合の、電動機の三相電流波形及び中性点電圧波形を示す図である。 本発明の第６実施形態を示す構成図である。 本発明の第７実施形態を示す構成図である。 本発明の第８実施形態を示す構成図である。 第８実施形態の変形例を示す構成図である。 本発明の第９実施形態を示す構成図である。 第９実施形態の変形例を示す構成図である。 本発明の第１０実施形態を示す構成図である。 インバータにより交流電動機を駆動する電力システムの構成図である。 図１６の構成に電圧ブースターを付加した電力システムの構成図である。 特許文献１に記載された電力システムの構成図である。 図１８の等価回路図である。
符号の説明
１０：インバータ
１１，６２，６２ａ，６２ｂ：半導体スイッチング素子
２０：直流電圧部
２１：電圧平滑用コンデンサ
６０，６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃ，６０Ｄ：制御直流電源
６１：バッテリー
６３，６３ａ，６３ｂ：ダイオード
７１：制御装置
７２，８２：電源線
７３：電圧安定化手段
８０：機械動力部
８１：制御装置
９０：軸
１００：交流電動機
１０２：中性点
１０３：誘起電圧
１０４：内部インピーダンス
１０５：スナバダイオード
５００：ユニット
Ａ：接続点
Ｂ：接続端子

Claims (13)

  1. 交流電動機と、
    第１の直流電圧部と、
    前記交流電動機と第１の直流電圧部との間に接続されてこれらの相互間で電力を授受する電力変換器と、
    前記交流電動機の巻線の任意箇所と第１の直流電圧部の正極または負極との間に接続されると共に、少なくとも一つの半導体スイッチング素子と第２の直流電圧部とを直列接続してなる制御直流電源と、
    を備え、
    前記半導体スイッチング素子を高周波スイッチングすることにより、前記第２の直流電圧部に印加される平均電圧を、前記第２の直流電圧部の開放電圧を中心とした前後の値に制御することを特徴とする電力システム。
  2. 請求項１に記載した電力システムにおいて、
    前記制御直流電源を、前記交流電動機の巻線の中性点と第１の直流電圧部の正極または負極との間に接続したことを特徴とする電力システム。
  3. 請求項１または２に記載した電力システムにおいて、
    第２の直流電圧部が蓄電池であることを特徴とする電力システム。
  4. 請求項１または２に記載した電力システムにおいて、
    第２の直流電圧部が静電容量であることを特徴とする電力システム。
  5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した電力システムにおいて、
    前記電力変換器の制御装置の電源を第２の直流電圧部から供給することを特徴とする電力システム。
  6. 請求項５に記載した電力システムにおいて、
    前記交流電動機に軸トルクを与える機械動力部を備えたことを特徴とする電力システム。
  7. 請求項６に記載した電力システムにおいて、
    前記機械動力部に必要な電装品または電機品の電源を第２の直流電圧部から供給することを特徴とする電力システム。
  8. 請求項２〜７の何れか１項に記載した電力システムにおいて、
    第２の直流電圧部の開放電圧が、第１の直流電圧部の電圧の１／３以下であり、
    かつ、第２の直流電圧部に直列接続される前記半導体スイッチング素子と並列に、第２の直流電圧部を放電させる極性のダイオードを接続したことを特徴とする電力システム。
  9. 請求項２〜７の何れか１項に記載した電力システムにおいて、
    第２の直流電圧部の開放電圧が、第１の直流電圧部の電圧より小さく、かつ第１の直流電圧部の電圧の２／３以上であると共に、
    第２の直流電圧部に直列接続される前記半導体スイッチング素子と並列に、第２の直流電圧部を充電する極性のダイオードを接続したことを特徴とする電力システム。
  10. 請求項２〜７の何れか１項に記載した電力システムにおいて、
    第２の直流電圧部に直列接続される前記半導体スイッチング素子が、双方向に電流通流及び遮断が可能な双方向スイッチを構成することを特徴とする電力システム。
  11. 請求項２〜１０の何れか１項に記載した電力システムにおいて、
    第１の直流電圧部の負極と第２の直流電圧部の負極とが、実質的に直流同電位で接続されており、
    前記交流電動機と前記半導体スイッチング素子との接続点から第１の直流電圧部の正極へ向かう方向を順方向として接続されるダイオードと、前記交流電動機と前記半導体スイッチング素子との接続点から第１の直流電圧部の負極へ向かう方向を逆方向として接続されるダイオードと、
    のうち、少なくとも一方を備えたことを特徴とする電力システム。
  12. 請求項２〜１０の何れか１項に記載した電力システムにおいて、
    第１の直流電圧部の正極と第２の直流電圧部の正極とが、実質的に直流同電位で接続されており、
    前記交流電動機と前記半導体スイッチング素子との接続点から第１の直流電圧部の正極へ向かう方向を順方向として接続されるダイオードと、前記交流電動機と前記半導体スイッチング素子との接続点から第１の直流電圧部の負極へ向かう方向を逆方向として接続されるダイオードと、
    のうち、少なくとも一方を備えたことを特徴とする電力システム。
  13. 請求項１〜１２の何れか１項に記載した電力システムにおいて、
    少なくとも第１の直流電圧部、前記電力変換器及び前記半導体スイッチング素子を、単一のユニットとして構成したことを特徴とする電力システム。
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